JPH03176036A - 超音波ドプラ診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は超音波ドプラ診断装置、特に超音波により被検
体内の運動状態を正確に画像表示する超音波診断装置の
回路構成に関する。

［従来の技術］ 生体等の被検体内の運動情報を断層像などと併せて画像
表示する超音波ドプラ診断装置が周知であり、例えば心
臓内の血流状態を画像表示すること等に用いられる。

この装置は、被検体内に超音波ビームを放射し、被検体
内からの反射エコーを受波し、これを土曽幅して復調す
ることにより臓器等の断層像を抽出することができる。

また、ドプラ効果を受けた反射エコーには超音波のキャ
リア周波数に対する偏移周波数成分が現れるので、この
偏移周波数信号を検出することにより、血流等の運動速
度を求めることができる。

第６図には、従来装置の例えば特開昭６０−１１９９２
９号公報に開示された回路が示されており、第６図の回
路について詳細に説明する。

図において、安定な高周波信号を発生する水晶発振器１
０の出力は分周同期回路１２に供給され、この分周同同
期回路１２によって所望周波数の各種出力信号が得られ
る。この出力信号には、超音波パルスビーム送信用の送
信繰返し周波数信号１００、複素変換のための複素基準
信号１０２，１０４、超音波診断装置結果の表示を行う
ための掃引同期信号１０６及び装置各部の同期作用を行
うクロック信号１０８等がある。

前記複素基準信号１０２，１０４は送信繰返し周波数信
号１００の整数倍の周波数を有し２かつ互いに複素関係
となるように９０″の位相差を有し、前記送信信号１０
０は駆動回路１４及び送受切換回路１６を介して探触子
１８に供給され、該探触子１８を励振することにより超
音波パルスビームが被検体２０内に送信される。

そして、被検体２０からの反射エコーは探触子１８によ
って電気信号に変換され、送受切換回路１６から高周波
増幅器２２へ送られて所望の増幅作用が施された後、そ
の一方の出力が通常のＢモードあるいはＭモード表示信
号として表示部に供給される。

通常のＢモードあるいはＭモード表示を行うための出力
信号は検波器２４及びビデオ増幅器２６から切換器２８
を介してＣＲＴ表示器３０に供給され、ＣＲＴ表示器３
０の表示面を輝度変調する。

また、前記探触子１８の超音波パルスビームを機械的あ
るいは電気的な角度偏向などによって走査させるために
走査制御器３２が設けられており、この走査制御器３２
の走査位置信号及び前記分周同期回路１２から得られる
掃引同期信号１０６とは掃引トリガ発生器３４に供給さ
れ、ＣＲＴ表示器３０の掃引制御が行われる。

そして、前記高周波増幅器２２から出力される受信信号
は複素信号変換器３６に供給されて複素信号に変換され
る。

すなわち、複素信号変換器３６は位相検波器を含む一組
のミキサ３８ａ、３８ｂを有し、各ミキサ３８において
前記受信信号がそれぞれ前記複素基準信号１０２，１０
４と演算されるので、各ミキサ３８からは混合検波によ
って入力された受信信号と複素基準信号との画周波数の
和と差の周波数の信号が出力され、これら両信号は低域
フィルタ４０ｇ、４０ｂｌ：供給され、差の周波数成分
のみが取り出される。

以上のようにして複素変換された複素信号はＡＤ変換器
４２ａ、４２ｂによってデジタル信号に変換され、次段
の複素デイレーラインキャンセラ４４に入力される。こ
の複素デイレーラインキャンセラ４４は、デイレーライ
ン（遅延線）４６と差演算器４８を有し、被検体内の静
止部あるいは低速運動部からの強大な反射信号（クラッ
タ）を除去して運動部のみの速度信号を取り出すことが
でき、画像信号の品質を著しく向上させることができる
。

そして、低速度信号が除去された複素信号は自己相関器
５０により自己相関に供される。すなわち、自己相関器
５０は複素信号の共役積演算を行っており、第７図のよ
うに、２個のデイレーライン５２ａ、５２ｂ、４個の乗
算器５４　ａ、　　５４　ｂ。

