JPH0479590B2

JPH0479590B2 -

Info

Publication number: JPH0479590B2
Application number: JP62010101A
Authority: JP
Inventors: Koroku Namekawa
Original assignee: Aloka Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-01-21
Filing date: 1987-01-21
Publication date: 1992-12-16
Also published as: JPS63179275A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明はドプラ信号変換装置、特に運動する反
射体の運動速度を検出又は測定し被検体内の動き
を正確に表示することのできる超音波ドプラ診断
装置に適用されるドプラ信号変換装置に関する。

［従来の技術］一定の繰返し周波数でパルス波を放射して運動
する反射体からの反射波を受信し、送信時間と受
信時間とを比較して反射体までの距離を測定する
とともに、受信周波数の変化を検出して反射体の
速度を検出又は測定するパルスドプラ装置が広く
用いられている。

一般に、パルス波を放射する繰返し周波数は反
射体までの距離に応じて選定されている。しか
し、遠距離の被検体を検出する場合、前記繰返し
周波数を反射体までの距離に対応して定まる周波
数に比較して高く選定すると、周知のごとく、実
際の距離より近い距離に折返しエコーが現出し、
距離の判別が困難となる。

また、反射体の速度を測定する場合にも前記と
類似の現象が現れ、繰返し周波数を反射体の速度
によるドプラ周波数に比較して低く選定すると、
折返し現象によつて低い周波数偏移として現れ、
速度の判別が困難となる。

これら距離、速度ともに折返し現象を生じさせ
ないで測定するためには、最大のドプラ周波数_d
と繰返し周波数_rとの間に、速度の絶対値だけで
なくその正負をも判別できる装置の場合には、_d
＝_r／２なる関係、速度の絶対値のみを検出・測
定する装置の場合には、_d＝_rなる関係を満たす
必要があることが知られている。

ここで、速度の正負を判別できる装置におい
て、 _d＝₀・ｋ・Ｖ＝_r／２（₀：放射する超音波周波数、ｋ：定数、
Ｖ：最大速度）から、測定可能な最大速度ＶはＶ＝_r／（2₀・ｋ）となる。

［発明が解決しようとする問題点］しかしながら、前記式から理解されるように、
測定可能な最大速度Ｖを大きくするために繰返し
周波数_rを高くするとすれば、折返し現象を生じ
ないで測定できる反射体の最大距離が小さくなる
ので、高速度の反射体を測定する場合に遠距離で
の速度測定ができないという欠点が生じる。

また、放射する超音波周波数を低く選定すると
すれば、パルス幅の狭い送信波を形成することが
困難なばかりでなく、鋭い放射ビームを形成する
ことができず、距離分解能、方位分解能が低下す
るという欠点が生じ、遠距離にあつてかつ高速度
で運動する反射体の距離と速度を同時に確定でき
ないという問題があつた。

発明の目的本発明は前記従来の問題点を解決するためにな
されたものであり、その目的は、低速度から高速
度に至るまでの広範囲の速度、特に遠距離にあつ
てかつ高速度の反射体の速度を精度よく求めるこ
とができる超音波ドプラ診断装置に適用されるド
プラ信号変換装置を提供することにある。

［問題点を解決するための手段］前記目的を達成するために、本発明は、周期的
パルス変調波の放射に基づいて運動する反射体か
ら得られたドプラ信号を中心周波数より高い周波
数成分と低い周波数成分とに分割する一対のフイ
ルタ及びこの一対のフイルタをパルス波の繰返し
周期の整数倍で交互に切り換えるフイルタ切換器
から成るフイルタ回路と、このフイルタ回路から
出力されたドプラ信号と複素参照波信号とを混合
検波して複素信号に変換する複素信号変換器と、
この複素信号変換器から出力された複素信号を演
算して速度信号を発生させる速度信号発生器と、
この速度信号発生器から出力された速度信号を記
憶するメモリと、を含み、前記メモリの入力信号
と出力信号とを比較演算してドプラ信号を広範囲
の速度検出ができるドプラ信号に変換することを
特徴とする。

