JPS61178680A - ドプラ信号の周波数変換装置 - Google Patents
ドプラ信号の周波数変換装置Info
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- JPS61178680A JPS61178680A JP1863585A JP1863585A JPS61178680A JP S61178680 A JPS61178680 A JP S61178680A JP 1863585 A JP1863585 A JP 1863585A JP 1863585 A JP1863585 A JP 1863585A JP S61178680 A JPS61178680 A JP S61178680A
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- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
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- G01S15/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
- G01S15/582—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of interrupted pulse-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はドプラ信号の周波数変換装置、特に運動する反
射体の速度を検出又は測定する装置に用いられるドプラ
信号の周波数変換装置に関する。
射体の速度を検出又は測定する装置に用いられるドプラ
信号の周波数変換装置に関する。
［従来の技術］
一定の繰返し周波数でパルス波を放射して運動する反射
体からの反射波を受信し、送信時間と受信時間とを比較
して反射体までの距離を測定するとともに、受信周波数
の変化を検出して反射体の速度を検出又は測定するパル
ストアラ装置が広く用いられている。
体からの反射波を受信し、送信時間と受信時間とを比較
して反射体までの距離を測定するとともに、受信周波数
の変化を検出して反射体の速度を検出又は測定するパル
ストアラ装置が広く用いられている。
一般に、パルス波を放射する繰返し周波数は運動反射体
までの距離に応じて選定されている。しかしながら、遠
距離の被測定体を測定する場合、反射体までの距離に対
応して定まる繰返し周波数に比較して高い周波数を選定
すると、周知のごとく、実際の距離より近い゛距離に折
返しのエコーが現出し、距離の判別が困難となる。
までの距離に応じて選定されている。しかしながら、遠
距離の被測定体を測定する場合、反射体までの距離に対
応して定まる繰返し周波数に比較して高い周波数を選定
すると、周知のごとく、実際の距離より近い゛距離に折
返しのエコーが現出し、距離の判別が困難となる。
また、運動反射体の速度を測定する場合にも上記と類似
の現象が現われ、反射体の速度によるドプラ周波数に比
較して低い繰返し周波数を選定すると、折返し現象によ
って低い周波数として現われ、速度の判別が困難となる
。
の現象が現われ、反射体の速度によるドプラ周波数に比
較して低い繰返し周波数を選定すると、折返し現象によ
って低い周波数として現われ、速度の判別が困難となる
。
これらの距離、速度ともに折返し現象を生じさせないで
測定するためには、最大ドプラ周波数ｆ、と繰返し周波
数「、との間に、速度の絶対値だけでなくその正負をも
判別できる装置の場合には、ｆ、 −ｆ、 ／ ２）速
度の絶対値のみを検出測定する・装置の場合には、ｆｄ
＝ ｆ、なる関係を満たす必要があることが広く知られ
ている。
測定するためには、最大ドプラ周波数ｆ、と繰返し周波
数「、との間に、速度の絶対値だけでなくその正負をも
判別できる装置の場合には、ｆ、 −ｆ、 ／ ２）速
度の絶対値のみを検出測定する・装置の場合には、ｆｄ
＝ ｆ、なる関係を満たす必要があることが広く知られ
ている。
ここで、速度の正負を判別できる装置において、ｆｄ＝
ｆｏ−ｋ −Ｖ＝ ｆ、／ ２（ｆｏ：放射する
超音波周波数、ｋ：定数、Ｖ：ｌ大速度） から、測定可能な最大速度Ｖは、 Ｖ−ｆ ／ （２ｆｏ−ｋ ） となる。
ｆｏ−ｋ −Ｖ＝ ｆ、／ ２（ｆｏ：放射する
超音波周波数、ｋ：定数、Ｖ：ｌ大速度） から、測定可能な最大速度Ｖは、 Ｖ−ｆ ／ （２ｆｏ−ｋ ） となる。
［発明が解決しようとする問題点」
１１立二里羞
しかしながら、前述した測定可能な最大速度■の式から
理解されるように、最大速度Ｖを°大きくするために繰
返し周波数ｆ、を高くしようとすれば、折返し現象を生
じないで測定できる反射体の最大距離が小さくなるので
、高速度の反射体を測定する場合に遠距離での速度測定
ができないという欠点が生じる。
理解されるように、最大速度Ｖを°大きくするために繰
返し周波数ｆ、を高くしようとすれば、折返し現象を生
じないで測定できる反射体の最大距離が小さくなるので
、高速度の反射体を測定する場合に遠距離での速度測定