５４ｃ、５４ｄｓ加算器５６及び減算器５８で構成され
、デイレーライン５２の人力と出力に基づいて次式の演
算を行う。

すなわち、デイレーライン５２の出力を２３−ｘ　十ｉ
ｙ３、デイレーライン５２の入力を２４ｍｘ　　＋ｉｙ
４とすると、次式で示される複素共役積が求められる。

Ｚ　ａ　２４−（ｘ　ａ　＋　ｉＹ　３　）　（Ｘ　４
　　ｓ　Ｙ　４　）ｍｘ４　ｘ３　＋ｙ４　ｙ３ ＋ｉ　（ｘ３ｙ４−ｙ３ｘ、） ・・・（１） このようにして求められた複素共役積演算により、自己
相関が求められたことになり、この自己相関によれば、
速度情報が取り出しやすい形の信号に変換され、この自
己相関信号により運動反射体の正確な速度が演算される
。

この自己相関器５０の出力は、実数部及び虚数部毎に積
分器６０ａ、６０ｂにて平均化され、動径速度検出部６
６に入力される。この動径速度検出部６６は、複素信号
である自己相関信号の偏角、言い換えれば１周期ずれた
複素信号同士の位相差を演算しており、この偏角から超
音波ビーム放射方向での速度、つまり動径速度を求める
ことができる。

このように、動径速度は受信エコー信号を複素信号に変
換してこの複素信号に基づいて演算され、前記複素信号
変換器３６から動径速度検出部６６までの回路で動径速
度演算器が構成されることになる。

そして、この動径速度は接線速度演算器７０及び絶対流
速演算器７２に供給されており、前記接線速度演算器７
０では微小角ずれた２方向で得られた動径速度から接線
速度を演算する。

すなわち、微小角ずれた２方向の動径速度の差を演算す
れば、この差が接線速度として特定できる。第８図に示
されるように、超音波ビームを０−ｓＢ方向とｏ−ｂ方
向に放射した場合を考えると、第９図にように微小角ず
れたａ、　　ｂ方向の動径速度ＶｒａとＶｒｂとの差は
Ｖｔとなり、このＶｔが０→ａ方向の接線速度となる。

従って、第８図に示されように、Ｐ点の実際の速度（絶
対流速）は、この接線速度Ｖｔと動径速度Ｖ「とから０
４ａ方向に対しθの角度をもつ速度として特定される。

以上のようにして得られた流速信号はＣＲ７表示器３０
に供給されているが、このＣＲ７表示器３０にはビデオ
増幅器２６からの通常の画像信号も供給され、この画像
信号とドプラ信号との両者を選択的に、あるいは同時に
表示可能であり、両画像を重ね合わせることにより、運
動速度分布画像がＢモード表示される。

［発明が解決しようとする課８］ 前記のように、従来においては、ある方向の超音波ビー
ム方向の動径速度とその超音波ビーム方向より微小の偏
向角だけずれた方向のビーム方向の動径速度の差を求め
ることにより、超音波ビームの直角方向の速度成分、つ
まり接線速度を求めることができる。

しかしながら、第９図に示されるように、絶対速度を求
める２個の動径速度Ｖ　ｒａ、　Ｖ　ｒｂが微小角ずれ
た方向で得られた速度成分であるため、その動径速度の
差が非常に小さくなり、流れの方向によっては接線速度
を感度良く検出することができないという問題があった
。

従って、この場合には実際の流速に近い運動反射体の運
動方向及び絶対速度を正確に検出することが困難であっ
た。

発明の目的 本発明は前記従来の問題点を解決することを課題として
なされたものであり、その目的は、微小角ずれた放射方
向の動径速度から接線速度を感度良く検出し、被検体内
の実際の流速状態を実時間で画像表示することのできる
超音波ドプラ診断装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 前記目的を達成するために、本発明に係る超音波ドプラ
診断装置は、一定の繰返し周期で超音波ビームを被検体
内に放射し、運動反射体の速度を検出する超音波ドプラ
診断装置において、被検体内からの反射エコー信号から
超音波ビーム放射方向の動径速度を演算する動径速度演
算器と、この動径速度演算器から得られる動径速度を累
積する累積演算器と、この累積演算器を介して得られ所
定角（主に微小角）ずれた放射方向の２個の動径速度か
ら接線速度を演算する接線速度演算器と、前記累積演算
器を介して得られた動径速度と接線速度から実際の速度
を演算する絶対流速演算器と、を備えたことを特徴とす
る。