［作用］以上の構成によれば、まず一定の繰返し周波数
の超音波によつて被検体内から反射エコーである
ドプラ受信信号が得られるが、このドプラ受信信
号はフイルタ回路内の一対のフイルタにて中心周
波数が異なる信号に変換される。次に、このフイ
ルタ回路出力は複素信号変換器にて複素信号に変
換され、その後に速度信号発生器に供給されてお
り、この速度信号発生器から出力された速度信号
はいつたんメモリに記憶される。そして、メモリ
から出力された速度信号と一定期間後の速度信号
とを比較することにより、放射された超音波の周
波数とは異なる周波数のドプラ受信信号を得るこ
とができる。

［実施例］以下、図面に基づき本発明の好適な実施例を説
明する第１図には、本発明に係るドプラ信号変換装置
が適用された超音波ドプラ診断装置の回路構成、
第２図には、第１図における一部のブロツク内の
回路構成が示されており、実施例における速度信
号発生器は自己相関法により速度信号の演算を行
つている。

第１図において、水晶発振器１０、分周同期回
路１２、駆動回路１４、送受切換回路１６及び探
触子１８から構成される送信回路部が設けられて
おり、安定な高周波信号を発生する水晶発振器１
０の出力は分周同期回路１２に供給され、この分
周同期回路１２によつて所望周波数の各種出力信
号が得られる。すなわち、前記分周同期回路１２
の出力信号は超音波パルス送信用の送信繰返し周
波数信号１００を出力し、その他に複素変換のた
めの複素基準（参照波）信号１０２，１０４、超
音波診断結果の表示や同期を行うための掃引同期
信号１０６及び装置各部の同期作用を行うクロツ
ク信号１０８を出力する。

本実施例において、前記複素基準信号１０２，
１０４は送信繰返し周波数信号１００の整数倍の
周波数を有しかつ互いに複素関係となるようにし
ており、実施例においては90°の位相差を有する。

本発明において特徴的なことは、一対のフイル
タを切換制御して中心周波数の異なるドプラ信号
を抽出するようにしたことであり、このために、
分周同期回路１２にて受信周波数の切換えを行う
ためパルス波の繰返し周期の整数倍の周期の切換
信号１０９を発生させる。

まず、前記送信繰返し周波数信号１００は、駆
動回路１４及び送受切換回路１６を介して探触子
１８に供給され、この探触子１８を励振すること
により超音波パルスビームが被検体２０内に送信
される。

そして、被検体２０からの反射エコーは探触子
１８によつて電気信号に変換され、送受切換回路
１６から高周波増幅器２２へ送られて所望の増幅
作用が施された後、その一方の出力が通常のＢモ
ードあるいはＭモード表示信号として表示部に供
給される。

このＢモードあるいはＭモード表示を行う場合
には、高周波増幅器２２の出力信号は検波器２４
及びビデオ増幅器２６から切換器２８を介して
CRT表示器３０に供給され、CRT表示器３０の
表示面を輝度変調する。

前記探触子１８は、超音波パルスビームを機械
的あるいは電気的な角度偏向などによつて走査
し、これにより超音波パルスビームが被検体２０
に周期的に走査される。そして、所望の偏向角に
て走査を停止するために走査制御器３２が設けら
れており、この走査制御器３２の走査位置信号及
び前記分周同期回路１２から得られる掃引同期信
号１０６は掃引トリガ発生器３４に供給され、
CRT表示器３０の掃引制御が行われる。

また、前記高周波増幅器２２の他方の出力は速
度信号を演算するために、まずフイルタ回路２１
に供給され、このフイルタ回路２１にて中心周波
数の異なる受信信号に変換された後に、それぞれ
について自己相関演算に供される。