ができないという欠点が生じる。
また、放射する超音波周波数を低く選定しようとすれば
、パルス幅の狭い送信波を形成することが困難なばかり
でなく、鋭い放射ビームを形成することができず、距離
分解能、方位分解能が低下するという欠点が生じ、遠距
離にあってかつ高速度で運動する反射体までの距離と反
射体の速度を同時に確定できないという問題があった。
、パルス幅の狭い送信波を形成することが困難なばかり
でなく、鋭い放射ビームを形成することができず、距離
分解能、方位分解能が低下するという欠点が生じ、遠距
離にあってかつ高速度で運動する反射体までの距離と反
射体の速度を同時に確定できないという問題があった。
１且立旦り
本発明は前記従来の課題に鑑みなされたものであり、そ
の目的は、遠距離にあってかつ高速度で運動する反射体
までの距離と反射体の速度を同時に確定可能なドプラ信
号の周波数変換装置を提供することにある。
の目的は、遠距離にあってかつ高速度で運動する反射体
までの距離と反射体の速度を同時に確定可能なドプラ信
号の周波数変換装置を提供することにある。
［問題点を解決するための手段及び作用］前記目的を達
成するために、本発明は、運動反射体の速度等の情報を
含んだドプラ信号の周波数を変換する周波数”変換装置
において、複数の周波数の周期的パルスの変調波を繰返
し周期の整数倍の時間ごとに時分割して放射し、運動反
射体からの反射波を受信、増幅したドプラ信号と複素参
照波信号とを混合検波し前記ドプラ信号を複素信号に変
換する複素信号変換器と、前記複素信号を入力して繰返
し周期の整数倍の遅延時間だけ遅れた信号とする遅延線
と、該遅延線の入力複素信号と出力複素信号の複素槽又
は共役積を演算する複素乗算器とを含み、運動反射体の
ドプラ信号を所望の周波数のドプラ信号に変換すること
を特徴とする。
成するために、本発明は、運動反射体の速度等の情報を
含んだドプラ信号の周波数を変換する周波数”変換装置
において、複数の周波数の周期的パルスの変調波を繰返
し周期の整数倍の時間ごとに時分割して放射し、運動反
射体からの反射波を受信、増幅したドプラ信号と複素参
照波信号とを混合検波し前記ドプラ信号を複素信号に変
換する複素信号変換器と、前記複素信号を入力して繰返
し周期の整数倍の遅延時間だけ遅れた信号とする遅延線
と、該遅延線の入力複素信号と出力複素信号の複素槽又
は共役積を演算する複素乗算器とを含み、運動反射体の
ドプラ信号を所望の周波数のドプラ信号に変換すること
を特徴とする。
［実施例］
以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する。
第１図には、本発明の周波数変換装置を超音波ドプラ診
断装置に適用した実施例が示されている。
断装置に適用した実施例が示されている。
安定な高周波信号を発生する発振１ａ１の出力は、分周
同期回路２に供給され、この分周同期回路２の出力には
必要な各種の同期信号、例えば、繰返し周波数、クロッ
クパルス、参照波、制御パルス等の信号が得られる。
同期回路２に供給され、この分周同期回路２の出力には
必要な各種の同期信号、例えば、繰返し周波数、クロッ
クパルス、参照波、制御パルス等の信号が得られる。
本発明において特徴的なことは、複数の超音波を時分割
して放射し、その超音波反射エコーを受信した後に複数
の周波数の和又は差の周波数におけるドプラ受信信号に
変換することであり、本実施例では、２個の周波数の超
音波を放射する。すなわち、眞配分周同期回路２の出力
１００には周波数「１ （例えば２．５ＭＨ２）のバー
ストパルスが一定の繰返し周波数（例えば４ｋｌ−１ｚ
）で発生し、電子切換器３及び送受切換器４を介して広
帯域の探触子５を駆動する。
して放射し、その超音波反射エコーを受信した後に複数
の周波数の和又は差の周波数におけるドプラ受信信号に
変換することであり、本実施例では、２個の周波数の超
音波を放射する。すなわち、眞配分周同期回路２の出力
１００には周波数「１ （例えば２．５ＭＨ２）のバー
ストパルスが一定の繰返し周波数（例えば４ｋｌ−１ｚ
）で発生し、電子切換器３及び送受切換器４を介して広
帯域の探触子５を駆動する。
また、分周回期回路２の他方の出力１０１には周波数ｒ
２（例えば３ＭＨｚ）のバーストパルスが同じ繰返し周
波数で発生しており、分局同期回路２の制御パルス出力
１０２の繰返し周波数に同期した電子切換器３の切換え
動作により、１周期ごとに周波数ｆ１とｒ２のバースト
信号が切り換えられ、探触子５に供給される。そして、
探触子５では発生した超音波が生体に向けて放射される
。
２（例えば３ＭＨｚ）のバーストパルスが同じ繰返し周
波数で発生しており、分局同期回路２の制御パルス出力
１０２の繰返し周波数に同期した電子切換器３の切換え
動作により、１周期ごとに周波数ｆ１とｒ２のバースト
信号が切り換えられ、探触子５に供給される。そして、
探触子５では発生した超音波が生体に向けて放射される
。
生体からの反射波は探触子５で受波され電気信号に変換
される。この受信信号は送受切換器４を介して増幅器６
で増幅された後、電子切換器７の切換えに従って１周期