なお、前記動径速度には複素信号処理する場合等に動径
速度を演算する基礎となる動径速度成分も含まれるもの
とする。

また、第２の請求項に記載の発明は、前記累積演算器を
、遅延線を有しこの遅延線の入力及び出力に基づいて複
素信号の共役積を演算する回路で構成したことを特徴と
する特 更に、第３の請求項に記載の発明は、前記接線速度演算
器を、遅延線を有しこの遅延線の人力及び出力に基づい
て複素信号の共役積を演算する回路で構成したことを特
徴とする。

［作用」 以上の構成によれば、累積演算回路により複素信号で処
理した場合には動径速度情報である位相情報が大きな値
として検出されることになり、接線速度を求めるための
微小角ずれた２方向での動径速度の差も大きな値として
検出されることになり、従って接線速度を感度よく検出
できる。

この結果、この接線速度と動径速度とからａ算される実
際の速度も正確に演算されることになり、彼検体内の運
動状態を実際に近い状態で画像表示できる。

［実施例］ 以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する
。

第１図には、本発明における動径速度演算から絶対流速
を求める部分の実施例回路が示されており、実施例は受
信エコー信号を複素信号に変換してこの複素信号を処理
することにより速度情報を検出装置であり、この回路は
第６図の積分器６０ａ、６０ｂの後段に接続され、その
他の回路は第７図と同様となっている。

本発明において特徴的なことは、接線速度を精度よく検
出するために、微小角ずれた２方向の動径速度の差を実
質的に拡大したことを特徴としており、このために累積
演算器７４を備える。

この累積演算器７４は、微小角ずれた２方向のそれぞれ
の超音波ビーム放射方向において、動径速度演算器で順
次出力される周期（ｎＴ）の動径速度又は動径速度成分
を累積して超音波放射の１周期（ｎＴ）におけるドプラ
信号の位相を実質的に大きな値として求めている。

第２図には、累積演算器７４の１例が示されており、図
において、複素信号の実数部信号及び虚数部信号を所定
周期（送信繰返し周期Ｔの整数倍）遅延するデイレーラ
イン゛（遅延線）７６ａ、７６ｂが設けられ、複素共役
積を演算する乗算器７８ａ、７８ｂ、７８ｃ、７８ｄ、
減算器８０及び加算器８１（前記自己相関器５０と同様
の回路）が設けられ、更に所定周期の信号を複数回乗算
して累積するための切換器８２ａ、８２ｂが設けられて
いる。

これによれば、複素信号Ｚ　　−ｘ　　＋ｉｙ５と５ これと所定周期遅れて入力される複素信号Ｚ６−Ｘ　　
＋１　ｙ８この間で次式に示される復素共役積が求めら
れる。

＊ Ｚ　Ｚ　　−（Ｘ５＋１ｙ５）（Ｘｅ−１ｙ６）６ ″ｘ６ｘ５＋ｙ６ｙ５ ＋　ｌ　（Ｘ５　Ｙ６−３’５　Ｘｅ　）・・・（２） この共役積演算は、第３図に示されるように、所定周期
毎に出力される動径速度成分を示す位相をα、β、γと
すると、１回の累積でα＋βとなり、２回の累積でα十
β＋γとなる。

すなわち、ｘ５−　ｃｏｓα、ｘ６−”ｃｏｓβｌ　ｙ
５＝　ｓｉｎα、ｙ６　＝　ｓｉｎβと置き換えて考え
ると、前記（２）式にて次式の三角関数の計算が行える
ことになる（前記（２）式とは符号が逆になる）。

ｃｏｓ（α＋β）　−ｃｏｓαｃｏｓβ−５１ｎａ　ｓ
ｉｎβ５ｉｎ（α＋β）　−ｓｉｎαｃｏｓβ＋ｓｉｎ
βｃｏｓ　ａ・・・（３） この（３）式のＣＯＳ　（α＋β）は、実数部の信号、
ｓｉｎ　（α＋β）は虚数部の信号となり、これれによ
れば、共役積演算により複素信号における位相が累積さ
れたことが理解される。

そして、２回目の累積を行う場合には切換器８２ａ、８
２ｂを切り換えて減算器８０及び加算器８１の出力と累
積演算器７４の入力との間で共役積演算を行うことにな
り、これにより前記（３）式と同様の計算が行われ、Ｃ
ＯＳ　（α＋β＋γ）とｓｉｎ　（α＋β＋γ）が得ら
れるので、更に位相の累積が可能となる。

実施例では、前記累積演算器７４の累積を、複素信号の
動径速度成分で行っているので、動径速度は累積演算器
７４の出力から動径速度検出部６６により求めているが
、この累積演算器７４の累積は動径速度自体を累積する
ことも好適である。

次に、前記累積演算器７４の出力から接線速度を求める
ことになるが、この接線速度演算器７０は、実施例では
複素共役積を演算する自己相関器５０−２を用いること
を特徴とする。

そして、図示されるように、自己相関器５０２の前段、
後段には、積分器８４−１ａ、８４１ｂ、積分器８４−
２ａ、８４−２ｂが設けられ、また逆正接演算器８６と
係数演算器８８が設けられている。また、接線速度演算
器７０には絶対流速演算器７２が接続される。

以下に、累積演算から絶対流速演算までの処理を式を用
いながら説明する。

第８図におけるＱ　　ａ　ｓ　Ｏｂ方向の累積演算器７
４に入力される動径速度成分を、Ｍａ　　（ｎ）　。

Ｍｂ　　（ｎ）とすると、これは次式にて表される。

なお、説明を簡単にするために信号の振幅を１とする。

Ｍ　　（ｎ）　−ｅｘｐ　ＩｉωＡ（ｔ−ｎＴ）　１（
４） Ｍ　　（ｎ）−ｅｘｐ　ｆｉωＢ　（ｔ−ｎＴ）１（５
） ｎ；整数 ωＡ、ωＢ＝角周波数（ω−２πｒｄ）Ｔ：送信繰返し
周期 そして、累積演算器７４にて動径速度成分をｍ回累積す
ると、各超音波ビーム軸方向における累積成算器７４の
出力は次式のようになる。

Ｓａ　−Ｍ　　（ｎ）　・Ｍ　　（ｎ＋１）　＊ａ　　
　　　　　　　　　ａ −ｅｘｐ　（ｉωＡ・１　・ｍ−Ｔ）−（６）Ｓｂ　＝
ｅｘｐ　ｆｉωＢ・１　・ｍ−Ｔｌ　−（７）この（６
）式、（７）式から明らかなように、信号の位相はω・
１・ｍ−Ｔとなっており、前記累積演算を行わない場合
には、前記（６）式、（７）式の位相はω・１・Ｔとな
るので、本発明の場合には、動径速度成分の値が従来よ
りもｍ倍に拡大されることになる。

このようにして、累積演算器７４により動径速度成分が
実質的に大きな値として演算されることになり、この累
積演算器７４の出力は積分器８４−１ａ、８４−１ｂに
より平均化される。

この積分器８４は、前記第６図の積分器６０と同様の回
路となっており、その詳細な回路が第４図に示されてい
る。すなわち、積分器８４はデイレーライン６０．加算
器６２及び重み何回路６４で構成され、通常では加算器
６２の出力をデイレーライン６０に供給する操作を繰り
返しながら複数回加算して平均値を得るが、実施例では
重み何回路６４を設け、出力を減衰させて入力と加算し
ている。これによれば、減衰量をαとすれば、現時刻の
信号より例えば５周期前の信号はα５だけ減衰して現時
刻の信号と加算されるので、出力に与える影響度が小さ
くなり、低域フィルタや移動平均回路と同様の平均機能
を果たすことが可能となる。なお、重み何回路６４の重
み付量を変えることにより、平均化の度合いを変更する
ことが可能となる。

この平均化された動径速度成分は、次式のようになる。

なお、物理塁の時間平均値はく〉で表すものとする。

＜３２　＞”＜ｅＸｐ　　（ｉωＡ （１・ｍ−Ｔ））　〉　・・・（８） ＜８ｂ＞−＜ｅｘｐ　［ｉωＢ （１・ｍ−Ｔ））　〉　　・・・　（９）そして、実施
例では、前記動径速度成分の平均値について更に自己相
関器５０−２にて複素共役積演算を行い、これにより接
線速度成分Ｃａ、すなわち動径速度成分＜Ｓａ＞と＜ｓ
ｂ＞の位相差を求めている。

この自己相関器５０−２は、第７図の自己相関器５０−
１の複素共役積演算の回路と同様となりており、２個の
デイレーライン５２．４個の乗算器５４、加算器５６及
び減算器５８で構成される。

従って、この自己相関器５０−２の出力である接線速度
成分Ｃａは次式にて表される。

Ｃａ　−＜Ｓａ　＞−＜Ｓｂ　〉＊ ｗｅｘｐ　　ｆｉ　　（＜ω　〉−＜ωＢ〉）（１・ｍ
−Ｔ）） そして、この接線速度成分Ｃａも積分器８４−２ａ、８
４−２ｂにより平均化されており、次式％式％ ） （１０） そして、実際の流速ひ、角周波数ωＡ、ω３、ドプラ偏
移周波数ｆｄＡ、ｆｄＢのそれぞれの関係を考えると、
次式のようになる。

ｋひｃｏｓθ−ω　　（１・ｍ−Ｔ） −に−ｆｄＡ・／２ｆＯ・Ｃ （１１） ｋｖｃｏｓ（θ−φ）−ω　　（１・ｍ−Ｔ）−ｋ　−
ｆ　ｄＢ　・／２ｆＯ・Ｃ ・・　（１２） ここで、Ｃ：音速、１（：定数、ｆＯ：送信周波数、φ
：方向０−ａと方向ｏ−ｂの成す角である。

次に、前記この（１１）式、（１２）式を前記（１０）
式に代入すると、次式が得られる。

＜ＣＢ　＞−ｅｘｐ　　ｆｉ　ｋ＜ｖ＞（ｃｏｓθ−ｃ
ｏｓ　　（θ−φ）））躊＜Ｒ＞＋ｉ＜Ｉ＞　　　　　
・・・（１３）そして、前記接線速度成分の位相δξが
逆正接演算器８６により次式の演算により求められる。

δξ−ｊａｎ−１（＜　１　＞／＜　Ｒ＞）−ｋ＜ｖ＞
＊　　（ｃｏｓ　　θ　−ｃｏｓ（θ　−φ）〉−ｆｋ
＜ｖ＞・　（ｃｏｓθ−ｅｏｓ　（θ−φ））／φ）　
・φ・・・　（１４） この（１４）式において、φ（１とすると、δξ−−ｋ
＜ｖ＞ｓ１ｎθ・φ　　　−（１５）となり、接線速度
Ｖｔは、次式に示されるように、係数回路８８により位
相δξに（−１／にφ）を乗算することにより求められ
る。

Ｖ　ｔ　−＜　ｖ　＞ｓ１ｎθ 一δξ・　（−１／にφ）　　　・・・（１６）そして
、前記接線速度は絶対流速演算器７２に供給され、実際
の流速ひが演算されることになるが、この絶対流速演算
器７２は、第５図に示されるように、平方根演算器９０
と逆正接演算器９２により構成されており、平方根演算
器９０は次の（１７）式の演算を行い、逆正接演算器９
２は次の（１８）式の演算を行う゛ことになる。

ｔＮ＝　（Ｖｒ　　＋Ｖｔ２）　ｉ／２−　（１７）０
−ｊａｎ−ｌ（Ｖｔ／Ｖｒ）　　　　　・＝　（１８）
このようにして、速度の絶対値１ひ１とビーム方向に対
する速度方向θが演算され、これによって実際の流速が
求められる。そして、この実際の流速の信号はＣＲＴ表
示器３０に供給され画像表示される。

前記実施例は、受信エコー信号を複素信号に変換して複
素信号処理にて速度情報を得る装置について説明したが
、これに限らず他の方法によっても、動径速度を演算し
、この動径速度を累積することにより、接線速度を精度
よく測定することができる。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、動径速度を累積
するようにして接線速度を演算するための微小角ずれた
２個の動径速度の差（位相差）を大きくしたので、接線
速度を精度よく検出でき、この結果、実際の速度を正確
に画像表示することが可能となる。

また、第２の請求項によれば、累積演算器を自己相関器
と同様の回路で構成するようにしたので、複素信号処理
による速度検出の場合の動径速度を精度よく検出するこ
とができ、実際の速度をより正確に検出できることにな
る。

更に、第３の請求項によれば、接線速度演算器を自己相
関器の回路で構成するようにしたので、接線速度を精度
よく検出することができ、この結果実際の速度を正確に
検出可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る超音波ドプラ診断装置の主要構成
を示すブロック図、 第２図は本発明の累積演算器の内部構成を示すブロック
図、 第３図は動径速度の累積を説明するための図、第４図は
積分器の内部構成を示すブロック図、第５図は絶対流速
演算器の内部構成を示すブロック図、 第６図は従来の装置の詳細な構成を示すブロック図、 第７図は復素共役積を演算する自己相関器の内部構成を
示すブロック図、 第８図は微小角ずれた方向に超音波ビームを放射した場
合の実際の速度と動径速度及び接線速度との関係を示す
説明図、 第９図は接線速度を示す説明図である。 ８ ０ ０ ６ ４ ０ ６ ０ ２ ４ ５２゜ ５４゜ ５８゜ ５６゜ ２ ４ ・・・　探触子 ・・・　彼検体 ・・・　ＣＲ７表示器 ・・・　複素信号変換器 ・・・　複素デイレーラインキャンセラ・・・　自己相
関器 ・・・　速度演算器 ・・・　接線速度演算回路 ・・・　絶対流速演算回路 ・・・　累積演算回路 ７６　・・・　デイレーライン ７８　・・・　乗算器 ８０　・・・　減算器 ８１　・・・　加算器 ・・・　切換器 ・・・　積分器。 ｖ−ｔＪ　＞Ｊ＄４　ｑ　ＴＫＪ＃＊Ａ　Ｋ　示ｆ１！
ＩＩ第２図 ９０’ 第 図 禎今Ｓ−乞不すフロック園 第 図 ！！、色刀易り建Ｊ最１４ｉ芝示ずプ′ロンク図第５図 自己、相関＃−ΣホＴフロック回 第７図 ８−違シ突う閲イホ２１℃す図 第 図 ■！ 、持、線速、８Σ示す図 第 図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）一定の繰返し周期で超音波ビームを被検体内に放
   射し、運動反射体の速度を検出する超音波ドプラ診断装
   置において、被検体内からの反射エコー信号から超音波
   ビーム放射方向の動径速度を演算する動径速度演算器と
   、この動径速度演算器から得られる動径速度を累積する
   累積演算器と、この累積演算器を介して得られ所定角ず
   れた放射方向の２個の動径速度から接線速度を演算する
   接線速度演算器と、前記累積演算器を介して得られた動
   径速度と接線速度から実際の速度を演算する絶対流速演
   算器と、を備えたことを特徴とする超音波ドプラ診断装
   置。
2. （２）請求項（１）記載の装置において、前記累積演算
   器は遅延線を有しこの遅延線の入力及び出力に基づいて
   複素信号の共役積を演算する回路で構成したことを特徴
   とする超音波ドプラ診断装置。
3. （３）請求項（１）又は（２）記載の装置において、前
   記接線速度演算器は遅延線を有しこの遅延線の入力及び
   出力に基づいて複素信号の共役積を演算する回路で構成
   したことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。