第３図には、フイルタ回路２１の詳細な回路が
示されており、以下にこのフイルタ作用を説明す
る。

図において、例えば端子Ａに入力される信号の
スペクトルを第４図ａに示される包絡線Ｆとする
と、この信号は２個の増幅器２１１，２１２で増
幅され、結合コンデンサ２１３，２１４を介して
２個の帯域フイルタBPF２１５，２１６に供給
される。このBPF２１５，２１６はコイル、コ
ンデンサ、抵抗器の並列回路から成り、同調周波
数は送信周波数_Oに対してほぼ対称に、一方が高
い周波数₂に他方が低い周波数₁に偏つている。
従つて、BPF２１５と２１６の出力スペクトル
は第４図ｂに示されるようになり、中心周波数
₁，₂とする包絡線スペクトルF₁，F₂を有するも
のとなる。

そして、このBPF２１５，２１６からの信号
はバツフア２１７，２１８を経て電子切換器であ
るフイルタ切換器２１９に加えられ、端子Ｃから
供給される切換信号１０９によつていずれか一方
の信号が選択される。この場合、切換信号１０９
は繰返し周期Ｔの例えば４倍の周期に選定され
る。また、フイルタ切換器２１９にはこの電子切
換えを行わない広帯域の信号を選択するための切
換器２２０ａが接続されており、この切換器２２
０ａを図示のようにオンさせると、バツフア２２
１を通つて端子Ｂから受信信号が出力され、この
場合の受信信号は、中心周波数の異なる２個の受
信信号であつて所定の周期毎に出力される信号と
なる。

このようにして得られたフイルタ回路２１の２
個の出力は、複素信号変換器３６により複素信号
に変換されており、複素信号変換器３６は、第２
図に示されるように、ミキサ３８、低域フイルタ
４０、Ａ／Ｄ変換器４２から成り、実数部と虚数
部から成る複素信号Z₁に変換する。

まず、前記バツフア２２１の出力はＢ端子から
ミキサ３８ａ，３８ｂに入力される。また、この
ミキサ３８ａ，３８ｂの他方の入力には、複素関
係となるように互いに90度異なる位相の参照波信
号が加えられ、この参照波信号はアナログスイツ
チである参照波切換器３５によつてフイルタ切換
器２１９と同期して入力される。なお、異なる位
相を形成するために90度移相器３７が設けられ
る。

従つて、Ｂ端子から₁のドプラ信号が入力され
るときは、ほぼ₁の参照波信号１０２がミキサ３
８に加わり、一方₂のドプラ信号が入力されると
きは、ほぼ₂の参照波信号１０４がミキサ３８に
加えられる。

前記ミキサ３８の混合検波作用において、参照
波信号１０２，１０４は単一周波数の連続波であ
るが、受信信号はドプラ情報を含むパルス波であ
るから、広い帯域を持つスペクトルで構成されて
いる。そして、各ミキサ３８ａ，３８ｂは混合検
波によつて入力された受信信号と参照波信号との
両周波数の和と差の周波数の信号を出力し、これ
ら両信号が低域フイルタ４０ａ，４０ｂに供給さ
れ、差の周波数成分のみが取り出される。

このようにして、複素信号変換器３６で得られ
る複素信号から速度信号としての自己相関信号を
演算するため、デイレーラインキヤンセラ４４、
速度信号発生器５０が設けられており、この自己
相関信号演算までの処理は、特開昭58−188433号
に詳細に示されており、ここでは簡単に説明す
る。

前記複素デイレーラインキヤンセラ４４は繰返
し信号の１周期Ｔに一致する遅延時間を有するデ
イレーライン４６、差演算器４８から成り、差演
算器４８によつてデイレーライン４６の入力であ
る現時刻の信号とデイレーライン４６の出力であ
る１周期前の信号とを、同一深度において逐次比
較して信号の１周期間の差を演算する。これによ
り、生体組織からの反射信号、つまりクラツタを
抑制することができる。

そして、速度信号発生器５０はデイレーライン
５２，４個の掛算器５４ａ，５４ｂ，５６ａ，５
６ｂ、加減算器５８、及びデイレーライン６０、
加算器６２、重み付回路６４から成る平均回路か
ら構成され、これにより複素信号の自己相関演算
が行われる。

従つて、加減算器５８ａの出力Ｒは、Ｒ＝x₃x₄＋y₃y₄＝4sin²2π_d・（Ｔ／２）cos2π_dＴ ……(1) となり、また加減算器５８ｂの出力は、Ｉ＝x₄y₃−x₃y₄＝4sin²2π_d・（Ｔ／２）sin2π_dＴ ……(2) となる。

そして、この加減算器５８の出力は平均化さ
れ、速度信号発生器５０からは自己相関信号、
つまり＝＋ ……(3) が得られ、この場合の実数部信号と虚数部信
号は次式のように表せる。

＝｜Ｒ｜cos2π_dＴ＝｜Ｒ｜cosk₀vT ……(4) ＝｜Ｒ｜sin2π_dＴ＝｜Ｒ｜sink₀vT ……(5) ここで、ｋは比例定数、ｖは反射体の速度であ
る。

この自己相関信号は速度演算器６６にて運動反
射体の速度が求められ、この速度は次式で表せ
る。

ｖ＝tan^-1（／）＝k₀vT ……(6) 前記速度信号発生器５０の出力，は、フイ
ルタ回路２１及び参照波切換器３５が切り換えら
れることにより、２種類の自己相関信号が求めら
れ、フイルタ回路２１と参照波切換器３５が周波
数₁を選択した場合は₁の超音波を放射して得ら
れる受信信号に等しくなり、前記(4)，(5)式は、＝｜R₁｜cosk₁vT ＝｜R₁｜cosθ₁ ……(7) ＝｜R₁｜sink₁vT ＝｜R₁｜sinθ₁ ……(8) となり、また周波数₂を選択して場合は、＝｜R₂｜cosk₂vT ＝｜R₂｜cosθ₂ ……(9) ＝｜R₂｜sink₂vT ＝｜R₂｜sinθ₂ ……(10) となる。

従つて、周波数₁，₂を期間6T（Ｔは繰返し周
期）毎に選択すると、速度信号発生器５０の出力
には6T毎に、前記(7)，(8)式の信号と前記(9)，(10)
式の信号が切り換えられて現れる。この場合、ビ
デオ積分器としての平均回路（前記回路６０，６
２，６４）にも切換信号１０９が入力されてお
り、デイレーライン６０がクリアされてデータが
更新されるので、２種のデータが混合されるのを
防止する。

そして、期間6Tの終わりに現出する有効デー
タの平均値，は、ラインメモリ７２に出力さ
れ、メモリコントロール７４の信号により１周期
分の信号が書き込まれ、また6T毎に読み出され
る。このときの入力をx₅（前記に相当する），y₅
（前記に相当する）、出力をx₆，y₆とすると、出
力x₆，y₆が前記(7)，(8)式の₁の信号、入力x₅，y₅
が(9)，(10)式の₂の信号となる。また、期間6T後
には前記周波数₁，₂の関係を逆にした信号が現
れる。

これら両信号は比較演算器７６にて比較され、
質的に所望の周波数に変換されたドプラ信号とな
る。

すなわち、実施例の比較演算器７６は、第５図
に示されるように、複素乗算器８４と偏角演算器
８６から構成されており、複素乗算器８４は次の
演算を行う。

Z₆＝｜R₂｜cosθ₂＋ｉ｜R₂｜sinθ₂ ……(11) Z₅＝｜R₁｜cosθ₁＋ｉ｜R₁｜sinθ₁ ……(12) Z₆・Z₅ ^＊＝｜R₂｜（cosθ₂＋isinθ₂）・｜R₁｜（cosθ₁−isinθ₁）＝｜R₁｜｜R₂｜｛cos（θ₂−θ₁）＋isin（θ₂−θ₁）｝ ……(13) このとき、８２ａは加算器、８２ｂは減算器と
して動作させる。

一方、偏角演算器８６では θ₂−θ₁＝kvT（₂−₁） ……(14) が演算される。

また、期間6T後にはZ₆は周波数₁，Z₅は周波
数₂の信号となるので、８２ａは減算器、８２ｂ
は加算器となるように信号１０９で切り換えら
れ、前記(13)式と同様に次式が演算される。

Z₆ ^＊・Z₅ ＝｜R₂｜（cosθ₂−isinθ₂）・｜R₁｜（cosθ₁＋isinθ₁）＝｜R₁｜｜R₂｜｛cos（θ₂−θ₁） −isin（θ₂−θ₁）｝ ……(15) 従つて、偏角演算器８６は常にθ₂−θ₁＝kvT
（₂−₁）を演算することになる。

この場合、例えば周波数₀＝3MHz，₁＝
2.75MHz，₂＝3.25MHzとすると、₂−₁＝0.5M
Hzとなり、実質的に0.5MHzを生体内に放射した
時に得られるドプラ信号に変換される。この結
果、測定可能な最大速度を６倍にすることができ
る。

このように、自己相関信号の共役積により高速
度の測定が可能となり、フイルタ回路２１内の帯
域フイルタの中心周波数を適当な値に選定するこ
とによつて、実際の送信周波数を変えることな
く、所望周波数のドプラ信号を得ることが可能と
なる。

また、加減算器８２の加減算の切換えを中止し
て常に加算器として動作させると、₂＋₁＝6M
Hzとなり、実際に放射した周波数の２倍の周波数
のドプラ信号を得ることができる。

実施例では、余り精度の高い演算結果を必要と
しない場合には、前記比較演算器７６の代わりに
他の比較演算器９０を用いて速度信号発生器５０
の一方の出力（例えば虚数部信号）のみにて比較
演算することもでき、この場合の比較演算器９０
は、第６図に示されるように、ラインメモリ９
１、出力符号変換器９２，９３及び加算器９４か
ら構成される。

このような回路によれば、端子Ｅから入力され
る速度演算器６６の速度出力はラインメモリ９１
に書き込まれ、端子Ｇから入力されるメモリコン
トロール７４の信号により前述したラインメモリ
７２と同様な動作をさせると、このラインメモリ
９１の出力速度信号k₂vTが読み出されていると
き、その入力にはk₁vTの速度信号が現れる。そ
して、両者の速度信号は出力符号変換器９２，９
３にて信号の±の極性が反転され、その後に加算
器９４で加算される。従つて、速度信号の差が演
算され、その出力はｋ（₂−₁）vTとなる。

また、期間6T後では、このラインメモリ９１
の出力に速度信号k₁vTが現れたときに、その入
力にはk₂vTの速度信号が現れる。切換信号１０
９によつて出力符号変換器９２，９３を動作させ
ると、信号の極性が反転され6T期間前のと同様
の差、つまりｋ（₂−₁）vTを得ることができ
る。そして、これらの出力は端子Ｆから送出され
る。

このようにして得られた比較演算器７６あるい
は９０の出力は間欠的出力であるから、バツフア
メモリ９６に一時的に記憶された後に、周期Ｔに
て読み出されてＤ／Ａ変換器６８に供給される。

更に、検出精度や検出感度をそれほど必要とし
ない場合には、本発明の特徴的なフイルタ切換器
又は参照波切換器のいずれか一方だけ用いてドプ
ラ信号変換を行うこともできる。

すなわち、第４図ｂに示されるスペクトルF₂
の信号は実際にはスペクトルF₁の信号よりも、
大きなドプラ偏移を受けているので、この両者の
差のドプラ偏移を取り出すようにすれば異なる周
波数のドプラ信号を求めることができる。