ごとに帯域フィルタ８．９に交互に入力される。このフ
ィルタ８．９は周波数ｆ 、 ｆ２を中心とした繰
返し周波数に比べて十分広い帯域から成るフィルタであ
り、周波数「、ｒ２の送信と同期してフィルタの入力が
切り換えられ、このときの両フィルタの出力振幅は同一
となるように調整されている。
される。この受信信号は送受切換器４を介して増幅器６
で増幅された後、電子切換器７の切換えに従って１周期
ごとに帯域フィルタ８．９に交互に入力される。このフ
ィルタ８．９は周波数ｆ 、 ｆ２を中心とした繰
返し周波数に比べて十分広い帯域から成るフィルタであ
り、周波数「、ｒ２の送信と同期してフィルタの入力が
切り換えられ、このときの両フィルタの出力振幅は同一
となるように調整されている。
前記フィルタ８．９の出力は複素信号変換器２００に供
給され、複素信号に変換される。この複素信号変換器２
００は、２個のミキサー０．１１と９０度移相器１３と
２個の低域フィルタ１４．１５から構成され、前述した
フィルタ８．９の出力はミキサー０．１１に入力され、
繰返し周期に同期しかつ９０度位相の異なる参照波信号
によって混合検波される。
給され、複素信号に変換される。この複素信号変換器２
００は、２個のミキサー０．１１と９０度移相器１３と
２個の低域フィルタ１４．１５から構成され、前述した
フィルタ８．９の出力はミキサー０．１１に入力され、
繰返し周期に同期しかつ９０度位相の異なる参照波信号
によって混合検波される。
すなわち、周波数ｆ１の受信信号が前述した帯域フィル
タ８に供給され、ミキサ１０．１１に加えられていると
きには、電子切換器１２によって分周回期回路２の出力
１００′から連続波の参照波信号が供給される。そして
、この参照波信号は９０度位相器１３により９０度異な
る位相の信号に変換されてミキサ１０に供給され、他方
のミキサ１１にはそのままの参照波信号が供給される。
タ８に供給され、ミキサ１０．１１に加えられていると
きには、電子切換器１２によって分周回期回路２の出力
１００′から連続波の参照波信号が供給される。そして
、この参照波信号は９０度位相器１３により９０度異な
る位相の信号に変換されてミキサ１０に供給され、他方
のミキサ１１にはそのままの参照波信号が供給される。
これは周波数ｆ２に対しても同様に行われており、ミキ
サ１０，１１の出力は低域フィルタ１４．１５に供給さ
れてビデオ信号に変換される。
サ１０，１１の出力は低域フィルタ１４．１５に供給さ
れてビデオ信号に変換される。
以上が複素信号変換器２００の動作であり、超音波受信
信号の複素変換を数式にて説明する。
信号の複素変換を数式にて説明する。
超音波受信信号のスペクトルは周波数１１（２，５ＭＨ
ｚ ）を中心とした繰返し周波数「、（４ｋＨｚ ）ご
とに配列された線スペクトルと周波数ｆ２（３ＭＨｚ
）を中心とした繰返し周波数ｆｒごとに配列された線ス
ペクトルとの和であり、説明を簡単にするため、中心ス
ペクトルに着目して、その振幅をＡ２時間をｔとし、前
述した両信号は次式にて表わす。
ｚ ）を中心とした繰返し周波数「、（４ｋＨｚ ）ご
とに配列された線スペクトルと周波数ｆ２（３ＭＨｚ
）を中心とした繰返し周波数ｆｒごとに配列された線ス
ペクトルとの和であり、説明を簡単にするため、中心ス
ペクトルに着目して、その振幅をＡ２時間をｔとし、前
述した両信号は次式にて表わす。
Ａ ＣＯ３２π（ｆ１＋ｋｒ１Ｖ） ｔ
・・・（１）Ａ Ｃ０８２π（ｆ 十ｋｆ２Ｖ）ｔ
・・・（２）ここで、ｋは比例定数、■は速
度、ｋｆｌＶとｋｆ２■はドプラ効果による周波数の変
化分を示す。
・・・（１）Ａ Ｃ０８２π（ｆ 十ｋｆ２Ｖ）ｔ
・・・（２）ここで、ｋは比例定数、■は速
度、ｋｆｌＶとｋｆ２■はドプラ効果による周波数の変
化分を示す。
上記式（１） 、 （２）で示される両信号は繰返し周
期Ｔごとに交互に現われる時分割信号となる。また、ミ
キサー１に供給される参照波信号は振幅を１として、 ｃｏｓ２π ｆｔ及びｃｏｓ２π ｆ２ｔ ・・
・（３）とすれば、ミキサー０に供給される参照波信号
は、５ｉｎ２πｆ１を及び５ｉｎ２πｆ２ｔ
・・・（４）となる。
期Ｔごとに交互に現われる時分割信号となる。また、ミ
キサー１に供給される参照波信号は振幅を１として、 ｃｏｓ２π ｆｔ及びｃｏｓ２π ｆ２ｔ ・・
・（３）とすれば、ミキサー０に供給される参照波信号
は、５ｉｎ２πｆ１を及び５ｉｎ２πｆ２ｔ
・・・（４）となる。
上記（３）式を複素数の実数部、（４）式をその虚数部
とすれば、両式をまとめて複素参照波信号となるので、
ミキサー０．１１の出力は互いに複素関係にある信号と
なる。従って、ミキサー０の出力１０３には（１）式及
び（２）式と（３）式の積に比例した２個の信号が発生
し、この信号は次式にて表わされる。
とすれば、両式をまとめて複素参照波信号となるので、
ミキサー０．１１の出力は互いに複素関係にある信号と
なる。従って、ミキサー０の出力１０３には（１）式及
び（２）式と（３）式の積に比例した２個の信号が発生
し、この信号は次式にて表わされる。
Ａ ＣＯ３２π ｆｌ ｋＶｔ
＋ Ａ ＣＯ３２π（２ｆ ＋ ｆｌｋＶ）ｔ
