JPS61114606A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
- Publication number
- JPS61114606A JPS61114606A JP59235093A JP23509384A JPS61114606A JP S61114606 A JPS61114606 A JP S61114606A JP 59235093 A JP59235093 A JP 59235093A JP 23509384 A JP23509384 A JP 23509384A JP S61114606 A JPS61114606 A JP S61114606A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- oscillation
- base
- transistor
- circuit
- capacitor
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- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、一般に高周波発振器、バッファ増幅器、混合
器から成り、高周波信号を中間周波信号に変換するため
の周波数変換回路に関するものでちる。
器から成り、高周波信号を中間周波信号に変換するため
の周波数変換回路に関するものでちる。
更に具体的に述べると、衛星放送受信に際しては、１２
（Ｊｚ帯の信号をパラボラアンテナにより受信し、アウ
トドアユニットにおいてその１２ＧＩＬｚ帯の信号をｌ
Ｇ１１ｚ帯の信号にダウンコンバートし、更にインドア
ユニットにおいて、そのＩＧＩＩＬｚ帯の信号を４００
Ｍ１１［ｚの信号に変換することが行なわれているが、
本発明は、上述のｌＧ１１［ｚ帯の信号を４００ ＭＨ
ｚの信号に変換する如き用途に好適に用いつる周波数変
換回路に関するものである。
（Ｊｚ帯の信号をパラボラアンテナにより受信し、アウ
トドアユニットにおいてその１２ＧＩＬｚ帯の信号をｌ
Ｇ１１ｚ帯の信号にダウンコンバートし、更にインドア
ユニットにおいて、そのＩＧＩＩＬｚ帯の信号を４００
Ｍ１１［ｚの信号に変換することが行なわれているが、
本発明は、上述のｌＧ１１［ｚ帯の信号を４００ ＭＨ
ｚの信号に変換する如き用途に好適に用いつる周波数変
換回路に関するものである。
かかる高周波から中間周波への周波数変換回路の代表的
な従来例が特開昭５８−１７９００５号に記載されてい
る。
な従来例が特開昭５８−１７９００５号に記載されてい
る。
この周波数変換回路は、；レクタ接地のトランジスタ発
振器と２個のダイオードから成るミクサ回路から成り、
発振出力を発振器の共振回路のインダクタから誘導結合
で取り出してミクサ回路へ注入するようにしている。
振器と２個のダイオードから成るミクサ回路から成り、
発振出力を発振器の共振回路のインダクタから誘導結合
で取り出してミクサ回路へ注入するようにしている。
一般に、周波数変換回路は、ミクサに注入する発振電力
を、上述のよプに誘導結合により取り出しているが、十
分なミクサ動作をさせるに足る大電力を得るためには、
その誘導結合を密にして、さらにバッファトランジスタ
を介して使用する。
を、上述のよプに誘導結合により取り出しているが、十
分なミクサ動作をさせるに足る大電力を得るためには、
その誘導結合を密にして、さらにバッファトランジスタ
を介して使用する。
この誘導結合出力により共振インピーダンスが変化し、
発振飛び、発振停止等の異常発振が起こり易く、また広
帯域受信をするため、発振回路を広帯域可変すると、誘
導結合回路の共振特性が顕著になり、ミクサに注入する
発振電力に大きな周波数偏差（周波数によって発振電力
の大きさが変化すること）が生じ、その結果、ミクサの
周波数変換特性に大きな周波数偏差が発生した。
発振飛び、発振停止等の異常発振が起こり易く、また広
帯域受信をするため、発振回路を広帯域可変すると、誘
導結合回路の共振特性が顕著になり、ミクサに注入する
発振電力に大きな周波数偏差（周波数によって発振電力
の大きさが変化すること）が生じ、その結果、ミクサの
