JPS61179495A - 楽音信号形成方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、移動フォルマント特性の楽音信号を簡単な
方法で形成し得るようにした楽音信号形成方法及び装置
に関する。

〔従来の技術〕

所望のフォルマント特性の楽音信号を形成する方法の代
表例としては、所望のフォルマントを実現する特性を有
するフィルタを使用し、発生しようとする楽音の周波数
を持つ音源信号を該フィルタに入力し、該所望フォルマ
ント特性を持つ楽音信号が該フィルタから出力されるよ
うにする方法がある。しかし、この方法はフィルタを用
いるために構成が複雑となる欠点があった。また、移動
フォルマントを実現するためには、フィルタに入力する
楽音信号の周波数に関連してフィルタ特性を移動させね
ばならないため、更に複雑となる。

一方、フィルタを用いないで所望のフォルマント特性の
楽音信号を形成する方法として、特開昭４８−５３６０
６号公報に示された方法がある。

そこにおいては、一定の周波数で発振したバースト信号
を楽音のピッチに対応した周期の時間窓波形によって振
幅制御することにより、バースト信号の周波数を中心周
波数とし楽音のピッチの整数倍の周波数をスペクトル成
分とするフォルマント特性を持つ楽音信号が形成される
。

〔発明が解決しようとする間層点〕

上述のようなバースト信号を用いる方法は、フィルタを
用いる方法に比べて構成が簡単であるという利点を有す
るが、バースト信号の周波数は楽音のピッチにかかわら
ず一定であるため、固定フォルマントしか実現できない
という問題点があった。

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、簡単な構
成によって移動フォルマント特性の楽音信号を容易に形
成し得るようにした楽音信号形成方法及び装置を提供し
ようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る楽音信号形成方法は、発生すべき楽音の
音高に応じて、その音高周波数の１倍よりも大きい所定
倍の周波数を有する振動波形を、該音高周波数に関連す
る周期を持つ制御波形によって振幅制御した状態で発生
し、この振幅制御された振動波形を楽音信号とするよう
にしたことを特徴とする。また、この発明に係る楽音信
号形成装置は、発生すべき楽音の音高を指定するための
手段と、指定された音高の１倍よりも大きい所定倍の周
波数を有する振動波形を発生する振動波形発生手段と、
指定された音高に応じて、楽音の１周期内の所定位相区
間で前記振動波形が発生されるよう前記振動波形発生手
段を制御する制御手段とを具えたことを特徴とするもの
である。

更にこの発明の楽音信号形成装置は一発生すべき楽音の
音高を指定するための手段と、指定された音高の１倍よ
りも大きい所定倍の周波数を有する振動波形を発生する
振動波形発生手段と、指定された音高に関連する周期を
持つ制御波形を発生する手段と、前記振動波形発生手段
で発生された振動波形の振幅を前記制御波形によって制
御する振幅制御手段とを具えたことを特徴とするもので
ある。

〔作用〕

振動波形が周期的な制御波形によって振幅制御された状
態で発生されることにより、その結果得られる楽音信号
つまり振幅制御された振動波形のフォルマントは、振動
波形の周波数を中心周波数とし、制御波形の繰返し周期
に対応する周波数に調和した線スペクトルを持つものと
なる。振動波形は、発生すべき楽音の音高に応じて、そ
の音高周波数の１倍よりも大きい所定倍の周波数を有す
るものである。また、制御波形は、該音高周波数に関連
する周期を持つものである。従って、得られる楽音信号
のフォルマント特性は、その音高周波数の所定倍の周波
数を中心周波数とし、その音高に調和した線スペクトル
を持つものとなる。中心周波数は音高が変われば変化し
、常にそのときの音高周波数の所定倍である。こうして
、得られる楽音信号のフォルマント特性は移動フォルマ
ントとなる。

〔実施例〕

以下図面についてこの発明の詳細な説明する。

第１図はこの発明の一実施例において発生される楽音波
形の一例を示す波形図であって、図において横軸は時間
ｔ、縦軸はそれぞれの波形を表し、ＴＶは楽音波形、ｗ
、、ｗ２．ｗ、、ｗ、、ｗｓはそれぞれ制御波形であり
１例えば矩形波である。発生すべき楽音の周期はＴｏで
、楽音波形ＴＷはｔ＝０からｔ＝Ｔ０／２の間はＡｓ１
ｎ４　（２π／　Ｔ、）ｔなる第１の振動波形からなり
、ｔ＝Ｔ、／２からｔ＝Ｔ、／２＋Ｔ、／４の間はＡｓ
１ｎ８　（２π／Ｔｏ）　ｔなる第２の振動波形からな
り、ｔ＝’ｒ０／２＋Ｔ０／４からｔ＝Ｔ、／２＋Ｔ、
／４＋Ｔ、／８の間はＡｓ１ｎｌ　６　（２π／Ｔｏ）
　ｔなる第３の振動波形からなり、ｔ　＝Ｔ、／　２　
＋Ｔ、／４　＋Ｔ、／８からｔ＝Ｔ、／２＋Ｔ、／４＋
Ｔ、／８＋Ｔ、／１６の間はＡｓ１ｎ３２　（２π／Ｔ
、）　ｔなる第４の振動波形からなり、ｔ　＝Ｔ、／２
　＋Ｔ、／４　＋Ｔ、／８＋Ｔ、／１６からｔ＝Ｔ０／
２＋ＴＯ／４＋ＴＯ／８＋Ｔ、／１６＋Ｔ、／３２の間
はＡｓ１ｎ６４　（２ｇ／’ｒｅ）　ｔなる第５の振動
波形からなる。。すなわちＡｓ１ｎｋ　（２π／　Ｔ　
ａ　）　ｔで表される正弦波からなる振動波形が２Ｔ、
／にの幅の時間窓の間発生される。ここにに＝４，８，
１６，３２，６４である。このことは無限に長い時間連
続している正弦波Ａｓ１ｎｋ　（２π／Ｔｏ）　ｔをＴ
、時間ごとに２Ｔ、／にの時間だけ通過させ其他の時間
は遮断したことと等価であり、その意味で時間幅２Ｔ。

／ｋを示す第１図の矩形波Ｗｌ　ｇ　Ｗ２　ｇ　Ｗ３　
ｔ　Ｗ４　ｐＷｓをそれぞれ時間窓又は時間窓関数とい
う。

さて第１図に示す楽音波形ＴＷをフーリエ分析すること
は容易であるが、一般的な概念を明らかにするため楽音
波形ＴＷのそれぞれの部分を正弦波Ａｓ１ｎｋ　（２π
／’ｒ、）　ｔからなる振動波形とそれに対応して幅２
Ｔ０７ｋを有する時間窓関数との積として分析する。第
２図は第１図に示す波形のスペクトル構成を説明するス
ペクトル図で、横軸は周波数ｆを示し、縦軸は各スペク
トルの強さを示し、Ｓ、には幅２Ｔ、／にの時間窓のス
ペクトル、８２には正弦波Ａｓ１ｎｋ　（２ｔｃ／　Ｔ
ｏ）　ｔのスペクトル、Ｓ、には上記正弦波とこれに対
応する時間窓との積のスペクトル、すなわちスペクトル
Ｓ、にの周波数成分とスペクトル構成にの各周波数成分
とのたたみこみ（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）の周波数成
分を示すスペクトルである。幅２Ｔ、／にの矩形波時間
窓のスペクトルはそのエンベロープが第２図Ｓ工にで示
すとおり（ｓｉｎ　ｘ／ｘ）の形になることはよく知ら
れている所である。時間窓関数がＴｏの周期で繰返され
るときは、時間窓関数は線スペクトルとなり、その線ス
ペクトルはｆ＝ｏの直流からはじまってｆ、＝ｉ／’ｒ
、の周波数間隔ごとに配列される。また時間窓関数の時
間幅が変化しなければ。

その繰返し周期Ｔ０が変化してもそのスペクトルエンベ
ロープの形は変化しない。たとえばに＝８とすると、上
記線スペクトルの配列点は第２図Ｓ、ｋの横軸に丸を付
けた点になる。Ｓ、にで示されるようなスペクトルエン
ベロープの周波数成分と正弦波Ａｓ１ｎｋ（２π／Ｔ、
）　ｔの周波数成分とのたたみこみは第２図ｓ、にで示
すエンベロープの形のスペクトルになる。ここにおいて
、フォルマントの中心周波数に／Ｔ、は振動波形の周波
数であり、これは発生すべき楽音の周波数１７Ｔ０のに
倍である。Ｔｏの値が変われば、フォルマントの中心周
波数に／Ｔ０も変化し、移動フォルマント特性を示す。