・・・（５）Ａ Ｃ０８２π ｆ２ｋＶｔ ＋Ａｃｏｓ２ π （２ｆ −＋−ｆｌ ｋ
Ｖ）ｔ −（６）上記（５） 、 （６）
式で表わされる信号は１周期に交互に時分割されて現わ
れるが、この出力は高周波（例えばＩＭ ｌ−Ｉ ２以
上）を遮断する低域フィルター４によって２ｒ、２ｆ２
の信号が遮断されるので、 Ａ ＣＯ３２πｆ１ｋＶ ｔ ・
（７）Ａ Ｃ０８２π ｆ２ｋＶｔ
・・・（８）で示される両信号が時分割され低域フィ
ルター４の出力として現われる。
・・・（５）Ａ Ｃ０８２π ｆ２ｋＶｔ ＋Ａｃｏｓ２ π （２ｆ −＋−ｆｌ ｋ
Ｖ）ｔ −（６）上記（５） 、 （６）
式で表わされる信号は１周期に交互に時分割されて現わ
れるが、この出力は高周波（例えばＩＭ ｌ−Ｉ ２以
上）を遮断する低域フィルター４によって２ｒ、２ｆ２
の信号が遮断されるので、 Ａ ＣＯ３２πｆ１ｋＶ ｔ ・
（７）Ａ Ｃ０８２π ｆ２ｋＶｔ
・・・（８）で示される両信号が時分割され低域フィ
ルター４の出力として現われる。
同様にミキサー１の出力１０４には、（１）式及び（２
）式と（４）式の積に比例した２個の信号が発生し、低
域フィルター５の出力は、 ＡＳｉｎ２π ｆｌ ｋＶｔ ・・
・（９）Ａ ５ｉｎ２πｆ２ｋＶ ｔ
・（１Ｇ）で示される両信号の時分割されたもの
となる。そして、このような同時間に現われる低域フィ
ルター４と１５の出力は複素信号を形成する。
）式と（４）式の積に比例した２個の信号が発生し、低
域フィルター５の出力は、 ＡＳｉｎ２π ｆｌ ｋＶｔ ・・
・（９）Ａ ５ｉｎ２πｆ２ｋＶ ｔ
・（１Ｇ）で示される両信号の時分割されたもの
となる。そして、このような同時間に現われる低域フィ
ルター４と１５の出力は複素信号を形成する。
従って、前述した（１）式と（９）式、また（８）式と
（１０）式をまとめて次式のような複素信号Ｚ１゜Ｚ２
で表わすことができる。
（１０）式をまとめて次式のような複素信号Ｚ１゜Ｚ２
で表わすことができる。
ここで、ｉは複素記号であり、Ｘ 、 Ｖｌ及びｘ
２．ｙｌは次式で表わされる。
２．ｙｌは次式で表わされる。
ｘ−Ａｃｏｓ２πｆ１ｋＶｔ
ｙ ＝Ａｓｉｎ２πｆ２ｋＶｔ
上記（１１）式の複素信号ｚ 、Ｚ２は、時分割で複素
信号変換器２００の出力として得られる。
信号変換器２００の出力として得られる。
以上のようにして求められた複素信号Ｚ１゜Ｚ２はアナ
ログ信号であるが、演算精度を高めるため、Ａ／Ｄ変換
器１６．１７に供給されデジタル信号に変換される。そ
して、このデジタル信号は送信の１周期（又はその整数
倍）の遅延ｓ；ｔｉ ｓ。
ログ信号であるが、演算精度を高めるため、Ａ／Ｄ変換
器１６．１７に供給されデジタル信号に変換される。そ
して、このデジタル信号は送信の１周期（又はその整数
倍）の遅延ｓ；ｔｉ ｓ。
１９に供給される。この遅延線１８．１９は一般に使用
される種々の型式のものを用いることができるが、精度
を向上させるため、本実施例では、デジタル信号を１周
期の時間、メモリに記憶してから読み出すように構成す
る。
される種々の型式のものを用いることができるが、精度
を向上させるため、本実施例では、デジタル信号を１周
期の時間、メモリに記憶してから読み出すように構成す
る。
従って、遅延線１８．１９の入力がデジタル信号×１．
ｙ１とするとき、その出力にはＸ２ 。
ｙ１とするとき、その出力にはＸ２ 。
ｙｌの信号が読み出され、一方、遅延線１８゜１９の入
力がｘ 、ｙ とするとき、その出力はｘｌ、ｙｌの信
号となる。そして、これら４個のデジタル信号は乗算器
２０．２１．２２．２３及び加減算器２４．２５で構成
される複素乗算器２０１に供給される。この乗算器２０
．２１゜２２．２３では、順にＸ Φ Ｘ２．Ｘ２ ・
ｖｌ。
力がｘ 、ｙ とするとき、その出力はｘｌ、ｙｌの信
号となる。そして、これら４個のデジタル信号は乗算器
２０．２１．２２．２３及び加減算器２４．２５で構成
される複素乗算器２０１に供給される。この乗算器２０
．２１゜２２．２３では、順にＸ Φ Ｘ２．Ｘ２ ・
ｖｌ。
ソ、・ Ｖ２．Ｘ’Ｖ２が演算され、これら乗算器の各
出力は加減算器２４．２５に供給されてその和又は差が
演算される。
出力は加減算器２４．２５に供給されてその和又は差が
演算される。
すなわち、加減算器２４では、乗算器２０の出力１０５
と乗算器２２の出力１０６との和が演算され、加減算器
２４の出力信号Ｘは次式になる。
と乗算器２２の出力１０６との和が演算され、加減算器
２４の出力信号Ｘは次式になる。
Ｘ＝ Ｘ −Ｘ２＋ ｙｌ ° ｙｌ
・・・（１３）また、加減算器２５では、乗算器２３の
出力１０８と乗算器２１の出力１０７どの差が演算され
、加減算器２５の出力信号Ｙは次式になる。
・・・（１３）また、加減算器２５では、乗算器２３の
出力１０８と乗算器２１の出力１０７どの差が演算され
、加減算器２５の出力信号Ｙは次式になる。
Ｙ＝ Ｘｌ・Ｖ２− Ｘ２ ・Ｖｌ”（１４）上記信号
Ｘ、 Ｙは、（１１）式のＺ 、ｚ２の共役積の実数部
と虚数部となり、次式で示される複素乗算器２０１の出
力ｚ０を構成する。
Ｘ、 Ｙは、（１１）式のＺ 、ｚ２の共役積の実数部