周波数変換特性に大きな周波数偏差が発生した。
またミクサ回路での変換損失が太き（、ミクサ以降に多
段の増幅器を配置する必要がちった。
段の増幅器を配置する必要がちった。
さらに、ミクサを大きな発振電力で駆動するためバッフ
ァトランジスタは大電力での使用が必要であり、ミクサ
において発振電力の信号入力端への漏洩が大きいといつ
欠点をもっていた。
ァトランジスタは大電力での使用が必要であり、ミクサ
において発振電力の信号入力端への漏洩が大きいといつ
欠点をもっていた。
本発明は、上述の如き従来技術の欠点を除去するために
なされたものであり、従って本発明の目的は、使用する
高周波発振回路が異常発振を起こし難く、また広帯域可
変しても発振電力に大きな周波数偏差が発生せず、その
結果、ミクサの周波数変換特性にも大きな周波数偏差が
発生せず、しかもミクサ回路での変換損失が少なく、ま
たミクサにおいて発振電力の信号入力端への漏洩も小さ
くてすむような周波数変換回路を提供することにらる。
なされたものであり、従って本発明の目的は、使用する
高周波発振回路が異常発振を起こし難く、また広帯域可
変しても発振電力に大きな周波数偏差が発生せず、その
結果、ミクサの周波数変換特性にも大きな周波数偏差が
発生せず、しかもミクサ回路での変換損失が少なく、ま
たミクサにおいて発振電力の信号入力端への漏洩も小さ
くてすむような周波数変換回路を提供することにらる。
上記の目的を達成するため、本発明では、ペース接地の
発振トランジスタならそのペースを、エミッタ接地の発
振トランジスタならそのエミッタを、またコレクタ接地
の発振トランジスタならそのコレクタを、周波数変換器
としての機能を果たすバッファトランジスタのペースへ
それぞれ直結して発振電力を直接バッファトランジスタ
側へ取り出し、さらに該バッファトランジスタのエミッ
タより高周波信号を入力し、コレクタより中間周波信号
を取り出す構成としたことにより、小形で低消費電力で
安定な発振と周波数変換特性の得られる周波数変換回路
を実現している。
発振トランジスタならそのペースを、エミッタ接地の発
振トランジスタならそのエミッタを、またコレクタ接地
の発振トランジスタならそのコレクタを、周波数変換器
としての機能を果たすバッファトランジスタのペースへ
それぞれ直結して発振電力を直接バッファトランジスタ
側へ取り出し、さらに該バッファトランジスタのエミッ
タより高周波信号を入力し、コレクタより中間周波信号
を取り出す構成としたことにより、小形で低消費電力で
安定な発振と周波数変換特性の得られる周波数変換回路
を実現している。
次に図を参照して本発明の詳細な説明する。
第５図は、本発明において用いる高周波用チップコンデ
ンサの減衰特性を示すグラフでおり、５０Ωの線路を１
０００ｐＦのかかるチップコンデンサで接地した時の通
過特性すなわち伝送利得の周波数特性を示している。
ンサの減衰特性を示すグラフでおり、５０Ωの線路を１
０００ｐＦのかかるチップコンデンサで接地した時の通
過特性すなわち伝送利得の周波数特性を示している。
Ｉ ＧＨｚ以上の周波数では１０００ｐＦのチップコン
デンサはα２Ω以下のインピーダンスをもつこととなり
、理想的には２５ｄＢ以上の減衰を伴うこととなるが、
実際はチップコンデンサの電極のインダクタンスで等価
的に１５Ω程度の抵抗をもつこととなり、第５図のグラ
フに見られるように、８ｄＢ〜１０ｄＢの減衰を生じる
こととなる。
デンサはα２Ω以下のインピーダンスをもつこととなり
、理想的には２５ｄＢ以上の減衰を伴うこととなるが、
実際はチップコンデンサの電極のインダクタンスで等価
的に１５Ω程度の抵抗をもつこととなり、第５図のグラ
フに見られるように、８ｄＢ〜１０ｄＢの減衰を生じる
こととなる。
また同グラフから明らかな様に、高い周波数になる程、
減衰量が小さくなる。これは、チップコンデンサの容量
と電極のインダクタンスによる自己共振周波数が、ｆ
ＧＨｚ以上の低い周波数帯にあり、Ｉ ＧＨｚ以上では
、前記電極のもつインダクタンス拡小さなインダクタン
スとして動作しているためである。発振器の接地インピ
ーダンス用としては上記チップコンデンサのインピーダ
ンスを用いるととて発振器は十分動作できる。そこでこ