第３図は第１図に示す楽音波形ＴＷのスペクトルエンベ
ロープを示すスペクトル図で、に＝４゜８．１６，３２
，６４に対するそれぞれのスペクトルエンベロープＳ　
４９　Ｓ＠ｅ　５ＬＧＴ　５３２ｅ　ｓｓ４をたとえば
第２図について説明した要領で算出し、スペクトルの強
さを縦軸に、対数スケールの周波数を横軸にして表した
ものである。

以上を要約すれば、この発明の一実施例においては第１
図にＴＷとして示す楽音波形を発生し。

その波形は第３図に示すようなスペクトルエンベロープ
を持つということである。

第１図の楽音波形ＴＶは簡単なディジタル回路で容易に
発生することができ、しかも発生したスペクトル分布は
第２図のスペクトルＳ、ｋにＡ／にとして示されるよう
にｋが２倍になればスペクトルの強さが半分になる６　
ｄ　ｂ　／　ｏ　ｃ　ｔ　ａ　ｖ　ｅの好適な周波数特
性を有し、かつ時間窓Ｗ工、Ｗ、。

Ｗ、、　Ｗ、、　Ｗｓの部分の正弦波の振幅を単一の制
御回路によって各々独立に時分割的に制御して所望のス
ペクトル分布を容易に得ることができる、更に時間窓を
還す振動波形の周波数を楽音の音高に関連させてその音
高周波数のに倍つまり所定倍としたことにより移動フォ
ルマント特性を実現することができる等、楽音波形とし
て多くの有利な点を備えている。なお、後述するように
、ｋは上述のような整数倍に限らず、非整数倍であって
もよく、要するに１より大きい数であればよい。

また第２図のスペクトルエンベロープＳ、ｋに示すよう
に１時間窓の時間幅２Ｔ、／にとそのスペクトルエンベ
ロープの帯域幅（たとえば第２図のスペクトルエンベロ
ープにおけるｆ＝ｏからｆ＝に／２Ｔ、までの幅）とは
逆比例の関係にあるので、時間窓の時間幅を変化するこ
とによってその時間窓に対応する周波数帯域幅を変化す
ることができる。先に説明したように、たとえば第１図
において時間窓ｗ、、ｗ、、ｗ、、ｗ、、ｗ、の部分の
振幅は単一の制御回路によって各々独立に時分割的に制
御することができるので、時間窓の時間幅を変化するこ
とは、上述の各々独立に時分割的に制御することができ
る周波数帯域幅が変化することを意味する。すなわち時
間窓の時間幅を変化することによって独立して制御でき
る周波数帯域幅の広さ、換言すれば成分周波数の制御に
おける周波数分解能を変化することができる。この発明
では時間窓の時間幅を設計の要求に応じて適当な値に設
定することにより独立して制御できる周波数帯域幅を要
求に適合したものにすることができる。

第４図はこの発明の他の実施例において発生される楽音
波形の一例を示す波形図であって、第１図と同一記号は
同一意味を有し、第１図においてはＡ　ｓｉｎ　ｋ　（
２ｘ／　Ｔ、）　　ｔで表される正弦波が２Ｔ０／にの
幅の時間窓を通過したのに対し、第４図においてはＡ　
ｓｉｎ　ｋ　（２ｘ／　Ｔ、）　ｔで表される正弦波が
Ｔ、／にの幅の時間窓を通過する。

また第４図においてに〜２，４，８，１６，３２゜６４
であって、第４図における時間窓Ｗ１．ｗ２゜Ｗ、、　
Ｗ、、　Ｗ、はそれぞれに〜２，４，８，１６゜３２に
対応する時間窓であり、Ｗ６かに；６４に対応する時間
窓である。第４図を第１図と比較すれば明らかなように
、第４図においては通過する正弦波の周期に対する時間
窓の時間幅の割合が第１図の場合に比して半減しており
、第１図では各時間窓を正弦波２周期が通過したのに対
し、第４図では各時間窓を正弦波１周期が通過する。し
たがって第４図の各時間窓を通過する波形のスペクトル
エンベロープは第１図の場合に比し２倍の周波数帯域幅
を持つことになる。第５図は第４図に示す楽音波形のス
ペクトルエンベロープの形を示すスペクトル図であって
、図にＳ（Ｗ工）〜５（Ｗ６）の記号で各時間窓Ｗ□〜
Ｗ、を通過する波形のスペクトルエンベロープを示す。

但し第３図に示すと同様に第５図においてもｋが２倍に
なればスペクトルの強さが半分になり、Ｓ　（Ｗ、）が
らＳ　（Ｗ、）まで各時間窓ごとにスペクトルの強さが
６ｄｂ段階で低下し、たとえばＳ　（ＷＳ）のスペクト
ルの強さはＳ（Ｗ工）のスペクトルの強さに対し１／６
４となっているが、第５図では図面を見易くするためこ
のスペクトルの強さの低下を補正した形で表しである。

次に第４図に示す楽音波形ＴＷを発生する回路の一例に
ついて説明する。第６図はこの発明の一実施例を示すブ
ロック図で、図において１１は鍵盤部、１２は周波数情
報メモリ、１３はアキュムレータ、１４は係数発生装置
、２は５１２語の容量を有する正弦波メモリ、３はデコ
ーダ、４はアドレス切換装置、５はセレクタ、６は乗算
回路。

７はディジタル・アナログ変換装置（以下ＤＡＣと略記
する）、８はサウンドシステムである。

鍵盤部１１で押下された鍵の音高に対応するディジタル
数値Ｆ。が周波数情報メモリ１２から出力され、クロッ
クパルスφごとにアキュムレータ１３において累算され
てアキュムレータ１３のＭＳＢ（最上位ビット）のキャ
リイ端子からオーバフローパルスＣＡを出力する。この
オーバフローパルスＣＡの周波数がｆｏとなるように設
計する。

ここにｆ、＝１／Ｔ、は第４図に示す楽音波形ＴＷの繰
返し周波数であり、上記押下された鍵に対応してそれぞ
れその値が定められている。このアキュムレータ１３の
上位１０ビツトが正弦波メモリ２の読出し用とデコーダ
３におけるゲート波形発生用に用いられる。第６図にお
いて導線に短い斜線を府市小円で囲んだ数字を付記した
ものはその導線で伝送されるディジタル信号を構成する
１語のビット数を示すことにする。（以下の図面に対し
ても同様である。） アキュムレータ１３の出力の上位１０ビツトからＭＳＢ
の１ビツトを除いた９ビツトをアドレスとして正弦波メ
モリ２を読出せばその出力に２ｆ。の正弦波を得る。す
なわち第４図に示す時間窓Ｗ□に相当する部分である。

第４図に示すように時間窓がＷ工からＷ６まで変化する
間に正弦波メモＩ７２から読出される正弦波の周波数を
段階的に変化するためデコーダ３とアドレス切換装置４
とが設けられる。

第７図はデコーダ３の一例を示す回路図で、このデコー
ダ３はアキュムレータ１３の上位１０ビツトの出力Ｃｇ
〜Ｃ１ｌのうちＣ９１ｃａｔ　Ｃ７ｔ　ｃＧ。

ｃｓｔ　Ｃ４で示す上位６ビツトを入力し、第４図にｗ
、、ｗ、、ｗ、、ｗ、、ｗ、、ｗ、で示す時間窓を出力
するデコーダであり、３０１／−３０６はそれぞれイン
バータ３１１〜３１６はそれぞれアンドゲートで、図の
縦と横の線の交点に小丸を付した部分が対応するアンド
ゲートの入力端子への接続を示す（以下の図面において
も同様な表示を用いる）。第７図に示す接続によって第
４図に時間窓Ｗ□〜Ｗ、として示すゲート波形を発生で
きることは明らかである。