と虚数部となり、次式で示される複素乗算器２０１の出
力ｚ０を構成する。
ｚ −ｚ −ｚｌ”
−（ｘ ＋ｉｙ ）（ｘ −ｔｙｌ）″ｘ２ °
Ｘｔ ＋ Ｖ２ ° ｙ１＋１（ｘ−ｙ−ｘ φ
ｙｌ ） −Ｘ＋ ｉＹ ・・・
（１５）そして、上式に（１２）式を代入すれば、Ｘ、
Ｙは次式にて表わされる。
Ｘｔ ＋ Ｖ２ ° ｙ１＋１（ｘ−ｙ−ｘ φ
ｙｌ ） −Ｘ＋ ｉＹ ・・・
（１５）そして、上式に（１２）式を代入すれば、Ｘ、
Ｙは次式にて表わされる。
Ｘ−Ａ （ｃｏｓ２πｒ ｋＶｔ −ｃｏｓ２ｙｒ
ｒ１ｋＶｔ＋５ｉｎｌ ｆ ｋＶｔ−８ｉｎ２π
ｆ１ｋＶｔ ）−Ａ ＣＯ３２π（ｆ−ｆ）ｋＶｔ
・・・（１６）２ ・ Ｙ＝Ａ （Ｓ＋ｎ２７ｒ ｆ ｋＶｔ−ＣＯ８２π
ｆ１ ｋＶｔ−ＣＯ８２πｆ ｋＶｔ−３ｉｎ２π
ｆ１ｋＶｔ ）２ ・ ＝Ａ ｓ＋ｎ２π（ｒ −ｆ ） ｋＶｔ
・”（１７）ここで、遅延線１８．１９の入力信号
は時分割されており、１周期後には例えば入力信号×１
・ｙ が出力信号Ｘ 、 Ｖ２となることから、
複素乗算器２０１の出力は、（１３）式、 （１４）式
の変数Ｘ。
ｒ１ｋＶｔ＋５ｉｎｌ ｆ ｋＶｔ−８ｉｎ２π
ｆ１ｋＶｔ ）−Ａ ＣＯ３２π（ｆ−ｆ）ｋＶｔ
・・・（１６）２ ・ Ｙ＝Ａ （Ｓ＋ｎ２７ｒ ｆ ｋＶｔ−ＣＯ８２π
ｆ１ ｋＶｔ−ＣＯ８２πｆ ｋＶｔ−３ｉｎ２π
ｆ１ｋＶｔ ）２ ・ ＝Ａ ｓ＋ｎ２π（ｒ −ｆ ） ｋＶｔ
・”（１７）ここで、遅延線１８．１９の入力信号
は時分割されており、１周期後には例えば入力信号×１
・ｙ が出力信号Ｘ 、 Ｖ２となることから、
複素乗算器２０１の出力は、（１３）式、 （１４）式
の変数Ｘ。
ｙにおける添字１．２を交換したものとなり、（１３）
式は同一であるが（１４）式は異なった値、すなわち、
（ｘ −ｙｌ−ｘ −ｙ２ ）となる。これは１周
期ごとに符号の異なる信号Ｙが複素乗算器２０１から出
力されることであり、すなわち、［（乗算器２３の出力
１０８）−（乗算器２１の出力１０７］）を１周期後に
は変更して［（乗算器２１の出力１０７）−（乗算器２
３の出力１０８）］とするため、分周同期回路２の出力
１０２から供給される１周期ごとの切換信号を加減算器
２５に加える。従って、１周期ごとに加減算器２５の符
号が変換され、複素乗算器２０１からは常に（１５）式
で示される複素信号２゜が出力される。
式は同一であるが（１４）式は異なった値、すなわち、
（ｘ −ｙｌ−ｘ −ｙ２ ）となる。これは１周
期ごとに符号の異なる信号Ｙが複素乗算器２０１から出
力されることであり、すなわち、［（乗算器２３の出力
１０８）−（乗算器２１の出力１０７］）を１周期後に
は変更して［（乗算器２１の出力１０７）−（乗算器２
３の出力１０８）］とするため、分周同期回路２の出力
１０２から供給される１周期ごとの切換信号を加減算器
２５に加える。従って、１周期ごとに加減算器２５の符
号が変換され、複素乗算器２０１からは常に（１５）式
で示される複素信号２゜が出力される。
このようにして求められた複素乗算器２０１の出力信号
Ｘ、Ｙは、それぞれ演算器２６に入力され、（１８）式
で示される算出式によって振幅Ａが演算される。
Ｘ、Ｙは、それぞれ演算器２６に入力され、（１８）式
で示される算出式によって振幅Ａが演算される。
（Ｘ ＋Ｙ２）”’＝（Ａ’）”’＝Ａ・・・ （１
８） また、出力端子ｅ、ｆに得られる複素信号変換器２００
の出力信号ｘ、ｙを演算器２６にＸ、Ｙの代わりに入力
して、（ｉａ”）式で示される算出式によって振幅Ａを
演算することもできる。
８） また、出力端子ｅ、ｆに得られる複素信号変換器２００
の出力信号ｘ、ｙを演算器２６にＸ、Ｙの代わりに入力
して、（ｉａ”）式で示される算出式によって振幅Ａを
演算することもできる。
（ｘ２＋ｙ２）１／２−（Ａ２）１／２＝Ａ・・・（１
Ｂ−） そして、演算器２６の出力は除算器２７．２８に供給さ
れ、これら除算器２７．２８の他方の入力端子に供給さ
れている複素乗算器２０１の出力信号Ｘ及びＹは、演算
器２６の出力信号、すなわちＡで除算される。
Ｂ−） そして、演算器２６の出力は除算器２７．２８に供給さ
れ、これら除算器２７．２８の他方の入力端子に供給さ
れている複素乗算器２０１の出力信号Ｘ及びＹは、演算
器２６の出力信号、すなわちＡで除算される。
従って、除算器２７．２８の端子Ｃ及びｄの出力は（１
６）、 （１７）式から求められ次式で示される信号と
なる。
６）、 （１７）式から求められ次式で示される信号と
なる。
Ａ ＣＯ３２π（ｆ−ｆｌ）ｋＶｔ ・・・（
１９）ＡＳｉｎ２π（ｆ２− ｆｌ） ｋＶｔ
・（２０）上式は２個の周波数の差の周波数におけ
るドプラ信号となる。
１９）ＡＳｉｎ２π（ｆ２− ｆｌ） ｋＶｔ
・（２０）上式は２個の周波数の差の周波数におけ
るドプラ信号となる。
また、加減ｎ器２４，２５を前述した場合と異なり、２
４を減算器、２５を加算器として動作させると、（１３
）、 （１４）式は次式となる。
４を減算器、２５を加算器として動作させると、（１３
）、 （１４）式は次式となる。
Ｘ”＝ ｘｌ−ｘｌ−ｙｌ−ｙ２−（２１）Ｙ ′＝