のチップコンデンサの高周波信号に対する減衰特性に着
目することにより、このコンデンサを介して接地してい
る発振器用トランジスタのペースと、バッファトランジ
スタのベースとを直結する構成を用いて、発振特性に影
響を与えることなしに発振出力を発振用トランジスタの
側からバッファトランジスタの側へ取り出すことができ
る。
減衰量が小さくなる。これは、チップコンデンサの容量
と電極のインダクタンスによる自己共振周波数が、ｆ
ＧＨｚ以上の低い周波数帯にあり、Ｉ ＧＨｚ以上では
、前記電極のもつインダクタンス拡小さなインダクタン
スとして動作しているためである。発振器の接地インピ
ーダンス用としては上記チップコンデンサのインピーダ
ンスを用いるととて発振器は十分動作できる。そこでこ
のチップコンデンサの高周波信号に対する減衰特性に着
目することにより、このコンデンサを介して接地してい
る発振器用トランジスタのペースと、バッファトランジ
スタのベースとを直結する構成を用いて、発振特性に影
響を与えることなしに発振出力を発振用トランジスタの
側からバッファトランジスタの側へ取り出すことができ
る。
第６図は本発明による周波数変換回路の基本となる発振
回路を示す回路図である。
回路を示す回路図である。
同図において、破線で囲んだ回路部分Ｓが発振回路であ
り、その発振出力を発振トランジスタ１のベース２から
出力バッファトランジスタ１４のベース１５へ取り出し
て注入しているわけである。
り、その発振出力を発振トランジスタ１のベース２から
出力バッファトランジスタ１４のベース１５へ取り出し
て注入しているわけである。
以下、詳しく説明する。発振トランジスタ１０ペース２
をコンデンサ５で接地し、ベース２のインピーダンスを
低インピーダンスとし、エミッタ３とフレフタ４０間に
帰還容量６を接続し、コレクタ４にはコンデンサ８を介
して、可変容量ダイオード９と９′とインダクタンス１
０より成る共振回路を接続している。抵抗７はバイアス
抵抗である。
をコンデンサ５で接地し、ベース２のインピーダンスを
低インピーダンスとし、エミッタ３とフレフタ４０間に
帰還容量６を接続し、コレクタ４にはコンデンサ８を介
して、可変容量ダイオード９と９′とインダクタンス１
０より成る共振回路を接続している。抵抗７はバイアス
抵抗である。
可変容量ダイオード９と９′に端子２７より印加するバ
イアス電圧を変えることにより発振周波数を変化させる
。発振トランジスタ１のベース２に接続した接地用コン
デンサ５は、その電極のインダクタンスにより、第５図
に示した如き特性を持ち、１．３５〜ｔ８５ＧＩＩｚの
発振周波数帯域では、前記コンデンサ５は微小なインダ
クタンスとなっているため、ベース２から発振電力が取
り出せる。
イアス電圧を変えることにより発振周波数を変化させる
。発振トランジスタ１のベース２に接続した接地用コン
デンサ５は、その電極のインダクタンスにより、第５図
に示した如き特性を持ち、１．３５〜ｔ８５ＧＩＩｚの
発振周波数帯域では、前記コンデンサ５は微小なインダ
クタンスとなっているため、ベース２から発振電力が取
り出せる。
そこで、このトランジスタ１０ペース２に、出力バッフ
ァトランジスタ１４０ベース１５を直結すると、発振回
路Ｓの発振特性に影響を与えることな（、大きな出力で
、かつ発振電力の帯域偏差の小さい発振出力が端子２８
より取り出せる。
ァトランジスタ１４０ベース１５を直結すると、発振回
路Ｓの発振特性に影響を与えることな（、大きな出力で
、かつ発振電力の帯域偏差の小さい発振出力が端子２８
より取り出せる。
なお、１６は出力バッファトランジスタ１４のエミッタ
であり、１７は同コレクタであり、１８は結合コンデン
サ、１５は接地用コンデンサ、である。
であり、１７は同コレクタであり、１８は結合コンデン
サ、１５は接地用コンデンサ、である。
第１図は、第６図に示した基本回路を踏まえて構成され
た本発明の一実施例を示す回路図である。
た本発明の一実施例を示す回路図である。
同図に示した実施例は、発振トランジスタ１にお互いの
ベース同±２，１５を介して直結したバッファトランジ
スタ１４を周波数変換回路とじて用いるもので、そのエ
ミッタ１６に端子２９を介して高周波信号を入力し、ベ