第８図はデコーダ３の他の例を示す回路図で、第８図に
おいて３２は７段のリングカウンタ、３２１〜３２６は
アンドゲート、３３はオアゲートであり、Ｃ９〜ｃ４は
第７図のＣｇ〜ｃ４と同じく、またＣＡはアキュムレー
タ１３のオーバフローパルス、ＫＯＮは鍵盤部１１にお
いて操作された鍵の状態を示す信号である。リングカウ
ンタ３２はキーオン信号ＫＯＮによって初期設定されオ
アゲート３３の出力によってシフトされるので、リング
カウンタ３２の各段からは第７図の場合と同様な時間窓
Ｗ工〜Ｗｓに相当するゲート波形を発生できることは明
らかである。

第９図はアドレス切換装置４の内部接続を示す接続図で
、その入力はアキュムレータ１３の上位１０ビツト（ｃ
　ｓ　〜ｃ　ｏ　）の出力のうちＭＳＢ（ｃ、）を除い
た９ビツト（ｃｓ〜ｃｏ）で、その制御入力はデコーダ
３から出力される時間窓Ｗ工〜Ｗ６である６ま、たアド
レス切換装置４の出力は正弦波メモリ２のアドレスとな
るＣ８〜ａ０の９ビツトで、Ｃ８〜ｃ０とａ、〜ａ０の
接続は時間窓Ｗ□〜Ｗ６に従って第９図に示すように変
更される。すなわちＷ□の間はＣ，はａｓに、Ｃ７はＣ
７にそれぞれ接続され正弦波メモリ２からは２ｆ０の正
弦波が読出されるが、たとえばＷ２の間はＣ７はＣ８に
、Ｃ５はＣ７に接続され、ａｏは常に論理ｒＯＪに保た
れるので、正弦波メモリ２は５１２語のうち１語おきに
２５６語だけ読出され、したがって４ｆ、の正弦波が読
出されることになる。このようにして正弦波メモリ２の
出力は第４図の波形ＴＷに示すようになる。

第１０図は係数発生装置１４の一例を示すブロック図で
、１４０は係数メモリ、１４１は係数メモリ切換スイッ
チ、１４２はカウンタ、１４３は比較的低い周波数のパ
ルスを発生するクロック発生器、１４４はナントゲート
、１４５はアンドゲートである。第６図に示すようにデ
コーダ３の出力において時間窓Ｗ工〜Ｗ６が順次切換え
られると、アドレス切換装置４を介し正弦波メモリ２か
ら読出される正弦波の周波数が順次切換えられるが、こ
の切換に同期してセレクタ５において係数が順次切換え
られて出力され、乗算回路６においては、時間窓によっ
て定められる周波数の正弦波の振幅を、対応する係数に
より制御して出力することとなる。第６図に示す実施例
では６種の時間窓Ｗｉ〜Ｗ６にそれぞれ対応する６種の
係数ｂ１〜ｂ６が係数発生装置１４からセレクタ５に入
力される。

希望の音色を有する楽音を発生するにはこれらの係数を
適当な値に設定することが必要であり。

また自然楽器におけるような音色の時間的変化を実現す
るためにはそれぞれの係数をそれぞれ適当な時間関数と
して変化させることが必要であり。

更に発生する音色の種類を変更するにはそれぞれの係数
の時間関数の形を変えることが必要である。

このような要求から第１０図に示す係数メモリ１４０は
、アドレスの変化に対応して変化する値が出力される係
数ｂ工〜ｂ、の記憶を複数組備え、どの組の係数ｂ工〜
ｂ６を選ぶかは演奏者が係数メモリ切換スイッチ１４１
の切換によりあらかじめ決定しておくものとする。

係数メモリ１４０はカウンタ１４２の計数値によってア
ドレスされるが、カウンタ１４２にはクロック発生器１
４３から適当な周波数のパルスが入力されてその計数値
を増加させる。クロック発生器１４３はその出力周波数
を調整することができるものとする。また第１０図に示
す実施例では係数メモリ１４０のアドレスの最大値はカ
ウンタ１４２の計数の最大値と一致するよう設計され、
カウンタ１４２の出力の全ビットが論理「１」となると
ナントゲート１４４を介してアンドゲート１４５を不動
作にしカウンタ１４２へのパルス入力を阻止する。鍵盤
部１１において新たに鍵が押下されたことを示すキーオ
ン信号ＫＯＨによってカウンタ１４２がクリアされる。

したがって係数メモリ１４０に記憶されている係数ｂ１
〜ｂ、は信号ＫＯＮから次の信号ＫＯＮまで、あるいは
信号ＫＯＮからアンドゲート１４５によってパルス入力
が阻止されるまで６個の係数ｂ□〜ｂ、が並列に読出さ
れてセレクタ５に入力される。

係数ｂ工〜ｂ６が第４図に示す時間窓ｗ１〜ｗＧ内の正
弦波の振幅をそれぞれ制御するので、第５図のスペクト
ル図について言えば、係数ｂ工〜ｂ６がそれぞれ対応す
るスペクトルエンベロープＳ（Ｗ、）〜Ｓ　（Ｗ、）の
振幅を制御することになる。すなわち、この発明の実施
例では、単一の乗算回路６によりスペクトルエンベロー
プＳ（Ｗよ）〜５（ＷＧ）を互に独立して制御すること
ができる。

乗算回路６の出力はＤＡＣ７へ入力されてアナログ電圧
に変換され、サウンドシステム８により楽音として発音
されるが、ＤＡＣ７とサウンドシステム８については従
来よく知られているので、詳細な説明は省略する。

さきに第１図と第４図との比較において説明したように
、第４図における時間窓の時間幅は当該時間窓を通過す
る正弦波の周期に対して比較的狭く設定されており、そ
の為第５図に示すように独立して制御することができる
周波数帯域幅が比較的広くなり、隣接するスペクトルエ
ンベロープが重なりあっている。すなわち、スペクトル
の制御における周波数分解能が比較的低いということが
できる。この分解能を向上するためには時間窓の時間幅
を増大すればよく、たとえば第１図のＴＶに示すような
楽音波形を発生すれば、第６図の回路におけるよりも制
御における周波数分解能を向上することができる。

第１１図はこの発明の他の実施例を示すブロック図で、
第６図と同一符号は同−又は相当部分を示し１重複した
説明は省略する。第１１図において２０は１，０２４語
の容量を有する正弦波メモリ、２１は５１２語の容量を
有する正弦波メモリ。

２２は２５６語の容量を有する正弦波メモリ、６１．６
２．６３にそれぞれ乗算回路、６４は加算回路である。

アキュムレータ１３の出力の上位１０ビツト（ａｓ〜ｃ
ｏ）によって正弦波メモリ２０を読出して周波数ｆ６の
正弦波を連続的に出力し、アキュムレータ１３の出力の
上位１０ビツト（ａｓ〜Ｑｏ）からＭ　Ｓ　Ｂ　（ｃ　
ｓ　）を除いた９ビツト（ｃ、〜ｃ０）によって正弦波
メモリ２１を読出して周波数２ｆ。の正弦波を連続的に
出力する。上記９ビツト（０１〜ｃｏ）からその最上位
ビットｃ８を除いた８ビツト（０７〜ｃｏ）をアドレス
切換装置４に入力し、アドレス切換装置４の出力によっ
て正弦波メモリ２２を読出して第１図の楽音波形ＴＷに
示す波形を出力する。

第１１図に示すデコーダ３の回路は第７図又は第８図の
回路に類似するが、ただ第１図の波形では時間窓はＷ工
〜Ｗ５の５種類であるため、第７図及び第８図に示す時
間窓ｗＧに関連する回路、すなわち第７図ではインバー
タ３０６、アンドゲート３１６を欠き、第８図ではリン
グカウンタ３２が６段になってアンドゲート３２６を欠
く。したがってデコーダ３の入力はアキュムレータ１３
の出力の上位５ビツト（ｃ＠〜ｃｓ）でその出力は時間
窓Ｗ１〜Ｗ、である。

またアドレス切換装置４の接続は第９図に類似するが、
正弦波メモリ２２の語数が２５６語であるため、第９図
から入力の０８ビツトと出方のａ。

ビットを省略しかつ時間窓ｗ６に対応する接続を省略し
た接続となる。

更に係数発生装置１４は第１０図に示す回路に類似して
いるが、５種類の時間窓ｗ１〜ｗ５にそれぞれ対応する
係数ｂ２〜ｂｓの他に、正弦波メモリ２０．２１のそれ
ぞれの出力に対応する係数５６　ｙｂ□を発生する。係
数ｂ２〜ｂＧはセレクタ５に入力され、係数す、、ｂｌ
はそれぞれ乗算回路６１゜６２に入力される。

したがって第６図の正弦波メモリ２の読出しに類似した
動作が第１１図の正弦波メモリ２２の読出しに対して行
われ、ただ第６図の場合と異なり、各時間窓Ｗ工〜Ｗ５
において正弦波メモリ２２は２回あて繰返して読出され
、その出力波形は第１図の波形ＴＷに示すとおりになる
。したがって各時間窓Ｗ工〜Ｗ５に対応するスペクトル
エンベロープは第３図にそれぞれ８４〜Ｓｓ４として示
すようになり、このスペクトルエンベロープＳ４〜ＳＧ
４が乗算回路６３においてそれぞれ係数ｂ２〜ｂ６によ
って独立に振幅制御されて出力される。第３図を第５図
と比較すれば明らかなように、第１１図に示す実施例で
は第６図に示す実施例に比べてそれぞれ独立に制御でき
る周波数帯域幅を狭くすることができる。ただ第１１図
に示す実施例では正弦波メモリ２２から読み出される波
形（第１図の楽音波形ＴＶ）は第３図に示すようにｆ、
、２ｆ０の周波数成分は殆んど含んでいないので、ｆｏ
、２ｆ０の成分を発生するため正弦波メモリ２０，２１
を設け、その出力を乗算回路６１．６２においてそれぞ
れ係数す、、ｂ、によって振幅制御し、各乗算回路６１
，６２．６３の出力を加算回路６４で合成してＤＡＣ７
に入力する。

なお、上記実施例においては、３個の正弦波メモリ２０
，２１．２２を個々に設けるようにしたが、これは１個
の正弦波メモリを設は該メモリを時分別使用するように
してもよいことは勿論である。

第６図と第１１図に示す実施例では共にアキュムレータ
１３を用い、さらに第１図又は第４図に示す楽音波形Ｔ
Ｗを発生するのに正弦波メモリ２又は２２を用いたが、
この発明はこのような特定の方式の回路によって限定さ
れるものではなく、従来公知のどのような回路を用いて
楽音波形ＴＷを発生してもよいことは申すまでもない。

また第６図及び第１１図に示す実施例では共に時間窓を
矩形時間窓とした。矩形時間窓は時間幅を有効に利用で
きるが、第２図のスペクトルＳ工ｋに示すようにスペク
トルの拡がりが大きく、特にいわゆるサイドロープ的な
スペクトルが強く、すなわち周波数ｆかに／Ｔ、に比し
相当大きな領域でもまだ振幅が充分に小さくならず、そ
の結果第３図及び第５図に見られるように、所望の周波
数の点におけるスペクトルの強さを制御しようとすると
そのスペクトルの拡がり全体が制御されて各帯域を独立
に制御することが困難になるという欠点がある。

この欠点を除くためには矩形以外の形の時間窓でその周
波数スペクトルにおけるサイドロープの小さい時間窓を
用いればよい。ただしこの場合はスペクトルにおけるメ
インロープのひろがりを１オクタ一ブ以内に抑制するた
めには矩形時間窓よりも長い窓を必要とし、すなわち時
間窓の時間幅の利用率が低下するという不利がある。

第１２図はこの発明の更に他の実施例において発生され
る楽音波形の一例を示す波形図であって、第１２図にお
いて横軸は時間ｔ、波形ＴＶ工、ＴＷ２はそれぞれ周波
数ｆ、、２ｆ、の正弦波、波形ＴＶ、には周波数４ｆ、
の正弦波４波を、周期Ｔ。に等しい時間幅の矩形以外の
時間窓、たとえばパニング窓を通過させた場合の波形を
示し、ＴＶ、は時間幅がそれぞれ’ｒ０／２．Ｔ０／４
．Ｔ、／８゜Ｔｏ／１６のパニング窓を周波数がそれぞ
れ８ｆ、。

１６ｆ、、３２ｆ、、６４ｆ、の正弦波を通過させた場
合の波形を示す。

第１３図は第１２図に示す波形を発生する装置を示す。

第１３図において第１１図と同一符号は同−又は相当部
分を示し、同一の動作をするので重複した説明は省略す
る。２３は第１２図の波形ＴＷ４を１，０２４語のメモ
リに記憶する波形メモリ、２４は第１２図の波形ＴＷ、
のｔ＝ｏからｔ＝Ｔ０／２の部分を５１２語のメモリに
記憶する波形メモリである。また波形ＴＷ、に示すよう
に時間窓が時間幅Ｔ０／２．Ｔ０／４．Ｔ、／８゜Ｔ、
／１６の４種に切換えられるので、第１図に示す時間窓
Ｗ□〜ＷＧのうち時間窓Ｗ、に相当する部分を欠き、し
たがって第１３図のデコーダ３は第７図又は第８図に示
す回路から時間窓Ｗ５．Ｗ。

に関連する回路を省略したものとなり、第１３図のアド
レス切換装置４の接続は第９図に示す接続から時間窓Ｗ
、、Ｗ、に関連する接続を省略したものとなる。第１３
図の回路において正弦波メモリ２０．２１、波形メモリ
２３．２４から第１２図に示す波形ＴＶ工＝　Ｔ　Ｗ２
　、Ｔ　Ｗ４　、Ｔ　Ｗ−をそれぞれ発生できることは
明らかである。

第１２図の波形ＴＷ４及びＴＷ、は第１図の波形ＴＷに
比べ時間窓の時間幅が２倍になり、時間窓の形状が矩形
窓からパニング窓になっている。第１２図波形ＴＷ４に
点線で示すパニング窓の波形をフーリエ分析すれば明ら
かなように、第２図にＳ工にで示す矩形窓のスペクトル
において見るような強いサイドロープ（周波数に／２Ｔ
ｌ、以上の周波数領域におけるスペクトル）はパニング
窓のスペクトルでは十分減衰し、かつ第１２図のパニン
グ窓の時間幅が第１図の矩形窓の時間幅の２倍になって
いるのでメインロープの幅も矩形窓における幅と同程度
となっている。

正弦波メモリ２０．２１の出力が乗算回路６１゜６２に
おいて係数ｂ０．ｂ□によって振幅制御されることは第
１１図の場合と全く同じく、波形メモリ２３の出力（第
１２図波形ＴＶ、）は乗算回路６５において係数ｂ２に
よって振幅制御され、波形メモリ２４の出力（第１２図
波形ＴＷ８）のそれぞれの時間窓の部分は乗算回路６３
においてそれぞれ対応する係数ｂ３〜ｂ６によって振幅
制御される。したがって第１３図の回路においては係数
ｂ２〜ｂ、によってそれぞれ独立に制御できる。スペク
トルの各部分が、第１１図の回路において係数ｂ２〜ｂ
６によってそれぞれ独立に制御できるスペクトルの各部
分（第３図に示す）に比しサイドロープ的なひろがりが
少なく、第１３図の回路の方がスペクトル制御における
周波数分解能が向上しているということができる。

第６図と第１１図との比較及び第１１図と第１３図との
比較から、スペクトル制御における周波数分解能を向上
するためには時間窓の時間幅を大きくシ、かつスペクト
ル制御における周波数分解能の向上に有害なサイドロー
プ的スペクトル分布を減衰させるためには、時間窓を矩
形窓からパニング窓へ変えればよいことが理解できる。

ただし第６図、第１１図、及び第１３図の比較からスペ
クトル制御における制御の分解能を向上するためには、
並列に動作する波形メモリ（一般的に言えば並列に動作
する振動波形発生回路）の数を増加する必要があること
がわかる。

第１４図はこの発明の更に他の実施例において発生され
る楽音波形の一例を示す波形図で、第１図と同一記号は
同一意味を有し、ＴＷＡは系列Ａの楽音波形、ＴＷＢは
系列Ｂの楽音波形を示す。

第１４図を第１図と比較すれば明らかなように時間窓を
通過する正弦波の周期に比し各時間窓の時間幅は波形Ｔ
ＷＡでは２倍、波形ＴＷＢでは３／２倍となり、したが
って第１４図の波形ＴＷＡとＴＷＢのスペクトルエンベ
ロープの幅は第３図Ｓ。、Ｓ□＠ｌ　５３ｔｔ　ｓｓ＊
に示すスペクトルエンベロープの幅に比しそれぞれ１／
２．２／３になる。

第１５図は第１４図の波形ＴＷＡとＴＷＢとのスペクト
ルエンベロープを示すスペクトル図で、図面の表示方法
は第５図の表示方法に従い６ｄｂ／　ｏ　ｃ　ｔ　ａ　
ｖ　ｅの低下を補正して示しである。５（ＴＷＡ）、Ｓ
　（ＴＷＢ）はそれぞれ波形ＴＷＡ。

ＴＷＢのスペクトル、Ｓ　（ＴＷＡ）のｓ　（ＷＬＡ）
〜Ｓ　（Ｗ４Ａ）及びＳ　（ＴＷＢ）のＳ　（ＷｌＢ）
〜５（Ｗ２Ｏ）はそれぞれ第１４図の時間窓Ｗｉ〜Ｗ４
を通過する波形によるスペクトルエンベロープを示す。

第１５図を第３図と比較すれば明らかなように、波形Ｔ
ＷＡ、ＴＷＢはそれぞれ周波数帯域幅が狭くなりスペク
トル制御における制御の分解能は向上しているが、波形
ＴＷＡ、ＴＷＨのいずれか一方だけではスペクトルの強
さの極めて小さな周波数帯域が存在するので、波形ＴＷ
ＡとＴＷＢの両者を同時に発生して全周波数帯にわたり
スペクトルの強さの極めて小さな周波数帯域が発生しな
いようにしている。しかし第１５図から明らかなように
波形ＴＷＡにも波形ＴＷＢにもｆ、、　２ｆ０゜３ｆ、
、４ｆｏの周波数成分は殆んど含まれていないので、こ
れらの周波数は別に発生する必要がある。

第１６図は第１４図に示す波形を発生する装置を示す。

第１６図において第１１図と同一符号は同−又は相当部
分を示し、同様な動作をするのでその説明ぼ省略する。

また第１６図において加算回路６４の出力以後の段は第
１１図の回路と全く同様であるので第１６図では省略し
て示しである。

更に第１６図の回路においては第１１図の回路と同様な
鍵盤部１１２周波数情報メモリ１２．アキュムレータ１
３を有し第１３図のデコーダ３と同様なデコーダを備え
ているが、第１６図ではこれらを省略して示し、アキュ
ムレータ１３の出力を伝送する伝送線及びデコーダ３か
ら出力される時間窓Ｗ工〜Ｗ４の伝送線だけを示す。第
１６図の回路には更に第１１図の係数発生回路１４に相
当する係数発生装置を備え、この係数発生装置はす。

〜ｂＧ及びａ、〜ａ５の合計１２種の係数を並列に出力
するが、第１６図では係数発生装置を省略して示し、各
係数の伝送線だけを示しである。

第１６図において２５は正弦波の３周期を１゜０２４語
に記憶する正弦波３周期メモリ、２６は１２８語の容量
を有する正弦波メモリ、２７は正弦波の３周期を５１２
語に記憶する正弦波３周期メモリであり、６６．６７．
６８はそれぞれ乗算回路である。

また第１６図の回路においては第１４図の波形ＴＷＡ、
ＴＷＢに示すＡ系列及びＢ系列の波形を発生するためＡ
系列用のセレクタ５１、Ｂ系列用のセレクタ５２と、Ａ
系列用のアドレス切換装置４１とＢ系列用のアドレス切
換装置４２とを備えている。セレクタ５１．５２の動作
は第１３図のセレクタ５の動作と同じで、アドレス切換
装置４２の接続は第１３図のアドレス切換装置４の接続
と同様である。アドレス切換装置４１は正弦波メモリ２
６の容量が１２８語であるため、アドレス切換装置４２
に比較すると第９図の接続図において入力にａｓ、０７
ビツトを欠き出力にａｓｓ　ａ？ビットを欠くが、其他
はアドレス切換装置４２と類似の接続になっている。

第１１図及び第１３図について説明したと同様な動作に
よって、正弦波メモリ２０，２１、正弦波３周期メモリ
２５、正弦波メモリ２２からそれぞれｆ、、２ｆ、、３
ｆ、、４ｆ、の正弦波が出力され、正弦波メモリ２６．
正弦波３周期メモリ２７から第１４図の波形ＴＷＡ、Ｔ
ＷＢに示す波形が出力されることは明らかである。周波
数ｆ０，２ｆ０．３ｆ、、　４ｆ、の正弦波はそれぞれ
乗算回路６１．６２，６６．６７において係数ｂ０．ｂ
工。

ａ□ｔ　ｂ２によって各独立に振幅制御される。また第
１５図に示すスペクトルＳ　（Ｗ、Ａ）〜Ｓ　（Ｗ４Ａ
）の部分は乗算回路６３において係数す、〜ｂ６によっ
て各独立に振幅制御され、スペクトルＳ　（ＷｉＢ）〜
Ｓ　（Ｗ２Ｏ）の部分は乗算回路６８において係数ａ２
〜ａ、によって各独立に振幅制御される。

第１５図を第１図又は第５図と比較すれば、第１６図の
回路ではスペクトル制御の分解能が充分に向上している
ことが理解できる。

以上第６図、第１１図、第１３図及び第１６図に示す実
施例では、各時間窓の時間幅は楽音の周期Ｔ６に対し整
数分の１とし、当該時間窓を通過する正弦波すなわち振
動波形の周期とその時間窓の時間幅の比をも整数値とし
、その結果、時間窓波形によって振幅制御される振動波
形の周波数が楽音の音高周波数の整数倍となるようにし
ている。

しかし、これに限らず、各時間窓の幅とその時間窓を通
過する振動波形すなわち例えば正弦波の周期とを、楽音
の周期Ｔ０に対して夫々非整数分の１とし、これにより
振動波形の周波数が楽音の音高周波数の非整数倍となる
ようにすることもできる。

たとえば各時間窓の幅を２Ｔｗ／ｋ（但し、ＴＷはＴ　
ｗ　＜　Ｔ　ｏの条件を満足する数値であり、従って楽
音の音高すなわちＴ。に応じて変化する）として当該時
間窓を通過する正弦波すなわち振動波形の周波数をに／
Ｔｗとし、ｋ＝４．８，１６゜３２．６４として楽音の
周期Ｔ０に対しＴ０≧（２Ｔｗ／４＋２Ｔｗ／８＋２Ｔ
ｗ／１６＋２Ｔｗ／３２＋２Ｔｗ／６４）の関係を保て
ば、第１図の波形ＴＷに示す波形に類似した波形を発生
できることは明らかであり、ただしこの場合上記Ｔｗが
楽音周期Ｔ０に対して非整数比の関係となる。この場合
にも上記波形は正確に楽音周期Ｔ。で繰返されるのでこ
の波形を分析して得られる線スペクトルはｆ、＝ｌ／Ｔ
、の整数倍の周波数の線スペクトルになる。しかし、ｋ
　／　Ｔ　ｗが楽音の周波数１／Ｔｏに対して非整数倍
であるので、得られる移動フォルマントの中心周波数ｋ
　／　Ｔ　ｗは楽音の倍音周波数の位置からずれている
（第１７図参照）。

これにより音色を制御することができる。

第１７図はこの発明の更に他の実施例におけるスペクト
ルの一例を示すスペクトル図でＴ　ｗ　＜　Ｔ。の場合
、Ｔ、時間ごとに２　Ｔ　ｗ　／　４の間圧弦波Ａｓ１
ｎ４（２π／Ｔｗ）ｔを通過させた場合のスペクトルエ
ンベロープと線スペクトルとの関係を示す。第１７図に
おいてＳｗはスペクトルエンベロープでその頂点は第２
図に関する説明から明らかなように４　／　Ｔ　ｗの点
であり、これに対し実際に発生する周波数はｆ０＝１／
Ｔ、の整数倍である３ｆ、、　４　ｆ、、　５　ｆ。、
　６　ｆ、・・・の周波数の線スペクトルである。

第１７図において第３図に示すスペクトルエンベロープ
のうちスペクトルエンベロープＳ４に対応スるスペクト
ルエンベロープの例について説明したが、第３図に示す
他のスペクトルエンベロープ８８〜Ｓ　Ｇ４に対応する
各スペクトルエンベロープについても同様に、各スペク
トルエンベロープの形は上記Ｔｗで定まり、これに対し
実際に発生する周波数はｆ、＝１／Ｔ、の整数倍となる
ことは明らかである。

第１８図はこの発明の更に別の実施例を示すブロック図
で、第１９図は第１８図の正弦波メモリ２２から読出さ
れる波形の一例を示す波形図である。第１８図に示す回
路では同一オクターブの叛意内の楽音周波数に対しては
正弦波メモリ２２から読出される波形を一定に保ち、楽
音周波数のオクターブが変わると正弦波メモリ２２から
読出される波形を第１９図に示すように変更する切換を
行っている。また上記波形の繰返し周波数は常に楽音周
波数と一致しかつその波形の起点は楽音周波数の所定位
相点に同期するよう制御される。

第１８図の回路では４種類のオクターブ、すなわち第１
オクターブ（ＯＣＩ）、第２オクターブ（○Ｃ２）、第
３オクターブ（ＯＣ３）、第４オクターブ（ＯＣ４）を
有し、それぞれのオクターブにおいて正弦波メモリ２２
から読出される波形は第１９図にＴＶ（ＯＣＩ）、ＴＶ
　（ＯＣ２）。

ＴＶ　（ＯＣ３）、ＴＶ　（○Ｃ４）として示すとおり
である。この波形ＴＶ（ＯＣＩ）〜ＴＶ　（ＱＣ４）に
それぞれ対応する楽音の周期は第１９図にＴ０１〜Ｔｏ
４として示すとおりであって、第１９図の横軸の時間ｔ
に対し波形ＴＷ（ＯＣＩ）〜ＴＷ（ＯＣ４）の時間幅は
不要であるがＴ。、〜Ｔ０４の長さは変化する。

第１９図の波形かられかるように、オクターブが変って
も第１８図の正弦波メモリ２２から読出される正弦波の
最高周波数は常に一定である。そのため波形がＴＷ　（
ＯＣＩ）　〜ＴＷ　（ＯＣ４）　と変化しても、その波
形に対応するスペクトルの上限の周波数は変わらない。

すなわち波形ＴＶ（ＯＣＩ）のスペクトルエンベロープ
は第３図のスペクトルエンベロープ５ｌｌ−８，４に相
当し、波形ＴＷ　（ＯＣ２）、ＴＶ　（ＯＣ３）、ＴＷ
　（ＯＣ４）のスペクトルエンベロープは、それぞれ第
３図のスペクトルエンベロープＳ、〜Ｓ＠４９　ｓｚｓ
〜５ｓ４ｔＳ３□〜Ｓ！４に相当する。第３図のスペク
トルエンベロープＳ＠４よりも更に高い周波数の領域は
不可聴周波数の領域に入り音色に影響することが少ない
ので、オクターブの種類に従って第１９図に示すような
発生波形の切換を行い、波形発生回路を簡単化しである
。

第１８図において第１１図と同一符号は同−又は相当部
分を示し、１５はエンコーダで、鍵盤部１１で押下され
た鍵の音高に対応する情報をオクターブコードｏＣＣと
音名コードＮＴＣとにコード化して出力する。オクター
ブコードＯＣＣは上述の４種類のオクターブＯＣ１〜○
Ｃ４を表す２ビツトのデータで、音名コードＮＴＣは１
２音名を表す４ビツトのデータである。１２１，１２２
はそれぞれ第１及び第２の周波数情報メモリで。

第１１図の周波数情報メモリ１２に相当し２周波数情報
メモリ１２１はオクターブコードＯＣＣを入力して対応
する数値Ｆｗを出力し１周波数情報メモリ１２２はオク
ターブコードＯＣＣと音名コードＮＴＣを入力して第１
１図の周波数情報メモリ１２と同じく数値Ｆ０を出力す
る。１６．１７はそれぞれ乗算回路で、これら乗算回路
の動作については後で説明するが、第１８図にＷＯＷ及
びＶＩＢとして示す乗算入力がない場合はそれぞれ数値
Ｆｗ及びＦｏをそのまま出力する。１３１は第１のアキ
ュムレータ、１３２は第２のアキュムレータであって、
それぞれ第１１図のアキュムレータ１３に相当し、アキ
ュムレータ１３１はクロックφごとに数値Ｆｗを累算し
その上位の８ビツト（ｃ、〜ｃｏ）によってアドレス切
換装置４３を介して正弦波メモリ２２を読出すことは、
第１１図のアキュムレータ１３の上位８ビツト（Ｃ１〜
ｃｏ）の出力によりアドレス切換装置！！４を介して正
弦波メモリ２２を読出す動作と同じである。１８はフリ
ップフロップである。アキュムレータ１３２は第６図の
アキュムレータ１３と同じく楽音周波数のオーバフロー
パルスＣＡを出力しフリップフロップ１８を介してアキ
ュムレータ１３１をクリアする。したがって正弦波メモ
リ２２が読出される最初のアドレスは上記オーバフロー
パルスＣＡに同期され、第１９図に示すように波形ＴＷ
（ＯＣＩ）　〜ＴＷ　（ＯＣ４）　の起点は楽音周期Ｔ
。□〜Ｔｏ４の起点にそれぞれ同期される。３０はデコ
ーダで、第１１図のデコーダ３に相当し、４３はアドレ
ス切換装置で第１１図のアドレス切換装置４に相当する
。

更に第１８図の回路では第１１図の回路と同じく係数発
生装置１４、正弦波メモリ２０，２１、乗算回路６１，
６２、加算回路６４．ＤＡＣ７、サウンドシステム８を
備えているが、これらは第１１図と同様であるので第１
８図には示してない。

第１８図において正弦波メモリ２０，２１　（図面に示
してない）はアキュムレータ１３２の出力によってアド
レスされる。

第２０図は第１８図のデコーダ３０の一例を示す回路図
で、第７図と同一符号は同−又は相当部分を示し、３４
，３５．３６はそれぞれアンドゲート、３７．３８はそ
れぞれオアゲートであって、第７図に準じアキュムレー
タ１３１の上位の５ビツト（ａｓ〜ｃｓ）を入力してア
ンドゲート３１１〜３１５から時間窓Ｗ１〜Ｗ、を出力
するが、オクターブコードＯＣＣの２ビツトのオクター
ブの種類ＯＣＩ〜ＯＣ３を表す信号にデコードし、オア
ゲート３７，３８、アンドゲート３４，３５，３６によ
ってオクターブＯＣＩ、ＯＣ２，ＯＣ３゜ＯＣ４４，一
応じＷ工〜Ｗ５．Ｗ１〜Ｗ４．Ｗ１〜Ｗ１．及びＷｉ、
Ｗ、の時間窓をそれぞれ出力する。オクターブが上ると
アキュムレータ１３１の出力周波数が高くなり、したが
って時間窓の時間幅が狭くなり、たとえばオクターブＯ
Ｃ４における時間窓Ｗ工の幅はオクターブＯＣ１におけ
る時間窓Ｗ４の幅に等しくなる。

アドレス切換装置４３の接続は第１１図アドレス切換装
置４の接続と同様であり、ただオクターブの種類によっ
ては第２０図に示すように時間窓Ｗ工〜Ｗ５のうちの一
部だけが出力されるのでアドレス切換装置４３では制御
入力として入力された時間窓の種類だけの切換が行われ
る。

以上のようにして正弦波メモリ２２からはオクターブコ
ードＯＣＣに応じ、第１９図ＴＶ　（ＱＣｌ）〜ＴＶ　
（ＯＣ４）に示す波形が出方される。

セレクタ５は第１１図のセレクタ５と同様であるが、デ
コーダ３０から出力される時間窓の数は先に説明したと
おりオクターブの種類によって変化するので、セレクタ
５からは入力される時間窓に対応する係数だけが出力さ
れて乗算回路６３におイテ第１９図に示す波形Ｔｗ（Ｏ
ｃｌ）〜Ｔｗ（ＯＣ４）のそれぞれ対応する正弦波の振
幅を制御する。

したがって第１８図の正弦波メモリ２２がら出力される
波形のスペクトルエンベロープはオクターブＯＣ１では
第３図に示すスペクトルエンベロープＳ４−　Ｓ−Ｓユ
Ｓｔ　５３２ｔ　ｓｓ４の如くなり、これに対し楽音の
基本周波数は第３図ｆ０を上限として１オクターブの範
囲内で変化し、オクターブＯＣ２では第３図スペクトル
エンベロープＳ、。

Ｓ□６．Ｓ３□、Ｓ！４の如くなり、これに対し楽音の
基本周波数は第３図２ｆ０−ｆ、の範囲内で変化し、オ
クターブＯＣ３では第３図スペクトルエンベロープＳ　
１１！ｊ　ｓａｇ、ｓｓ４の如くなり、これに対し楽音
の基本周波数は第３図４ｆ０−２ｆ、の範囲内で変化し
、オクターブＯＣ４では第３図スペクトルエンベロープ
Ｓ２．．８．４の如くなり、これに対し楽音の基本周波
数は８ｆ、−４ｆ、の範囲内で変化する。乗算回路６３
において各正弦波の振幅が係数ｂ２〜ｂ、により各独立
に時分割制御される結果、オクターブＯＣ１では第３図
のスペクトルエンベロープ８４〜ＳＳ４に相当する部分
の強さが係数ｂ２〜ｂ６により制御され、オクターブＯ
Ｃ２ではスペクトルエンベロープＳ、〜Ｓ６４に相当す
る部分の強さが係数す、〜ｂ６により制御され、オクタ
ーブＯＣ３ではスペクトルエンベロープＳ工、〜Ｓ　６
４に相当する部分の強さが係数ｂ４〜ｂ、により制御さ
れ、オクターブＯＣ４ではスペクトルエンベロープＳ３
２＃　Ｓ＠４に相当する部分の強さが係数ｂ５とｂ６に
よって制御される。

また第１７図に示すスペクトルエンベロープＳＷと各線
スペクトルの関係から容易に理解できるように、ｆｗ＝
１／Ｔｗとｆｏ＝１／Ｔ、の周波数関係に微小な変動を
与えることによってスペクトル変動をともなうビブラー
ト効果を得、或はスペクトル変動をともなうワウワウ効
果を得ることができる。

第１８図の乗算回路１６は数値Ｆｗに対し数値１を中心
に微小な変動をする係数（図面にＷＯＷとして示す係数
）を常じ、第１７図のスペクトルエンベロープＳｗに対
し横軸（周波数軸）方向の平行移動的な変動を与え、そ
の際乗算回路１７の出力数値が一定であれば第１７図の
各線スペクトルの横軸上の位置は変わらないのでスペク
トルエンベロープＳｗの変動にともない各線スペクトル
の強さが変化しワウワウ効果を得ることができる。

また乗算回路１７は数値Ｆ０に対し数値１を中心として
微小な変動をする係数（図面にＶＩＢとして示す係数）
を乗じ、その際乗算回路１６の出力数値が一定であれば
第１７図のスペクトルエンベロープＳｗは一定で各線ス
ペクトルの横軸上の位置が移動してビブラート効果を得
ることができる。

ところで、以上の説明では、第１の周波数情報メモリ１
２１は各オクターブに対応して数値ＦＷを記憶している
ように説明したが、メモリ１２１には最低オクターブ（
ＯＣＩ）に対する数値ＦＷのみを記憶しておき、他の上
位オクターブ（Ｏｃ２〜０Ｃ４）に対しては該数値Ｆｗ
を１ビツトずつシフトして上位オクターブ用の数値Ｆｗ
を得るようにしてもよい。この場合、メモリ１２１に記
憶する数値ＦｗをＦｗ＝１．０とすればメモリ１２１の
構成は非常に簡単となる。更に、メモリ１２１および乗
算回路１６を含めて、 （１＋Δ）・２（ＯＣｔ−１） 但し、ΔはＷＯＷ用係数であり、ｏｃｔは各オクターブ
を表わす数値である； の演算を行なう演算回路としてもよい。

以上説明した実施例ではすべて正弦波を時間窓を通過さ
せる場合について記述したが、この発明では正弦波に限
定されることなく任意の振動波形を時間窓を通過させて
もよいことは申すまでもない。

また以上説明した実施例では発生する正弦波の周波数を
階段的に変化したが、周波数を連続的に変化しても同様
な効果を得ることができる。

第２１図はこの発明の更に他の実施例を示すブロック図
で、第６図と同一符号は同−又は相当部分を示し同様の
動作をするので、その説明を省略する。２８は波形発生
装置で、アキュムレータ１３のオーバフローパルスＣＡ
を起点として周波数が連続的に変化する正弦波を発生し
、この正弦波を次のオーバフローパルスＣＡが到来する
以前に終了させる。１９は波形発生装置２８の出力正弦
波の周波数変化に対応して値が変化し、かつキーオン信
号ＫＯＮを起点とする時間関数として上記値が変化する
係数（第６図の回路における係数ｂ、〜ｂ６に相当する
係数）を出力する係数発生装置である。

周波数が連続的に変化する正弦波を発生する回路は、無
線通信装置における周波数変調回路や各種の測定機にお
ける周波数掃引回路等として従来よく知られており、第
２１図の波形発生装置２８としては、従来公知のどのよ
うな回路を用いてもよい。第２２図は第２１図の波形発
生装置２８の一例を示すブロック図で、２は第６図の正
弦波メモリ２と同様な正弦波メモリ、１２３は周波数情
報メモリで、第１８図の第１の周波数情報メモリ１２１
に相当し、１３３はアキュムレータで、第１８図の第１
のアキュムレータ１３１に相当し、２８１．２８２はア
ンドゲート、２８３はオアゲート、２８４はインバータ
、２８５はシフトレジスタ、２８６は乗算回路、２８７
はフリップフロップである。

鍵盤部１１で押下された鍵の音高に対応する数値Ｒが周
波数情報メモリ１２３から読出されアンドゲート２８１
．オアゲート２８３を経てアキュムレータ１３３におい
て累算される。但し数値Ｒがアキュムレータ１３３に入
力されるのは第２１図のアキュムレータ１３からオーバ
フローパルスＣＡが出力される時点ごとであって、その
他の時点においてはオアゲート２８３の出力が乗算回路
２８６、シフトレジスタ２８５、アンドゲート２８２を
循環して毎タロツク時点ごとに定数ｋが乗ぜられた値が
アキュムレータ１３３において累算される。したがって
アキュムレータ１３３に加算される数値Ｒ′は指数関数
的に変化し、その結果アキュムレータ１３３の上位９ビ
ツトをアドレスとして読出される正弦波メモリ２の出力
周波数は指数関数的に変化する。

乗算回路２８６からキャリイパルスが出力された時点で
フリップフロップ２８７をセットし、アキュムレータ１
３からのオーバフローパルスＣＡによってフリップフロ
ップ２８７をリセットして、正弦波メモリ２から読出さ
れる波形の起点を楽音周波数の所定位相点に同期しかつ
上記波形を楽音周期内に終了させる。

第２３図は第２１図の係数発生装置１９の一例を示すブ
ロック図で、第１０図と同一符号は同一部分を示し同一
動作をするので重複した説明は省略する。１４６は第１
０図の係数メモリ１４０に相当する係数メモリである。

°また１９１はエンベロープ情報メモリ、１９２はアキ
ュムレータ、１９３はアンドゲート、１９４はフリップ
フロップである。

第１０図示す係数発生装置１４からは係数ｂ□〜ｂ６が
並列に読出されるが、第２３図に示す係数発生装置１９
からは上記ｂ□〜ｂ６に対応する係数が波形発生装置２
８から読出される正弦波の周波数の変化に同期して変化
するよう時間的に直列に読出される。したがって係数メ
モリ１４６は第１０図の係数メモリ１４０と同様カウン
タ１４２の出力でアドレスされると同時に波形発生装置
２８の出力周波数の変化に同期して変化するアキュムレ
ータ１９２の出力によってアドレスされる。

アンドゲート１９３はアキ丘ムレータ１９２の出力の論
理が全ビット論理「１」となったときフリップフロップ
１９４をセットし、またフリップフロップ１９４はアキ
ュムレータ１３のオーバフローパルスＣＡによってリセ
ットされるので、楽音波形発生装置２８の出力周波数の
変化に同期して変化し、かつキーオン信号ＫＯＮを起点
とする時間関数として変化する係数が係数メモリ１４６
から出力される。エンベロープ情報メモリ１９１は鍵盤
部１１で押下される鍵の音高に対応するディジタル数値
を出力してアキュムレータ１９２に入力し、この数値と
第２２図の周波数情報メモリ１２３から出力されるディ
ジタル数値Ｒとの関連によって波形発生装置２８の出力
周波数の変化と係数発生装置１９から出力する係数の変
化との間の所定の関係を保っている。

周波数が連続的に変化する正弦波の周波数スペクトルは
、周波数変調波のスペクトルとして従来からよく解析さ
れているのでその説明を省略するが、第２１図の回路に
より上述の各実施例で発生しがちであった各正弦波の不
連続点での非制御性高調波の発生を阻止することができ
、有利な制御ができることは明らかである。

以上、この発明の各種の実施例を、それぞれ図面に示す
特定の回路に関連して説明したが、この発明がこれらの
実施例によって限定され、もしくは図面に示す特定の回
路によって限定されるものでないことは申すまでもない
。

によれば、簡単な構成によって移動フォルマント特性の
楽音信号を発生することができるという優れた効果を奏
する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例において発生される楽音波
形の一例を示す波形図、第２図は第１図に示す波形のス
ペクトル構成を説明するスペクトル図、第３図は第１図
に示す楽音波形のスペクトルエンベロープを示すスペク
トル図、第４図はこの発明の他の実施例において発生さ
れる楽音波形の一例を示す波形図、第５図は第４図に示
す楽音波形のスペクトルエンベロープの形を示すスペク
トル図、第６図はこの発明の一実施例を示すブロック図
、第７図は第６図のデコーダの一例を示す回路図、第８
図は第６図のデコーダの他の例を示す回路図、第９図は
第６図のアドレス切換装置の内部接続を示す接続図、第
１０図は第６図の係数発生装置の一例を示すブロック図
、第１１図はこの発明の他の実施例を示すブロック図、
第１２図はこの発明の他の実施例において発生される楽
音波形の一例を示す波形図、第１３図はこの発明の更に
他の実施例を示すブロック図、第１４図はこの発明の更
に他の実施例において発生される楽音波形の一例を示す
波形図、第１５図は第１４図に示す波形のスペクトルエ
ンベロープを示すスペクトル図、第１６図はこの発明の
更に他の実施例を示すブロック図、第１７図はこの発明
の更に他の実施例におけるスペクトルの一例を示すスペ
クトル図、第１８図はこの発明の更に他の実施例を示す
ブロック図、第１９図は第１８図の回路で発生される波
形の一例を示す波形図、第２０図は第１８図のデコーダ
の一例を示す回路図、第２１図はこの発明の更に他の実
施例を示すブロック図、第２２図は第２１図の波形発生
装置の一例を示すブロック図、第２３図は第２１図の係
数発生装置の一例を示すブロック図である。 １１・・・鍵盤部、１２，１２１，１２２，１２３・・
・周波数情報メモリ、１３，１３１，１３２，１３３・
・・アキュムレータ、１４．１９・・・係数発生装置、
１５・・・エンコーダ、２，２０，２１，２２゜２６・
・・正弦波メモｉハ２３，２４・・・波形メモリ。 ２５．２７・・・正弦波３周期メモリ、３．３０ｍデコ
ーダ、４，４１．４２・・・アドレス切換装置、５゜５
１．５２・・・セレクタ、６，６１，６２，６３゜６５
．６６．６７．６８・・・乗算回路、６４・・・加算回
路、７・・・ＤＡＣ１８・・・サウンドシステム。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、発生すべき楽音の音高に応じて、その音高周波数の
   １倍よりも大きい所定倍の周波数を有する振動波形を、
   該音高周波数に関連する周期を持つ制御波形によって振
   幅制御した状態で発生し、この振幅制御された振動波形
   を楽音信号とする楽音信号形成方法。 ２、発生すべき楽音の音高に応じて、その音高周波数の
   前記所定倍の周波数を有する前記振動波形を発生するこ
   と、及び 前記音高周波数に関連する周期を持つ前記制御波形によ
   って、発生された前記振動波形の振幅を制御すること。 からなる特許請求の範囲第１項記載の楽音信号形成方法
   。 ３、発生すべき楽音の音高に応じて、その音高周波数の
   前記所定倍の周波数を有する前記振動波形を発生するこ
   と、 前記音高周波数に関連する周期を持つ前記制御波形によ
   って前記振動波形の発生を制御することによって前記振
   幅制御を行うこと。 からなる特許請求の範囲第１項記載の楽音信号形成方法
   。 ４、前記振動波形を前記制御波形によって予め振幅制御
   した状態の波形を波形メモリに記憶しておき、発生すべ
   き楽音の音高に応じたレートで該波形メモリを読み出す
   ことにより振幅制御された状態の前記振動波形を発生す
   るようにした特許請求の範囲第１項記載の楽音信号形成
   方法。 ５、所定の波形を記憶した波形メモリと、 発生すべき楽音の音高を指定する情報に応じて繰返し変
   化するアドレス信号を発生するアドレス信号発生手段と を用いて、前記アドレス信号を利用して前記波形メモリ
   を読み出すことにより前記振動波形を発生するようにし
   た特許請求の範囲第１項記載の楽音信号形成方法。 ６、前記制御波形は、前記アドレス信号発生手段によっ
   て発生されたアドレス信号に応じて発生されるものであ
   る特許請求の範囲第５項記載の楽音信号形成方法。 ７、前記振動波形の周波数を、発生すべき楽音の１周期
   内において段階的に変化させるようにした特許請求の範
   囲第１項記載の楽音信号形成方法。 ８、前記振動波形の周波数を、発生すべき楽音の１周期
   内において連続的に変化させるようにした特許請求の範
   囲第１項記載の楽音信号形成方法。 ９、前記振動波形は、発生すべき楽音の１周期内の所定
   位相区間で前記所定倍の周波数で振動するものである特
   許請求の範囲第１項記載の楽音信号形成方法。 １０、所定の波形を記憶した波形メモリと、発生すべき
   楽音の音高を指定する情報を発生する手段と、 発生された音高指定情報を変調する手段と、変調された
   音高指定情報に応じて繰返し変化するアドレス信号を発
   生する手段と を用いて、前記アドレス信号を利用して前記波形メモリ
   を読み出すことにより前記振動波形を発生するようにし
   た特許請求の範囲第１項記載の楽音信号形成方法。 １１、所定の波形を記憶した波形メモリと、発生すべき
   楽音の音高に応じたレートで変化するアドレス信号を発
   生するアドレス信号発生手段と、 このアドレス信号の変化レートを前記所定倍に変更する
   手段と を用いて、変更されたアドレス信号によって前記波形メ
   モリを読み出すことにより前記振動波形を発生するよう
   にした特許請求の範囲第１項記載の楽音信号形成方法。 １２、前記所定倍は整数倍である特許請求の範囲第１項
   記載の楽音信号形成方法。 １３、前記所定倍は非整数倍である特許請求の範囲第１
   項記載の楽音信号形成方法。 １４、前記制御波形は、前記音高周波数の１周期内の所
   定の時間幅を持つ時間窓波形からなるものである特許請
   求の範囲第１項記載の楽音信号形成方法。 １５、発生すべき楽音の音高を指定するための手段と、 指定された音高の１倍よりも大きい所定倍の周波数を有
   する振動波形を発生する振動波形発生手段と、 指定された音高に応じて、楽音の１周期内の所定位相区
   間で前記振動波形が発生されるよう前記振動波形発生手
   段を制御する制御手段と を具えた楽音信号形成装置。 １６、発生すべき楽音の音高を指定するための手段と、 指定された音高の１倍よりも大きい所定倍の周波数を有
   する振動波形を発生する振動波形発生手段と、 指定された音高に関連する周期を持つ制御波形を発生す
   る手段と、 前記振動波形発生手段で発生された振動波形の振幅を前
   記制御波形によって制御する振幅制御手段と を具えた楽音信号形成装置。