Ｘ２ ・Ｖｌ ＋ Ｘｌ ’ Ｖ２ ”・（
２２）上記Ｘ′、Ｙ′は次式にて示されるように７１と
７２の複累積の実数部、虚数部になる。
Ｘ２ ・Ｖｌ ＋ Ｘｌ ’ Ｖ２ ”・（
２２）上記Ｘ′、Ｙ′は次式にて示されるように７１と
７２の複累積の実数部、虚数部になる。
ｚ ’−ｚ −ｚ２
＝（Ｘ ＋ｉＶ ） （Ｘ２＋１Ｖ２）” Ｘ
” Ｘ２− Ｖｌ ° ｙ２＋ｉ（ｘ Φ ｙ１
＋×１・ ｙ２ ）−）（＝＋ ｉＹ′
・・・（２３）この場合には、変数ｘ、■
の添字１．２を交換してもｚ。′の値は変わらないので
、遅延線１８゜１９の入力がｘ、ｙ、出力がＸ 、
Ｖ２のときと、一方、入力がＸ−Ｖ２）出力がＸｌ
。
” Ｘ２− Ｖｌ ° ｙ２＋ｉ（ｘ Φ ｙ１
＋×１・ ｙ２ ）−）（＝＋ ｉＹ′
・・・（２３）この場合には、変数ｘ、■
の添字１．２を交換してもｚ。′の値は変わらないので
、遅延線１８゜１９の入力がｘ、ｙ、出力がＸ 、
Ｖ２のときと、一方、入力がＸ−Ｖ２）出力がＸｌ
。
ｙｌのときとの複素積Ｚ０′は同一であることが分かる
。従って、加減算器２５の１周期ごとの符号を変更する
ことなく複素積ｚＯ−が得られ、このＸ−、Ｙ′に（１
２）式を代入して計算すれば、Ｘ −＝Ａ ｃｏｓ２
π（ｆ ＋ ｒ２） ｋＶｔ−（２４）Ｙ −＝Ａ
２ｓｉｎ２π（ｆ ＋ ｆ２） ｋＶｔ−（２５）と
なる。
。従って、加減算器２５の１周期ごとの符号を変更する
ことなく複素積ｚＯ−が得られ、このＸ−、Ｙ′に（１
２）式を代入して計算すれば、Ｘ −＝Ａ ｃｏｓ２
π（ｆ ＋ ｒ２） ｋＶｔ−（２４）Ｙ −＝Ａ
２ｓｉｎ２π（ｆ ＋ ｆ２） ｋＶｔ−（２５）と
なる。
そして、上式の複素乗算器２０１の出力信号Ｘ′、Ｙ−
はそれぞれ演算器２６に入力され、前記の（１８）式で
示される算出式によって振幅Ａが演算される。そして、
演算器２６の出力は除算器２７．２８に供給され、これ
ら除算器２７．２８の他方の入力端子に供給されている
複素乗算器２０１の出力信号Ｘ−及びＹ′は演算器２６
の出力信号すなわちＡで除算されて、出力端子ｃ、ｄの
出力は次式で示される信号となる。
はそれぞれ演算器２６に入力され、前記の（１８）式で
示される算出式によって振幅Ａが演算される。そして、
演算器２６の出力は除算器２７．２８に供給され、これ
ら除算器２７．２８の他方の入力端子に供給されている
複素乗算器２０１の出力信号Ｘ−及びＹ′は演算器２６
の出力信号すなわちＡで除算されて、出力端子ｃ、ｄの
出力は次式で示される信号となる。
Ａｃｏｓ２π（ｒ ＋ ｆｌ） ｋＶｔ
・（２６）ＡＳｉｎ２π（ｆ ＋ ｆｌ） ｋＶｔ
−（２７）上式は２個の周波数ｆ１とｆ２の
和の周波数に基づいたドプラ信号である。
・（２６）ＡＳｉｎ２π（ｆ ＋ ｆｌ） ｋＶｔ
−（２７）上式は２個の周波数ｆ１とｆ２の
和の周波数に基づいたドプラ信号である。
前記（１９）、 （２０）式と（２６）、 （２７）式
が、本発明にて最終的に得られる周波数変換がなされた
ドアラ信号であり、次に従来の装置で得られるドプラ信
号と比較して説明する。
が、本発明にて最終的に得られる周波数変換がなされた
ドアラ信号であり、次に従来の装置で得られるドプラ信
号と比較して説明する。
すなわち、前述した電子切換器３，７．１２の切換えを
周波数「１の信号を得る状態（実線の位置）に固定すれ
ば、図に示されているＡ／Ｄ変換器の出力端子ｅ、ｆの
信号は、前述したように、従来のドプラ装置では周波数
ｆ１の超音波受信信号を直交検波した信号である。従っ
て、このＡ／Ｄ変換器１６．１７の出力信号と（１９）
、 （２０）式又は（２Ｂ）、 （２７）式を比較すれ
ば、前者においてはその周波数がｆ−ｆｌ （例えば３
ＭＨ２−２，５ＭＨｚ ＝５００ｋＨｚ ） 、また後
者においてはその周波数がｆ ＋ｆ２ （例えば３ＭＨ
ｚ ＋ ２．５ Ｍ１−ＩＺ＝５．５ＭＨ２）に変換さ
れていることが理解される。
周波数「１の信号を得る状態（実線の位置）に固定すれ
ば、図に示されているＡ／Ｄ変換器の出力端子ｅ、ｆの
信号は、前述したように、従来のドプラ装置では周波数
ｆ１の超音波受信信号を直交検波した信号である。従っ
て、このＡ／Ｄ変換器１６．１７の出力信号と（１９）
、 （２０）式又は（２Ｂ）、 （２７）式を比較すれ
ば、前者においてはその周波数がｆ−ｆｌ （例えば３
ＭＨ２−２，５ＭＨｚ ＝５００ｋＨｚ ） 、また後
者においてはその周波数がｆ ＋ｆ２ （例えば３ＭＨ
ｚ ＋ ２．５ Ｍ１−ＩＺ＝５．５ＭＨ２）に変換さ
れていることが理解される。
以上のように、本発明によれば、繰返し周波数。
超音波周波数を大幅に変更することなく、実質上、超音
波周波数をｆ２−ｆｌあるいはｆ１＋ ｆ、、に変更し
たときのドプラ信号が得られ、前者においでは、「−ｆ
ｌは５００ｋＨＺであるから従来の超音波周波数が３Ｍ
ＨＺのときと比較して、６倍の最大速度を測定するこ
とが可能となる。
波周波数をｆ２−ｆｌあるいはｆ１＋ ｆ、、に変更し
たときのドプラ信号が得られ、前者においでは、「−ｆ
ｌは５００ｋＨＺであるから従来の超音波周波数が３Ｍ
ＨＺのときと比較して、６倍の最大速度を測定するこ
とが可能となる。