ース１５より注入される発振電力と混合して、コレクタ
１７より中間周波信号を得る構成となっている。
ベース同±２，１５を介して直結したバッファトランジ
スタ１４を周波数変換回路とじて用いるもので、そのエ
ミッタ１６に端子２９を介して高周波信号を入力し、ベ
ース１５より注入される発振電力と混合して、コレクタ
１７より中間周波信号を得る構成となっている。
バッファトランジスタ１４のエミッタ１６には、中間周
波数に対して接地となるように１インダクタンス３０と
コンデンサ３１より成る直列共振回路を接続し、コレク
タ１７には低域通過フィルタ３３を挿入して、発振周波
数および高尚ａ信号周波数に対しては開放インピーダン
スとなるような回路構成とする。
波数に対して接地となるように１インダクタンス３０と
コンデンサ３１より成る直列共振回路を接続し、コレク
タ１７には低域通過フィルタ３３を挿入して、発振周波
数および高尚ａ信号周波数に対しては開放インピーダン
スとなるような回路構成とする。
この回路では、発振トランジスタ１０ペース２に接続し
た接地用チップコンデンサ５のインダクタンス分を利用
して、直接バッファトランジスタ１４０ベース１５ｔ−
発！）ランリスタ１のベース２に接続しているため、帯
域偏差の小さい発振電力を効率よくベース１５に注入す
ることができ、良好な周波数変換特性が得られる。
た接地用チップコンデンサ５のインダクタンス分を利用
して、直接バッファトランジスタ１４０ベース１５ｔ−
発！）ランリスタ１のベース２に接続しているため、帯
域偏差の小さい発振電力を効率よくベース１５に注入す
ることができ、良好な周波数変換特性が得られる。
第２図は、第１図に示した実施例によるＩ ＧＨｚ帯で
の変換利得特性を示すグラフである。
の変換利得特性を示すグラフである。
同図において、横軸には、第１図における端子２９から
入力する高周波信号の信号周波数を示し、縦軸には変換
利得を示している。
入力する高周波信号の信号周波数を示し、縦軸には変換
利得を示している。
第２図に示したグラフは、発振周波数ｔ３５〜ｔ８５Ｇ
１１ｚ、端子２９から入力される高周波信号の信号周波
数α９５〜１．４５ ＧＨｚで、端子２８から取り出さ
れる中間周波信号の中間周波数は４００ ＭＨｚの時の
特性で、発振回路からの注入電力は全発振帯域で一２ｄ
Ｂｍであり、この時の変換利得は第２図に示すように、
はｒｌｏｄＢで帯域偏差の小さい良好な特性が得られて
いる。
１１ｚ、端子２９から入力される高周波信号の信号周波
数α９５〜１．４５ ＧＨｚで、端子２８から取り出さ
れる中間周波信号の中間周波数は４００ ＭＨｚの時の
特性で、発振回路からの注入電力は全発振帯域で一２ｄ
Ｂｍであり、この時の変換利得は第２図に示すように、
はｒｌｏｄＢで帯域偏差の小さい良好な特性が得られて
いる。
ここで発振電力の注入は一２ｄＢｍと小さいためエミッ
タ１６に設けた高周波信号入力端２９への発振電力漏洩
は小さく、しかもこのエミッタ１６は、発振周波数およ
びその高調波に対して高いインピーダンスとなっている
ためトランジスタ１４での利得はなく、低レベルにおさ
えられる。
タ１６に設けた高周波信号入力端２９への発振電力漏洩
は小さく、しかもこのエミッタ１６は、発振周波数およ
びその高調波に対して高いインピーダンスとなっている
ためトランジスタ１４での利得はなく、低レベルにおさ
えられる。
また、ミクサトランジスタとして駆動するバッファトラ
ンジスタ１４は、ベース１５とエミッタ１６のｐｎ接合
の非線形特性を有効に利用して、変換利得を向上するた
めに、エミッタ電流は小電流として使用する。このため
、消費電力の低下に効果がある。
ンジスタ１４は、ベース１５とエミッタ１６のｐｎ接合
の非線形特性を有効に利用して、変換利得を向上するた
めに、エミッタ電流は小電流として使用する。このため
、消費電力の低下に効果がある。
上記したように、第１図に示した本発明の一実施例では
、発振トランジスタ１のベース２とバッファトランジス
タ１４のベース１５を直結し、しかもバッファトランジ
スタ１４をミクサトランジスタとして駆動しているため
、安定な発振動作。
、発振トランジスタ１のベース２とバッファトランジス
タ１４のベース１５を直結し、しかもバッファトランジ
スタ１４をミクサトランジスタとして駆動しているため
、安定な発振動作。
良好な変換特性２回路の著しい小形化、消費電力の低下
２発振電力の入力端子側へのもれこみの低下に効果があ
る。
２発振電力の入力端子側へのもれこみの低下に効果があ
る。
以上ペース接地形発振回路を用いる場合について本発明
による周波数変換回路を一実施例として説明してきたが
、ベース接地形発振回路に限らず、コレクタ接地形発振
回路、エミッタ接地形発振回路を用いる場合においても
同様の効果が得られることは明らかである。
による周波数変換回路を一実施例として説明してきたが
、ベース接地形発振回路に限らず、コレクタ接地形発振
回路、エミッタ接地形発振回路を用いる場合においても
同様の効果が得られることは明らかである。
第３図は発振回路Ｓとしてコレクタ接地形の発振回路を
用いた場合の実施例を示している。
用いた場合の実施例を示している。
同図において、発振トランジスタ１のコレクタ４がチッ
プコンデンサ３４を介して接地されていることが認めら
れるであろう。また該コレクタ４から取り出された発振
電力は、該コレクタ４とコンデンサ３５を介して高周波
的に直結されたベース１５から、バッファトランジスタ
１４へ注入されている。
プコンデンサ３４を介して接地されていることが認めら
れるであろう。また該コレクタ４から取り出された発振
電力は、該コレクタ４とコンデンサ３５を介して高周波
的に直結されたベース１５から、バッファトランジスタ
１４へ注入されている。
第４図は発振回路Ｓとしてエミッタ接地形の発振回路を
用いた場合の実施例を示している。
用いた場合の実施例を示している。
エミッタ６がチップコンデンサ３６を介して接地され、
また該エミッタ３はコンデンサ３７を介してバッファト
ランジスタ１４のベース１５へ高周波的に結合されてい
る。
また該エミッタ３はコンデンサ３７を介してバッファト
ランジスタ１４のベース１５へ高周波的に結合されてい
る。
第３図、第４図のいずれに示した実施例も、接地端子か
ら直接バッファトランジスタのベースに発振電力を注入
する構成を取ることにより、ベース接地形発振回路を用
いた実施例で述べたのと同様の効果が得られるものであ
る。
ら直接バッファトランジスタのベースに発振電力を注入
する構成を取ることにより、ベース接地形発振回路を用
いた実施例で述べたのと同様の効果が得られるものであ
る。
本発明によれば、コンデンサで低インピーダンスにした
発振トランジスタのベース（コレクタまたはエミッタ）
にバッファトランジスタのベースを直結し、上記バッフ
ァトランジスタのエミッタより高周波信号を入力して、
コレクタより中間周波信号を出力する周波数変換回路を
実現したことにより高い変換利得、回路の大幅な小形化
、部品点数の削減、消費電力の低減に効果があり、かつ
帯域偏差の小さい安定な中間周波信号を得ることができ
る。
発振トランジスタのベース（コレクタまたはエミッタ）
にバッファトランジスタのベースを直結し、上記バッフ
ァトランジスタのエミッタより高周波信号を入力して、
コレクタより中間周波信号を出力する周波数変換回路を
実現したことにより高い変換利得、回路の大幅な小形化
、部品点数の削減、消費電力の低減に効果があり、かつ
帯域偏差の小さい安定な中間周波信号を得ることができ
る。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図に示した実施例におゆる１（Ｊｚ帯での変換利得特性
を示すグラフ、第３図、第４図はそれぞれ本発明の他の
実施例を示す回路図、第５図は本発明において用いる高
周波用チップコンデンサの減衰特性を示すグラフ、第６
図は本発明による周波数変換回路の基本となる発振回路
を示す回路図、である。 符号説明 １．１４・・・・・・トランジスタ、９．９’・・・・
・・可変容量ダイオード、３３・・・・・・低域通過フ
ィルタ、５゜５４．５６・・・・・・チップコ／デンサ
、 １ａ、Ｓａ・・・・・・インダクタンス
図に示した実施例におゆる１（Ｊｚ帯での変換利得特性
を示すグラフ、第３図、第４図はそれぞれ本発明の他の
実施例を示す回路図、第５図は本発明において用いる高
周波用チップコンデンサの減衰特性を示すグラフ、第６