すなわち、参照波切換器３５を用いずに、これ
に接続されている切換器２２０ｂのみを切り換え
ると、参照波周波数は常に₀となるが、複素信号
変換器３６の低域フイルタ４０から、第４図ｂに
示される₀を零周波数としたF₂成分の多い信号と
F₁成分の多い信号に切換出力されるので、実質
上差の周波数のドプラ信号を得ることができる。

以上のようにして得られた速度信号はＤ／Ａ変
換器６８によつてアナログ電圧信号に変換され、
切換器７０を介してCRT表示器３０に供給され、
CRT表示器３０上に輝度変調信号としてＢモー
ドあるいはＭモードの運動速度分布画像が表示さ
れる。

［発明の効果］以上説明したように、本発明によれば、フイル
タ回路により異なる中心周波数の受信信号を出力
して比較演算することにしたので、広範囲の速度
を検出可能な周波数のドプラ信号に容易に変換す
ることができ、低速度から高速度に至るまでの速
度、特に遠距離にあつてかつ高速度の反射体の速
度を精度よく求めることが可能となる。また、本
発明によれば、一対のフイルタをそれぞれ交互に
切り換えて用いるので、次段の複素信号変換器に
おいてミキサ対やローパスフイルタ対等を二群設
ける必要がなく、物量を削減して装置を簡易化で
きるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るドプラ信号変換装置を超
音波ドプラ診断装置に適用した実施例を示す回路
ブロツク図、第２図は複素信号変換器から自己相
関を求める速度信号発生器までの回路構成を示す
ブロツク図、第３図はフイルタ回路の内部構成を
示すブロツク図、第４図はフイルタ回路によつて
分割される信号のスペクトルを示す説明図、第５
図は比較演算器の内部構成を示すブロツク図、第
６図は比較演算器の他の内部構成を示すブロツク
図である。１２……分周同期回路、２１……フイルタ回
路、３５……参照波切換器、３６……複素信号変
換器、４４……複素デイレーラインキヤンセラ、
５０……速度信号発生器、７２ａ，７２ｂ……ラ
インメモリ、７６，９０……比較演算器、８４…
…複素乗算器、８６……偏角演算器、２１５，２
１６……BPF、２１９……フイルタ切換器、２
２０ａ，２２０ｂ……切換器。

Claims

【特許請求の範囲】１周期的パルス変調波の放射に基づいて運動す
る反射体から得られたドプラ信号を中心周波数よ
り高い周波数成分と低い周波数成分とに分割する
一対のフイルタ及びこの一対のフイルタをパルス
波の繰返し周期の整数倍で交互に切り換えるフイ
ルタ切換器から成るフイルタ回路と、このフイル
タ回路から出力されたドプラ信号と複素参照波信
号とを混合検波して複素信号に変換する複素信号
変換器と、この複素信号変換器から出力された複
素信号を演算して速度信号を発生させる速度信号
発生器と、この速度信号発生器から出力された速
度信号を記憶するメモリと、を含み、前記メモリ
の入力信号と出力信号とを比較演算してドプラ信
号を広範囲の速度検出ができるドプラ信号に変換
することを特徴とするドプラ信号変換装置。２特許請求の範囲１記載の装置において、前記
複素信号変換器の参照波周波数として搬送波周波
数より高い周波数と低い周波数とを用い、前記フ
イルタ回路の切換えと同期して前記異なる周波数
の参照波を切り換える参照波切換器を設けたこと
を特徴とするドプラ信号変換装置。３特許請求の範囲１記載の装置において、速度
信号発生器は複素信号の自己相関演算を行う自己
相関器を有し、この自己相関器の出力である実数
部及び虚数部を速度信号とし、前記メモリの入力
複素信号と出力複素信号との複素演算によりドプ
ラ信号の変換を行うことを特徴とするドプラ信号
変換装置。