また、後者においては、周波数ｆ１＋ｆ２が５．５ＭＨ
ｚの超音波を放射したときのドプラ信号が得られ、放射
する超音波周波数を大幅に上げないで低速の運動反射体
の速度を精度良く測定することが可能となる。
ｚの超音波を放射したときのドプラ信号が得られ、放射
する超音波周波数を大幅に上げないで低速の運動反射体
の速度を精度良く測定することが可能となる。
また、本発明によれば、超音波周波数や繰返し周波数を
大幅に変更することなくドプラ信号の周波数を変換でき
るので、検出又は測定する速度に応じた周波数ｆ とｆ
２を適宜選択することにより目的部位に対応させた高精
度の速度測定もできる。
大幅に変更することなくドプラ信号の周波数を変換でき
るので、検出又は測定する速度に応じた周波数ｆ とｆ
２を適宜選択することにより目的部位に対応させた高精
度の速度測定もできる。
更に、端子ａ、ｂから得られる信号は端子Ｃ２ｄの信号
と同様にドプラ情報を含んでおり、端子ａ、ｂ、ｃ、ｄ
の出力は位相検波ビデオ信号又は直交検波ビデオ信号と
して、公知の各形式のドプラ装置における信号処理回路
に供給することができる。このドプラ装置としては、普
通形式のパルストアラ装置のほか、入出力信号の振幅差
を検出する移動目標検出（ＭＴＩドプラ）装置等の二次
元ドプラ装置等があり、本発明装置はこれらの装置の目
的に応じた高精度のドプラ信号を供給することが可能と
なる。
と同様にドプラ情報を含んでおり、端子ａ、ｂ、ｃ、ｄ
の出力は位相検波ビデオ信号又は直交検波ビデオ信号と
して、公知の各形式のドプラ装置における信号処理回路
に供給することができる。このドプラ装置としては、普
通形式のパルストアラ装置のほか、入出力信号の振幅差
を検出する移動目標検出（ＭＴＩドプラ）装置等の二次
元ドプラ装置等があり、本発明装置はこれらの装置の目
的に応じた高精度のドプラ信号を供給することが可能と
なる。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば、超音波の周波数
を大幅に変更することなく周波数の異なる複数の超音波
を時分割にて放射し、運動反射体から得られた反射エコ
ーの受信信号を放射した複数の周波数の差あるいは和の
周波数のドプラ信号に変換するようにしたので、遠距離
かつ高速度の運動反射体までの距離と反射体の速度を正
確に測定することができ、また低速度の運動反射体にお
いても従来と比較して高精度の速度測定が可能となる。
を大幅に変更することなく周波数の異なる複数の超音波
を時分割にて放射し、運動反射体から得られた反射エコ
ーの受信信号を放射した複数の周波数の差あるいは和の
周波数のドプラ信号に変換するようにしたので、遠距離
かつ高速度の運動反射体までの距離と反射体の速度を正
確に測定することができ、また低速度の運動反射体にお
いても従来と比較して高精度の速度測定が可能となる。
第１図は本発明に係るドプラ信号の周波数変換装置の好
適な実施例を示すブロック図である。 １ ・・・ 発振器 ２ ・・・ 分周同期回路 ３．７．１２ ・・・ 電子切換器 ４ ・・・ 送受切換器 ５ ・・・ 探触子 ６ ・・・ 増幅器 ８．９ ・・・ 帯域フィルタ １０．１１ ・・・ ミキサ １３ ・・・ ９０度位相器 １４．１５ ・・・ 低域フィルタ １６．１７ ・・・ Ａ／Ｄ変換器 １８．１９ ・・・ 遅延線 ２０．２１，２２．２３ ・・・ 乗算器２４．２５
・・・ 加減算器 ２６ ・・・ 演算器 ２７．２８ ・・・ 除算器 ２００ ・・・ 複素信号変換器 ２０１ ・・・ 複素乗算器。
適な実施例を示すブロック図である。 １ ・・・ 発振器 ２ ・・・ 分周同期回路 ３．７．１２ ・・・ 電子切換器 ４ ・・・ 送受切換器 ５ ・・・ 探触子 ６ ・・・ 増幅器 ８．９ ・・・ 帯域フィルタ １０．１１ ・・・ ミキサ １３ ・・・ ９０度位相器 １４．１５ ・・・ 低域フィルタ １６．１７ ・・・ Ａ／Ｄ変換器 １８．１９ ・・・ 遅延線 ２０．２１，２２．２３ ・・・ 乗算器２４．２５
・・・ 加減算器 ２６ ・・・ 演算器 ２７．２８ ・・・ 除算器 ２００ ・・・ 複素信号変換器 ２０１ ・・・ 複素乗算器。
Claims (6)
- （１）複数の周波数の周期的パルスの変調波を繰返し周
期の整数倍の時間ごとに時分割して放射し、運動する反
射体からの反射波を受信、増幅したドプラ信号と複素参
照波信号とを混合検波し前記ドプラ信号を複素信号に変
換する複素信号変換器と、前記複素信号を入力して繰返
し周期の整数倍の遅延時間だけ遅れた信号とする遅延線
と、該遅延線の入力複素信号と出力複素信号の複素積又
は共役積を演算する複素乗算器とを含み、運動する反射
体のドプラ信号を所望の周波数のドプラ信号に変換する
ことを特徴とするドプラ信号の周波数変換装置。 - （２）特許請求の範囲（１）記載の装置において、複素
信号変換器から出力された複素信号の実数部の２乗とそ
の虚数部の２乗との和の２乗根により出力複素信号を除
算する除算器を備えたことを特徴とするドプラ信号の周
波数変換装置。 - （３）特許請求の範囲（１）記載の装置において、複素
乗算器から出力された複素信号の実数部の２乗とその虚