図は本発明による周波数変換回路の基本となる発振回路
を示す回路図、である。 符号説明 １．１４・・・・・・トランジスタ、９．９’・・・・
・・可変容量ダイオード、３３・・・・・・低域通過フ
ィルタ、５゜５４．５６・・・・・・チップコ／デンサ
、 １ａ、Ｓａ・・・・・・インダクタンス
Claims (1)
- １）第１乃至第３の三つの端子を有しそのうちの任意の
一つの端子を第１のコンデンサを介して接地することに
より該端子に低インピーダンスをもたせて成る第１のト
ランジスタと、前記第１のトランジスタの三つの端子の
うちで接地されなかった残りの二つの端子間に帰還容量
として接続された第２のコンデンサと、前記第１のトラ
ンジスタの接地されなかった残りの二つの端子のうちの
何れか一方に第３のコンデンサを介して接続された、可
変容量ダイオードならびにインダクタンスから成る共振
回路と、を有して成る高周波発振回路において、前記第
１のトランジスタの三つの端子のうちで接地された方の
前記端子に第２のトランジスタのベースを直流的あるい
は高周波的に直結することにより該ベースを前記高周波
発振回路からの発振電力の入力側とし、かつ前記第２の
トランジスタのエミッタ側に高周波信号を入力すると共
に、該エミッタを中間周波信号に対してほゞ零となるイ
ンピーダンスを介して接地し、前記第２のトランジスタ
のコレクタ側から低域通過フィルタを介して中間周波信
号出力を取り出すようにしたことを特徴とする高周波か
ら中間周波を得るための周波数変換回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59235093A JPH0682991B2 (ja) | 1984-11-09 | 1984-11-09 | 周波数変換回路 |
| DE19853539523 DE3539523A1 (de) | 1984-11-09 | 1985-11-07 | Frequenzwandlerschaltung |
| US06/798,241 US4713556A (en) | 1984-11-09 | 1985-11-08 | Frequency converter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59235093A JPH0682991B2 (ja) | 1984-11-09 | 1984-11-09 | 周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61114606A true JPS61114606A (ja) | 1986-06-02 |
| JPH0682991B2 JPH0682991B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=16980959
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59235093A Expired - Lifetime JPH0682991B2 (ja) | 1984-11-09 | 1984-11-09 | 周波数変換回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4713556A (ja) |
| JP (1) | JPH0682991B2 (ja) |
| DE (1) | DE3539523A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1991007441A1 (en) * | 1989-11-21 | 1991-05-30 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Photo-setting resin composition and plastic-clad optical fibers produced therefrom |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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