JPS61150688A - 摩擦トルクを補償するサ−ボモ−タ制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、回転方向反転時に生じる応答の遅れを改善し
た閉ループ制御方式のサーボモータ制御装置に関するも
のである。

〔従来の技術〕

一般に、位置フィードバックループをもつサーボモータ
制御装置は、例えば第１２図に示すように、モータｌＯ
の回転位置または機械可動部（図示せず）の位置を制御
するための位置フィードバックループの他に、モータ１
０の回転速度を制御するための速度フィードバックルー
プと、モータｌＯのモータ電流を制御するための電流フ
ィードバックループとが設けられている。そして、電流
フィードバックループでは、抵抗１１で検出したモータ
電流■４と比例積分制御器１２からの電流指令値■１と
の偏差が零になるように制御され、速度フィードバック
ループでは、速度発電機などの速度検出器１３で検出し
たモータ速度ｖ１とＤ／Ａ変換器１４からの速度指令値
ｖ１との偏差が零になるように制御されて、最終的には
、レゾルバやリニアスケール等の位置検出器１５で検出
されたモータ位置１４と指令パルス発生回路１６から与
えられる位置指令値りとの差が零になるように位置フィ
ードバックループによりモータ位置が制御される。なお
、図中、１７は増幅器、１８Ｂｘｌ　ｓ　ｃは加算器で
ある。

第１３図は第１２図の加算器１８ｂ、比例積分制御器１
２および加算器１８ｃ部分の、従来における構成を表す
電気回路図であり、演算増幅器Ｑ１と抵抗Ｒ１〜Ｒ４お
よびコンデンサＣ５により加算器１８ｂと比例積分制御
器１２を構成し、演算増幅器Ｑ２と抵抗Ｒ３〜Ｒ１によ
り加算器１８ｃを構成していた。またーｖ、はｖｌをゲ
インが−１の反転増幅器に入力したときの出力である。

ところで、第１３図に示したような構成を有する従来の
サーボモータ制御装置において、モータの回転方向反転
時におけるモータ電流■とモータ速度指令Ｖ、およびモ
ータ速度Ｖとの関係を、縦軸にモータ電流！、モータ速
度指令ｖ、およびモータ速度Ｖをとり、横軸に方向反転
指令入力時を原点として時間ｔをとって図示すると、例
えば第１４図の曲線３０ｖｒ、３１ｖ、３２Ｊ、で示す
ものとなる。ここで、■。は機械の摩擦トルクをモータ
電流に損算した値であり、図示例では速度指令が正方向
から負方向に一定加速度で減速されている場合を示す、
同図から判るように、ｔ＝Ｑで反対方向の速度指令が入
力されると、曲線３０Ｌで示すモータ電流■は徐々に増
加していくが、曲線３１Ｖで示すモータ速度Ｖはモー　
少電流■が一■。を趨える時点まで零であり、モータ電
流■が−Ｉ　ｏを超えてはじめてモータは逆回転し始め
る。

即ち、反対方向の速度指令が入力されてからモータが逆
回転を開始するまでのＴＩの時間遅れが生じる。

このような時間遅れは、当然、数値制御加工誤差となっ
て現れ、具体的には例えば１５図に余すように、真円の
指令パルス列の分配が行なわれて同図の曲線４０に示す
真円に沿って切削が行なわれるべきところが、回転方向
反転時に応答遅れがあるために円弧切削の象限切換え部
分において、実際の切削物の形状は曲線４１に示すよう
にふくらみをもつという不具合を生じる。

この不具合を改善する方法として、特開昭５７−７１２
８２号公報記載のものが提案されている。

この方法は、モータの方向反転時に摩擦トルクによって
引き起こされるモータの応答遅れを補償して制御精度を
高めることを目的としており、方向反転信号入力時にお
ける電流指令値を決定している電圧が摩擦トルクに比例
した電圧であることを利用し、この電圧とほぼ絶対値が
等しい逆極性の補償電圧を発生させて、この補償電圧に
より方向反転信号入力直後に前記指令電流値を形成して
いる電圧を速やかに摩擦トルクに対応する電圧にプリセ
ットするというものである。

この方惨を更に具体的に説明すると、第１６図に示すも
のが上記の改善案になる電気回路図であり、第１３図と
同一符号は同一部分を示している。

同図中５０は補償電圧発生回路、５１は応答補償回路、
ＩＮ！はピーク値セット信号Ｓ１が加えられる入力端子
、ＩＮ３は摩擦トルク補償信号Ｓｔが加えられる入力端
子、ＯＵＴは電流指令値Ｉ。

を第１２図における加算器１０Ｃに加える出力端子、Ｑ
４〜Ｑ、は図示の極性を有する演算増幅器、ＳＷｔ　、
ＳＷｔはスイッチング素子、Ｒ＋　ａ　〜Ｒ１ｇは抵抗
、Ｃ８はコンデンサである。

この回路が第１３図に示した従来装置と異なるところは
、補償電圧発生回路５０及び応答補償回路５１を設けた
ところにある。

補償電圧発生回路５０は、数値制御装置における指令パ
ルス発生回路からモータの回転方向反転信号が出力され
たとき、その時点における電流指令値を決定している電
圧即ち比例積分制御器１２の出力電圧（以下指令電圧と
称す）を検出し、その指令電圧にほぼ絶対値が等しく極
性が反対の補償電圧ｖｃを発生するものであり、抵抗Ｒ
１ａとコンデンサＣ２からなる積分回路と、その動作を
制御するスイッチング素子ＳＷ１と、演算増幅器Ｑｓ。

Ｃ６と抵抗ＲＩｓ”’　Ｒｌ？からなる極性反転回路と
で構成されている。

また応答補償回路５１は、モータの回転方向反転指令入
力直後に、速やかに指令電圧をほぼ補償電圧に等しくす
るように動作するものであり、指令電圧と補償電圧ｖｃ
との差分を増幅する演算増幅器Ｑ、とその出力を比例積
分制御器１２の入力側にフィードバックするよう動作す
るスイッチング素子ＳＷ１等とから構成されている。

第１７図は第１６図示装置を動作させた場合における各
部の信号波形を表わす線図であり、以下同図を参照して
第１６図示装置の動作を詳説する。

指令パルス発生回路から例えば第１７図＋ａｌに示すよ
うな方向反転信号が出力されると、図示しない制御回路
で例えば第１７図（ｂｌに示すようにその立ち上がりが
方向反転信号の立ち上がりにほぼ一致した時間幅Ｔ２の
ピーク値セット信号ＳＬが発生される。

このピーク値セット信号Ｓ、は補償電圧発生回路５０の
スイッチング素子ＳＷＩに加えられ、このスイッチング
素子ＳＷｌを時間ＴＩだけオン状態にする。その結果、
コンデンサＣ！はそのときの指令電圧によって充電され
、演算増幅器Ｑｓの出力には指令電圧にほぼ絶対値が等
しい逆極性の補償電圧ｖｃがほぼｔ　＝　Ｃｚ　Ｘ　Ｒ
１４の時定数で現れる。そこで、ピーク値セット信号Ｓ
、の時間幅Ｔ、を２ｔ〜３を程度に設定しておくと、補
償電圧発生回路５０からは例えば第１７図の（Ｃ）に示
すように指令電圧とほぼ絶対値が等しい逆極性の補償電
圧が得られ、この補償電圧はスイッチング素子ＳＷ１の
オフ後も保持される。

次に、図示しない制御回路によって、例えば第１７図（
ｄｌに示すようにほぼピーク値セット信号Ｓ。

の立ち下がり時に立ち上がるような時間幅Ｔ、の摩擦ト
ルク補償信号Ｓ２が発生され、これが応答補償回路５１
のスイッチング素子ＳＷ２に加えられてこれを導通させ
る。その結果、指令電圧と補償電圧ｖｃとの差を増幅し
ている演算増幅器Ｑ４の出力によって指令電圧は補償電
圧■、にほぼ等しくなるようにフィードバック制御され
、指令電圧は例えば第１７図（ｅ）に示すように速やか
に下降する（ただし、反対の方向反転が行なわれた場合
には速やかに上昇する）ものとなる、ここで、指令電圧
の補償速度は抵抗Ｒ０の値を調整することにより自由に
変更し得るものである。

このように上記公報において提案された方法によれば、
モータ電流■は補償動作の働きで従来より早く反対側摩
擦トルク■。を超えるから、モータ速度もそれだけ早く
立ち上がり、モータの反転遅れ時間は大幅に改善される
。また、反転遅れ時間は抵抗Ｒ１の値を調整することに
より自由に変更することができる。

以上述べたように、特開昭５７−７１２８２号公報記載
の装置は従来のサーボモータ制御装置に対して、摩擦ト
ルクによるサーボ系の遅れを改善するものであるが、次
のような問題点を有する。

（１）　　補償電圧発生回路５０にピーク値をセットす
るための時間Ｔ２の間は摩擦トルクの補償ができず、摩
擦トルクによるサーボ系の遅れは改善できない。

（２）　　第１７図に示す時刻Ｔ２とＴｚ　＋Ｔ３の間
、第１７図の演算増幅器Ｑ６の出力ｖｃは速度指令が負
から正に変化する−とき、負の飽和電圧−ｖｌ（速度指
令が正から負に変化するときには正の飽和電圧＋ｖ、）
になる、方向反転時をｔ＝Ｑとし、これ以後の演算増幅
器Ｑｘ、Ｑｈの動作波形を第１８図に示す、Ｔｔ、Ｔｓ
は実際上は非常に短い時間に選ばれるから、ｔ−ｏから
ｔ＝Ｔ、＋Ｔ、付近の時刻までは近似的にＶ、＝０＋　
　Ｖ４　＝ｏとして良い、ｔ＝Ｔ、においてＳ　Ｗ　ｚ
が閉じ、飽和電圧−Ｖ、がＱ２に加わると、Ｑ２は比例
積分制御器であるから、ｔ＝Ｔ！において比例制御器の
動作によりステップ状にＩＦだけ１１が変化し、その後
積分制御器の動作により−Ｖ、と積分時定数で決まるあ
る一定勾配で■、は変化してい＜、Ｉ、＝■。となる瞬
間つまりｔ　＝Ｔ、　＋’ｌ”、においてＳＷ８は開放
され、Ｑ！の入力は零となるが、このとき比例制御器の
動作による電流指令値■？は瞬時的に消滅するため、ｔ
＝Ｔｚ　＋Ｔ３の直後の１、はＩ＠　　　ＩＦとなりＩ
ｏとは等しくならない。

従って、特開昭５７−７１２８２号の方法では摩擦トル
クの補償は完全には行なわれないことになる。第１６図
のコンデンサＣＩに並列に抵抗を挿入して不完全積分と
することも行なわれるが、この抵抗値は実際にはかなり
大きな値に選ばれるため、上記の内容はこの場合につい
ても成立する。

（３）上記公報には、ＳＷｔを開閉するための論理回路
について記述がなく、閉じるタイミングはｔ＝ＴＲで明
らかであるが、開放するタイミングはＱ、の出力が変化
するタイミングをつかまえる必要がある。しかし、Ｑ、
の出力は、Ｑ４によりホ−ルドした電位の正負により、
−ｙ、から＋Ｖ。

へ、あるいは＋Ｖ、から−Ｖ、へと変化するため、この
変化のタイミングを捉えるには多少の論理回路を必要と
する。

（４）上記＋１１．　（２）と重複することであるが、
特開昭５７−７１２８２号記載の方法では摩擦トルクを
補償するまでに、補償電圧回路に−１，をセットするま
でにかかる時間Ｔ３．および応答補償回路が動作して電
流指令１１が■。になるまでの時間Ｔ３（（２）項で述
べたように実際にはＴ、よりも長い時間を要する）の計
Ｔｔ　＋’［’、待時間かかる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明ば、以上に述べたような第１３図に示す従来の制
御回路および第１６図に示す特開昭５７−７１２８２号
公報に提案された方法の問題点を解決しようとするもの
であり、その目的はモータの方向反転時に摩擦トルクに
よって引き起こされるモータの応答遅れを補償して制御
精度を高めることにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明によれば、この解決手段は、方向反転信号入力時
における電流指令値を決定している電圧が摩擦トルクに
相当した電圧であること、および、このとき速度指令お
よび速度がほとんど零であるので、電流指令値を決定し
ている電圧が積分コンデンサの両端の電位であることを
利用し、方向反転信号入力直後に積分コンデンサを逆接
続することにより、瞬時的に電流指令値を摩擦トルクに
対応する電圧にセットすることにより達成される。

〔実施例〕

以下、本発明を実施例に基づいて具体的に説明す名。

第１図は本発明実施例装置の構成を表わす要部電気回路
図であり、第１３図と同一符号は同一部分を示している
。第１図中、８０は積分コンデンサ接続反転回路、ＩＮ
、は方向反転信号パルスが加えられる入力端子である０
本実施例装置が第１０図に示した従来装置と異なるとこ
ろは、積分コンデンサ接続反転回路を設けたところにあ
る。

積分コンデンサ接続反転回路８０は、数値制御装置にお
ける指令関数発生器からモータの回転方向反転信号が出
力されたとき瞬時的に積分コンデンサの接続を反転する
ものであり、ＮＯＴゲートＩＣ，、Ｊ−にフリップフロ
ップＩＣｔおよびトランスファ型アナログスイッチ５Ｗ
ＩＳＷ４　とで構成されている。

第２図は第１図で示した回路を動作させた場合における
各部の信号波形を表わす図であり、以下同図を参照して
第１図で示した回路の動作を詳述する。

指令関数発生器から、第２図（ａ）に示すような立ち上
がりエツジが方向反転時である方向反転信号パルスが発
生されるとＮＯＴゲー）ＩＣ，により信号は反転され、
第２図Ｔｂｌの波形となり、この信号がＪ−にフリップ
フロップ■ＣＺのＣＫ端子に入力されるとｔＣＸの出力
ＱおよびＱは状態が反転（Ｈ−Ｌ、Ｌ→Ｈ但しＬ：ロー
レベル、Ｈ：ハイレベル）する（第２図（Ｃ１，（ｄｌ
）。アナログスイッチＳＷ、およびＳＷｌは入力端Ａに
Ｈ住暑６（加わると、ａ−ｃ間が閉じ、ａ−ｂ間が開放
になるものとし、第２図の（ａ）のパルスが加わる前の
Ｑ。

この状態がＱがＨ信号、ｄがＬ信号となっていたとする
と、ＳＷ、ｌはａ−ｃ間が閉じ、ａ−ｂ間が開放、ＳＷ
、はａ−ｃ間が開放、　　ａ−ｂ間が閉じていたものが
、第２図１０）、　（ｄ）のＱ、ｄ信号の反転の瞬間に
、ＳＷ３はａ−ｂ間が開放、ａ−ｂ間が閉じ、ｓｗ、は
ａ−ｃ間が閉じ、ａ−ｂ間が開放することとなり、積分
コンデンサＣ１は第２図の■、■端子に対して瞬時的に
反転接続されることになる。モータの方向反転時には速
度指令ｖ３および検出速度ｖ４は共に零であるから、第
２図（ｅｌに示すように電流指令Ｉ、は方向反転信号パ
ルス入力前に−■。であるたちのが、方向反転信号パル
スの立ち上がりエツジに同期して瞬時的に＋１０となり
、方向が反転した摩擦トルクを補償できることになる。

以下、いくつかの応用変形例について述べる。

第１３図の積分コンデンサＣ１に並列に抵抗を挿入する
ことがあるが、以上で述べたことはそのまま成立するの
で問題とならない。

トランスファ型のアナログスイッチｓｗ、、ｓｗ。

の代わりにトランス型のリードスイッチを用いることは
もちろん可能である。

トランスファ型のアナログスイッチあるいはリードスイ
ッチ１個の代わりにｌメーク型のアナログスイッチある
いはリードスイッチを２個、第３図に示すように用いる
こともできる。第３図においてＩＣｓはＮＯＴゲートで
あり、Ｓ　Ｗ、、　ｓ　ｗｈはｌメーク型のアナログス
イッチあるいはリードスイッチである。

トランス型のアナログスイッチあるいはリードスイッチ
２個の代わりに２メータ型のアナログスイッチあるいは
リードスイッチを２個、第４図に示すように用いること
も可能である。

通常スイッチには動作遅れがあり、スイッチが閉じる時
間と開放する時間とが異なるのが普通である。スイッチ
が閉じる時間の方が開放する時間より速い場合には、第
１図の回路では過渡的に積分コンデンサを短絡してディ
スチャージしてしまう恐れがある。この場合には第５図
に示すように抵抗Ｒ１を挿入し、時定数Ｃ＋　Ｒ−が短
絡時間より充分に大きいように選定すれば良い。

スイッチが開放する時間の方が閉じる時間よりも速い場
合には過渡的に第１図の端子■、■間がオープン状態に
なり、演算増幅器Ｑ１の高ゲインの開放利得により瞬時
的に異常電圧を発生する恐れがある。この場合には、第
６図に示すように、■、■端子にＣ０より充分容量の小
さなコンデンサＣｔを挿入するか、第７図に示すように
■、■端子に高抵抗Ｒ５を挿入すれば良い。

スイッチが開放する時間、閉じる時間が知られないかま
たは一定しないときには、第８図に示すように第５図及
び第６図あるいは第７図に示す対策を並行して施せば良
い。

第９図および第１０図はそれぞれ積分一比例制御器およ
び積分比例微分制御器の構成を示すものであるが、これ
らの図に示す積分コンデンサＣを切り離、し、■と■の
部分に第１１図に示すコンデンサ極性反転回路を接続す
ることにより、これらの制御方式においても前に述べた
比例積分制御器におけると同様に本発明を適用すること
ができ、同様の効果を得ることができる。

なお、指令関数発生器からモータの回転方向反転信号が
得られない場合には、速度指令ｖｓの極性判定の瞬間を
捉え、等価的にモータの回転方向反転信号パルスとすれ
ば良い。

〔発明の効果〕

上述したように、本発明では、指令関数発生器からモー
タの回転方向反転信号パルスが入力された瞬間にそのと
きの電流指令値を決定している指令電圧と絶対値が等し
くかつ極性が反対な指令電圧が発生きれるものであり、
摩擦トルクに対応する指令電圧が瞬時的に補償されるの
で、摩擦トルクによるサーボ系の遅れを大幅に改善する
ことができる。

また特開昭５７−７１２８２号公報記載の方法に比べ、
回路構成が単純となり、応答遅れを理論的には零にする
ことができる。

従うアー太を明を訪イ直湘１１Ｂ論着の廿−土壬一々制
御装置に適用すれば、第１５図に示すような加工誤差が
なくなり、加工精度の向上を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施するための構成を示す回路図、第
２図は第１図における動作波形を示す波形図、第３図〜
第８図は本発明の他の実施例を示す回路図、第９図は積
分一比例制御器の回路図、第１０図は積分一比例微分制
御器の回路図、第１１図は第９図および第１０図の回路
に本発明を適用する場合の回路図、第１２図は一般的な
位置フィードバックループをもつサーボモータ制御装置
のブロック図、第１３図は第１２図の比例積分器まわり
の部分の従来構成を示す電気回路図、第１４図は従来に
おける制御動作を示す波形図、第１５図は応答遅れによ
る追従状態を示す説明図、第１６図は従来の改善案の構
成を示す回路図、第１７図はその動作波形図、第１８図
はその応答性を示す波形図である。 ８０：積分コンデンサ接続反転回路 １２：比例積分制御器 １８ｂ：加算器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １．速度ループが演算増幅器、抵抗、積分用コンデンサ
   のアナログ素子により構成される比例積分制御器あるい
   は積分一比例制御器または積分一比例微分制御器を有す
   るサーボモータ制御装置において、速度指令が零になっ
   た瞬間に、前記積分用コンデンサを反転接続することを
   特徴とする、摩擦トルクを補償するサーボモータ制御方
   法。