数部の２乗との和の４乗根により出力複素信号を除算す
る除算器を備えたことを特徴とするドプラ信号の周波数
変換装置。 - （４）特許請求の範囲（１）記載の装置において、複素
乗算器の加減算器の出力符号を時分割周期に周期して切
り換えることを特徴とするドプラ信号の周波数変換装置
。 - （５）特許請求の範囲（１）記載の装置において、ドプ
ラ信号を複数個の異なる受信帯域で受信し、時分割周期
に同期して前記受信帯域を切り換えることを特徴とする
ドプラ信号の周波数変換装置。 - （６）特許請求の範囲（１）記載の装置において、複数
個の周波数の複素参照波信号の周波数を時分割周期に同
期して切り換えることを特徴とするドプラ信号の周波数
変換装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1863585A JPS61178680A (ja) | 1985-02-04 | 1985-02-04 | ドプラ信号の周波数変換装置 |
| US06/746,998 US4780837A (en) | 1984-06-23 | 1985-06-19 | Doppler signal frequency converter |
| CA000484677A CA1246732A (en) | 1984-06-23 | 1985-06-20 | Doppler signal frequency converter |
| EP85107684A EP0166392B1 (en) | 1984-06-23 | 1985-06-21 | Doppler signal frequency converter |
| DE8585107684T DE3586016D1 (de) | 1984-06-23 | 1985-06-21 | Frequenzumsetzer eines dopplersignals. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1863585A JPS61178680A (ja) | 1985-02-04 | 1985-02-04 | ドプラ信号の周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61178680A true JPS61178680A (ja) | 1986-08-11 |
| JPH0319510B2 JPH0319510B2 (ja) | 1991-03-15 |
Family
ID=11977067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1863585A Granted JPS61178680A (ja) | 1984-06-23 | 1985-02-04 | ドプラ信号の周波数変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61178680A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6415033A (en) * | 1987-07-09 | 1989-01-19 | Aloka Co Ltd | Ultrasonic doppler diagnostic apparatus |
| JP2000230976A (ja) * | 1999-02-12 | 2000-08-22 | Mitsubishi Electric Corp | ドップラ速度検出装置及び検出方法 |
| JP4812048B2 (ja) * | 2000-05-09 | 2011-11-09 | 株式会社日立メディコ | 超音波診断装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009261539A (ja) * | 2008-04-24 | 2009-11-12 | Aloka Co Ltd | 超音波診断装置 |
-
1985
- 1985-02-04 JP JP1863585A patent/JPS61178680A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6415033A (en) * | 1987-07-09 | 1989-01-19 | Aloka Co Ltd | Ultrasonic doppler diagnostic apparatus |
| JP2000230976A (ja) * | 1999-02-12 | 2000-08-22 | Mitsubishi Electric Corp | ドップラ速度検出装置及び検出方法 |
| JP4812048B2 (ja) * | 2000-05-09 | 2011-11-09 | 株式会社日立メディコ | 超音波診断装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0319510B2 (ja) | 1991-03-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |