JPS6089144A - 秘話通信装置 - Google Patents
秘話通信装置Info
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- JPS6089144A JPS6089144A JP19702283A JP19702283A JPS6089144A JP S6089144 A JPS6089144 A JP S6089144A JP 19702283 A JP19702283 A JP 19702283A JP 19702283 A JP19702283 A JP 19702283A JP S6089144 A JPS6089144 A JP S6089144A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- control voltage
- variable delay
- frequency
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
- H04K1/06—Secret communication by transmitting the information or elements thereof at unnatural speeds or in jumbled order or backwards
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
８１ 産業上の利用分野
本発明は、有線或は無線通信Ｃユおいて、通話の秘話性
を保証するための秘話回路方式（：関する。
を保証するための秘話回路方式（：関する。
（口ｌ 従来技術
有線或は無線通信（＝おいては適当な受信装置を使用す
れは、通信内容が誰Ｃ：でも傍受され、通話の秘話性が
損なわれる問題点を有している。
れは、通信内容が誰Ｃ：でも傍受され、通話の秘話性が
損なわれる問題点を有している。
この秘話性を保証する方法としては、音声信号をスクラ
ンブル化して送出し、これを受信側で復元する方法が有
効である。この方法Ｃ二よれば、受信部として復元回路
を備えていない第６者、若しくはキーコードが異なるｔ
ＪＩＩＳ者口対しては受信音声はスクランブルされたま
まであるので、通話の内容が了解されず、秘話性を保持
することができる。
ンブル化して送出し、これを受信側で復元する方法が有
効である。この方法Ｃ二よれば、受信部として復元回路
を備えていない第６者、若しくはキーコードが異なるｔ
ＪＩＩＳ者口対しては受信音声はスクランブルされたま
まであるので、通話の内容が了解されず、秘話性を保持
することができる。
秘話回路の一方式として、平衡変調器を内蔵しり回路素
子（バランス・モジュレーション方式）が一般（二重瞼
されている。この方式は音声信号を例えは５ＫＨＫの搬
送波で変調後、その下側側帯波のみをフィルタ処理によ
り抽出して送出する方式である。この場合、音声信号の
周波数は元の信号に対して反転（音声周波数をｆとする
と、ｆ′＝５−ｆ （ＫＨ！ ））する。音声信号の復
元は同様の操作を行えばよく、音声周波数は再度反転す
るので、元に戻る。この場合、平衡変調器の搬送波周波
数を若干変えても再生される音声は元の音声（二対して
音程が少しずれる程度であシ、了解性には支障はない。
子（バランス・モジュレーション方式）が一般（二重瞼
されている。この方式は音声信号を例えは５ＫＨＫの搬
送波で変調後、その下側側帯波のみをフィルタ処理によ
り抽出して送出する方式である。この場合、音声信号の
周波数は元の信号に対して反転（音声周波数をｆとする
と、ｆ′＝５−ｆ （ＫＨ！ ））する。音声信号の復
元は同様の操作を行えばよく、音声周波数は再度反転す
るので、元に戻る。この場合、平衡変調器の搬送波周波
数を若干変えても再生される音声は元の音声（二対して
音程が少しずれる程度であシ、了解性には支障はない。
このことは、この方式の場合、秘話のためのキーコード
が実質１つしかとれないことを意味している。従って、
同種のスクランブル回路を備えている者Ｃ二対しては秘
話性保持の効果が発揮されないという欠点を有している
。
が実質１つしかとれないことを意味している。従って、
同種のスクランブル回路を備えている者Ｃ二対しては秘
話性保持の効果が発揮されないという欠点を有している
。
（ハ） 目 的
本発明は、かかる秘話性の保証の要求（二対して、キー
コードを多数とりうる方式を提供することを目的とする
。
コードを多数とりうる方式を提供することを目的とする
。
に）構 成
本発明は、基本的Ｃ二は音声信号をスクランブルする送
信部と該スクランブルされた音声信号を復元する受信部
とから構成される。
信部と該スクランブルされた音声信号を復元する受信部
とから構成される。
次（二図面と共Ｃ：本発明の装置Ｃ二ついて詳説する。
第１図は本発明装置の原理を説明するブロック図であっ
て、ＩＡＩは送（ｆｉ側、（Ｂｌは受信側を示す。まず
第１図Ａロ：於て、（１）は音声入力端子、（２）はＬ
ＰＦである。（３）はＮ個の遅延段数を有する遅延回路
（記憶回路）であシ、クロック回路（ａｐｔ）（４）の
クロック１：従って音声をサンプリングして記憶すると
同時Ｉ：、Ｎ標本時点以前にサンプリング記憶されたサ
ンプリング値を順次出力するＮ個のサンプリング値を常
時記憶する可変遅延回路である。
て、ＩＡＩは送（ｆｉ側、（Ｂｌは受信側を示す。まず
第１図Ａロ：於て、（１）は音声入力端子、（２）はＬ
ＰＦである。（３）はＮ個の遅延段数を有する遅延回路
（記憶回路）であシ、クロック回路（ａｐｔ）（４）の
クロック１：従って音声をサンプリングして記憶すると
同時Ｉ：、Ｎ標本時点以前にサンプリング記憶されたサ
ンプリング値を順次出力するＮ個のサンプリング値を常
時記憶する可変遅延回路である。
該遅延回路の出力は、ＬＰＦ（５）を経た後、同期信号
回路（６）の出力と加算回路（７）（二より加算され、
続いて伝送の為の変調増幅を行う送信回路（８）を経て
有線或は無線の伝送系（９）（二送出される。
回路（６）の出力と加算回路（７）（二より加算され、
続いて伝送の為の変調増幅を行う送信回路（８）を経て
有線或は無線の伝送系（９）（二送出される。
第１図ＩＢＩの受信側（：於ては、前記伝送系（９）を
経た受信信号は、増幅、復調回路を含む受信回路部で復
調後、ＬＰＦ（ｌｉｔを介して、クロック回路（○Ｐ２
）ｕ３のクロックに従って該受信音声をサンプリングし
て記憶すると同時Ｉ：、Ｎ標本時点以前にサンプリング
記憶されたサンプリング値を順次ＬＰＦ（１３を介して
出力するＮサンプル記憶回路（１４１に記憶される。送
信側と受信側の同期は、送信側の同期信号発生回路（６
）より送られる同期信号を受信信号より分離し、これに
より受信側のクロックを送信側のそれと完全Ｃ二同期せ
しめる同期分離回路−により行なわれる。
経た受信信号は、増幅、復調回路を含む受信回路部で復
調後、ＬＰＦ（ｌｉｔを介して、クロック回路（○Ｐ２
）ｕ３のクロックに従って該受信音声をサンプリングし
て記憶すると同時Ｉ：、Ｎ標本時点以前にサンプリング
記憶されたサンプリング値を順次ＬＰＦ（１３を介して
出力するＮサンプル記憶回路（１４１に記憶される。送
信側と受信側の同期は、送信側の同期信号発生回路（６
）より送られる同期信号を受信信号より分離し、これに
より受信側のクロックを送信側のそれと完全Ｃ二同期せ
しめる同期分離回路−により行なわれる。
本発明の基本構成は送信および受信部とも同じであシ、
第２図（＝示すよう（−音声信号を入力するＢ Ｂ Ｄ
（Ｂｕｃｋｅｔ Ｂｒ１ｇ＋ｄｅ Ｄｅｖｉｏｅ）や
ＯＯＤ （Ｃｈａｒｇｅ ｏｏｕｐｌ＠ｄ ｄｅｖｉｃ
ｅ） やｔ／７トレジスタ等の可変遅延回路（３）と、
該可変遅延回路を制御するクロックパルスを供給する電
圧制御発振器＜ｖａｏ）圓と、該ＶＯＯの入力電圧の変
化の周期を可変遅延回路の遅延段数（Ｎｌと同期をとる
ため（二制御を行なうカウンタ回路ａ槌と、ＶＯＯの入
力電圧を三角波的（＝変化させるためカウンタの出力か
ら三角波を発生させる三角波発生回路等よりなる制御電
圧発生回路住罎とから構成される。
第２図（＝示すよう（−音声信号を入力するＢ Ｂ Ｄ
（Ｂｕｃｋｅｔ Ｂｒ１ｇ＋ｄｅ Ｄｅｖｉｏｅ）や
ＯＯＤ （Ｃｈａｒｇｅ ｏｏｕｐｌ＠ｄ ｄｅｖｉｃ
ｅ） やｔ／７トレジスタ等の可変遅延回路（３）と、
該可変遅延回路を制御するクロックパルスを供給する電
圧制御発振器＜ｖａｏ）圓と、該ＶＯＯの入力電圧の変
化の周期を可変遅延回路の遅延段数（Ｎｌと同期をとる
ため（二制御を行なうカウンタ回路ａ槌と、ＶＯＯの入
力電圧を三角波的（＝変化させるためカウンタの出力か
ら三角波を発生させる三角波発生回路等よりなる制御電
圧発生回路住罎とから構成される。
実験で使用した三角波発生回路（１１の回路構成を第３
図に示す。尚、Ｑυはオペレータアンプである。
図に示す。尚、Ｑυはオペレータアンプである。
第２図の回路における基本動作を以下口説明する。この
方式では、送信側体）ではＶａＯの出力信号周波数を入
力電圧（：応じて三角波状に連続的１：変化させ可変遅
延回路へのクロックパルスとして供給すること（−より
スクランブル化した音声を得るものであり、一方、受信
側ＩＢ＋では送信側と同構成の回路を用いて送信側ζ二
おける可変遅延回路のクロック周波数の変化と同期させ
ること（二よって。
方式では、送信側体）ではＶａＯの出力信号周波数を入
力電圧（：応じて三角波状に連続的１：変化させ可変遅
延回路へのクロックパルスとして供給すること（−より
スクランブル化した音声を得るものであり、一方、受信
側ＩＢ＋では送信側と同構成の回路を用いて送信側ζ二
おける可変遅延回路のクロック周波数の変化と同期させ
ること（二よって。
スクランブル化された音声を復元する動作を行なうよ５
（：構成される。又、ＥＪ変遅延回路を制御するＶＣＯ
αηの出力周波数はＶａＯへの入力制御電圧値Ｉ：応じ
て変化するが、該入力電圧となる三角波の振幅や動作点
を変化させること（二より、キーコードか多数とれるよ
う構成されている。
（：構成される。又、ＥＪ変遅延回路を制御するＶＣＯ
αηの出力周波数はＶａＯへの入力制御電圧値Ｉ：応じ
て変化するが、該入力電圧となる三角波の振幅や動作点
を変化させること（二より、キーコードか多数とれるよ
う構成されている。
（ホ）実施例
本発明の実施例を第２図（−基づいて説明する。
第２図Ｃ：おいて、カウンタ（ＩＩの出力は可変遅延回
路（３）の遅延段数（Ｎとする）に対してＮ個りロック
パルスをカウントするとと（−（Ｈｌｄ（Ｌｏ）の切換
えを繰り返す。該カウンタ出力がらＶａＯ（１７）への
入力制御電圧とする三角波を三角波発生回路ａ９を用い
てつくる。尚、（４）はｖｃｏ（１７）への印加される
制御電圧のレベル調整回路である。
路（３）の遅延段数（Ｎとする）に対してＮ個りロック
パルスをカウントするとと（−（Ｈｌｄ（Ｌｏ）の切換
えを繰り返す。該カウンタ出力がらＶａＯ（１７）への
入力制御電圧とする三角波を三角波発生回路ａ９を用い
てつくる。尚、（４）はｖｃｏ（１７）への印加される
制御電圧のレベル調整回路である。
尚、可変遅延回路へ入力された信号成分は、クロックパ
ルスがＮ個入力後可変遅延回路がら出力される。第４図
（！Ｌ）にカウンタ出力、同図１１）ｌにＶＣＯ（１７
）の入力制御電圧、及び同図（ＣロニＶＯＯの出力クロ
ックパルス波形を示す。第４図（：おいて、各Ａ、Ｂ、
Ｏ１Ｄ、Ｊ Ｆ、Ｇ、Ｈ，Ｉ点の電圧（二対するＶＯＯ
の出力周波数をそれぞれｆム、ｆｉｌ、ｆＯ，ｆＤ、ｆ
ｌ、ｆｖ＋ ｆＯ，ｆｉｌ、ｆＩとする。さて第７図の
回路構成の場合、Ｗｏｏ（１７）の入出力波形を第４図
ｔｂ＋ｔｃ＋のよう（−変化させれば、例えば送信側（
−おいて周波数（ｆ Ａ）でサンプリングされて可変遅
延回路（３１Ｃ記憶された音声信号はカウンタ（１１６
でクロックパルスがＮカウントされた後、可変遅延回路
（３）から出力される。この時、クロックパルスの周波
数は（ｆｌ）（：切換っておりこのタイミングで先（二
可変遅延回路（３）（二記憶されていた信号が出力され
る。従って、音声信号は周波数（ｆ Ａ）で記憶された
後、（ｆ Ｗ＞で出力されるので、音声信号の周波数は
時間軸変換が施されて、可変遅延回路（３）の出力の音
声信号は元の音声信号：二対して周波数かｍ４＝＝ｆ！
ｉ／ｆＡ倍（：変換される。同様Ｌ：、周波数ｆｌｌ、
ｆｃ、ｆｎ、ｆｌで記憶された信号はそれぞれ周波数ｆ
７、ｆａ、ｆＩ！、ｆｉで出力され、周波数の変換比は
それぞれｍ ２ ＝＝ ｆ ｌ ／ ｆ Ｂ 、 ｍ
５ ”’ ｆ Ｇ ／ ｆ Ｏ＝１、ｍ４＝＝ｆ！ｉ／
ｆ Ｄ、ｍ ５＝ｆ Ｉ ／ ｆ １＝＝１７ｍ １
となる。０点で記憶された信号のみ変換比は１で、入力
信号はそのまま出力されるが、それ以外の点で記憶され
た信号は周波数が変換され、Ａ点及びＥ点で記憶された
時Ｃ−変換比は最大となる。
ルスがＮ個入力後可変遅延回路がら出力される。第４図
（！Ｌ）にカウンタ出力、同図１１）ｌにＶＣＯ（１７
）の入力制御電圧、及び同図（ＣロニＶＯＯの出力クロ
ックパルス波形を示す。第４図（：おいて、各Ａ、Ｂ、
Ｏ１Ｄ、Ｊ Ｆ、Ｇ、Ｈ，Ｉ点の電圧（二対するＶＯＯ
の出力周波数をそれぞれｆム、ｆｉｌ、ｆＯ，ｆＤ、ｆ
ｌ、ｆｖ＋ ｆＯ，ｆｉｌ、ｆＩとする。さて第７図の
回路構成の場合、Ｗｏｏ（１７）の入出力波形を第４図
ｔｂ＋ｔｃ＋のよう（−変化させれば、例えば送信側（
−おいて周波数（ｆ Ａ）でサンプリングされて可変遅
延回路（３１Ｃ記憶された音声信号はカウンタ（１１６
でクロックパルスがＮカウントされた後、可変遅延回路
（３）から出力される。この時、クロックパルスの周波
数は（ｆｌ）（：切換っておりこのタイミングで先（二
可変遅延回路（３）（二記憶されていた信号が出力され
る。従って、音声信号は周波数（ｆ Ａ）で記憶された
後、（ｆ Ｗ＞で出力されるので、音声信号の周波数は
時間軸変換が施されて、可変遅延回路（３）の出力の音
声信号は元の音声信号：二対して周波数かｍ４＝＝ｆ！
ｉ／ｆＡ倍（：変換される。同様Ｌ：、周波数ｆｌｌ、
ｆｃ、ｆｎ、ｆｌで記憶された信号はそれぞれ周波数ｆ
７、ｆａ、ｆＩ！、ｆｉで出力され、周波数の変換比は
それぞれｍ ２ ＝＝ ｆ ｌ ／ ｆ Ｂ 、 ｍ
５ ”’ ｆ Ｇ ／ ｆ Ｏ＝１、ｍ４＝＝ｆ！ｉ／
ｆ Ｄ、ｍ ５＝ｆ Ｉ ／ ｆ １＝＝１７ｍ １
となる。０点で記憶された信号のみ変換比は１で、入力
信号はそのまま出力されるが、それ以外の点で記憶され
た信号は周波数が変換され、Ａ点及びＥ点で記憶された
時Ｃ−変換比は最大となる。
従って第４図で示したような三角波をＶａＯに入力した
場合、可変遅延回路の出力音声信号は周波数が入力信号
周波数のｍ１倍〜１／ｍ１倍まで連続的に、かつカクン
タ任υの出力と同期して周期的（二変換され、スクラン
ブル化された音声信号となる。
場合、可変遅延回路の出力音声信号は周波数が入力信号
周波数のｍ１倍〜１／ｍ１倍まで連続的に、かつカクン
タ任υの出力と同期して周期的（二変換され、スクラン
ブル化された音声信号となる。
このスクランブル信号の例として第５図に正弦波を可変
遅延回路へ入力した場合について示す。
遅延回路へ入力した場合について示す。
次Ｃ１受信側（Ｂｌでの信号復元の動作（二ついて説明
する。復元回路も基本的（：は送信側と同様の動作を行
なう。送信側での三角波と受信側でのそれとは波形が全
く等しくなるよう（二し、該三角波の切換えタイミング
用の同期信号を送信側から受信側（＝送信して受信側で
の切換動作を送信側と同期させてお（。そうすれば第６
図（ａ）（二示す如く送信において周波数（ｆｌ）でｈ
」変遅延回路へメモクイズされた背戸信号はＮクロック
分だけ遅延して周波数（ｆ２）で出力され、周波数がｍ
（＝ｆ ２／ｆ１）倍されるが、受信側では、第６図
（ｂ）に示す如く周波数ｆ ２’ （−ｆ ２ ）でメ
モクイズされ、周波数ｆ １’ （＝ｆ １）で出力さ
れるので、今度は逆（：丁度１／ｍ （＝ｆ ｔ ／ｆ
２）倍されるため。
する。復元回路も基本的（：は送信側と同様の動作を行
なう。送信側での三角波と受信側でのそれとは波形が全
く等しくなるよう（二し、該三角波の切換えタイミング
用の同期信号を送信側から受信側（＝送信して受信側で
の切換動作を送信側と同期させてお（。そうすれば第６
図（ａ）（二示す如く送信において周波数（ｆｌ）でｈ
」変遅延回路へメモクイズされた背戸信号はＮクロック
分だけ遅延して周波数（ｆ２）で出力され、周波数がｍ
（＝ｆ ２／ｆ１）倍されるが、受信側では、第６図
（ｂ）に示す如く周波数ｆ ２’ （−ｆ ２ ）でメ
モクイズされ、周波数ｆ １’ （＝ｆ １）で出力さ
れるので、今度は逆（：丁度１／ｍ （＝ｆ ｔ ／ｆ
２）倍されるため。
元の信号周波数（−変換される。これは三角波のどの点
でサンプリングされても同様で元の音声Ｃ二復元できる
。
でサンプリングされても同様で元の音声Ｃ二復元できる
。
一方、送伯側と受信側での三角波の波形が異なる場合は
ｆｌ）ｆ＋’、ｆ２（ｆ２’なので、元の音声Ｃ二復元
されず、スクランブル音声のｉまである。
ｆｌ）ｆ＋’、ｆ２（ｆ２’なので、元の音声Ｃ二復元
されず、スクランブル音声のｉまである。
このことは可変遅延回路のクロック周波数の変化１；対
応する三角波の波形をキーコードとして用いることがで
きることを示している。
応する三角波の波形をキーコードとして用いることがで
きることを示している。
三角波の波形は三角波発生回路（１壜内のコンデンサを
変えて時定数を変化させること口より行なえるし、時定
数が等しくても動作点を変えることＩ：尚、上述の実施
例の説明では、判りやすく説明するため、理想的な三角
波で示したが１時定数が短か＜８７図に示すような波形
であったとしても、周波数が連続的（二上昇及び下降を
繰り返すので、上記の例と同様Ｃニスクランプル信号の
復元動作が行なわれる。又、第８図に示すような構成の
ＬＰＦを用いた場合も出力波形は第７図のようＣ：なり
、ＶａＯの入力電圧波形として用いることができる。
変えて時定数を変化させること口より行なえるし、時定
数が等しくても動作点を変えることＩ：尚、上述の実施
例の説明では、判りやすく説明するため、理想的な三角
波で示したが１時定数が短か＜８７図に示すような波形
であったとしても、周波数が連続的（二上昇及び下降を
繰り返すので、上記の例と同様Ｃニスクランプル信号の
復元動作が行なわれる。又、第８図に示すような構成の
ＬＰＦを用いた場合も出力波形は第７図のようＣ：なり
、ＶａＯの入力電圧波形として用いることができる。
実験では、Ｖｏｏの出力周波数がｆｉ−ｆｍ（ｆａ（ｆ
ｍ）ｉで変化するとした場合、ｆ鵞／ｆＡの値が１５よ
シ大きければ、充分なスクランブル効果が得られること
か確認されている。今、三角波の時定数は変えないで、
動作点を変え、ＶＯＯの出力周波数がｆ Ａ’〜ｆ Ｍ
’ （ｆ Ａ’（ｆ ｌ’、ｆＡ’：＞ ｆ Ａ’、ｆ
ｌ）ｆｍ’）まで変化するとした時、ｆＡＪ ｆ Ａ’
の値が１．０５程度あれば充分なスゲランプル効果が得
られることから、これをキーコードとして用いると、１
オクターブあたり約１５個のキーコードがとれる。又可
変遅延回路のクロ７り周波数の使用範囲は、音声帯域や
スクランブル効果を考慮すると、約１０ＫＨｚ 〜１０
０ＫＨｚ程度が適当で、この場合、実質２．５オクター
ブはとれる。そして、三角波発生回路の時定数を変える
ことにより、さら（：キーコードの数が増え、秘話のた
めのキーコード数は実用上充分な数がとれる。
ｍ）ｉで変化するとした場合、ｆ鵞／ｆＡの値が１５よ
シ大きければ、充分なスクランブル効果が得られること
か確認されている。今、三角波の時定数は変えないで、
動作点を変え、ＶＯＯの出力周波数がｆ Ａ’〜ｆ Ｍ
’ （ｆ Ａ’（ｆ ｌ’、ｆＡ’：＞ ｆ Ａ’、ｆ
ｌ）ｆｍ’）まで変化するとした時、ｆＡＪ ｆ Ａ’
の値が１．０５程度あれば充分なスゲランプル効果が得
られることから、これをキーコードとして用いると、１
オクターブあたり約１５個のキーコードがとれる。又可
変遅延回路のクロ７り周波数の使用範囲は、音声帯域や
スクランブル効果を考慮すると、約１０ＫＨｚ 〜１０
０ＫＨｚ程度が適当で、この場合、実質２．５オクター
ブはとれる。そして、三角波発生回路の時定数を変える
ことにより、さら（：キーコードの数が増え、秘話のた
めのキーコード数は実用上充分な数がとれる。
上述の説明（二おいては説明を簡単（：するため送信側
および受信側の可変遅延回路＋３１［１４１の遅延段数
をＮ個とする例（二ついて説明したので、電圧制御発信
回路１Ｄの周波数制御電圧の繰返周波数は第４図（−示
す如くカウンタ回路＋ｔＳが２Ｎ個のパルスを計数する
期間でよいが、もし受信側の可変遅延回路ａ４の遅延段
数がＭ個の場合は前記周波数制御電圧の繰返周波数はカ
ウンタ回路が（Ｍ＋Ｎ）個のパルスを計数する期間Ｃ：
すればよい。
および受信側の可変遅延回路＋３１［１４１の遅延段数
をＮ個とする例（二ついて説明したので、電圧制御発信
回路１Ｄの周波数制御電圧の繰返周波数は第４図（−示
す如くカウンタ回路＋ｔＳが２Ｎ個のパルスを計数する
期間でよいが、もし受信側の可変遅延回路ａ４の遅延段
数がＭ個の場合は前記周波数制御電圧の繰返周波数はカ
ウンタ回路が（Ｍ＋Ｎ）個のパルスを計数する期間Ｃ：
すればよい。
（へ）効 果
このよう穣二本発明は、キーコードを多数とシうる秘話
回路を提供するものであり、この方式を搭載した有線或
は無線機を用いれば、第三者に受信されても通話内容を
理解されることはなく、通話の秘話性を保証する上で実
用上大きな効果を持っている。
回路を提供するものであり、この方式を搭載した有線或
は無線機を用いれば、第三者に受信されても通話内容を
理解されることはなく、通話の秘話性を保証する上で実
用上大きな効果を持っている。
第１図は本発明の秘話通信装置の基本回路構成を示すブ
ロック回路図、第２図は同回路の要部の具体的回路を示
すブロック回路図、第３図は三角波発生回路の構成図、
第４図はカウンタ回路の出力波形及びＶＯＯの入出力波
形を示す図面、第５図はスクランブル波形例、第６図は
スクランブル動作と復元動作の説明図、第７図は時定数
が短かい場合の三角波発生回路（若しくはＬＰＦ）の出
力波形、第８図は低域通過回路の構成図である。 （３）・・・可変遅延回路、ａη・・・電圧制御発振回
路、ａ団・・・カウンタ回路、α鐘・・・制御電圧発生
回路、ｔａ・・・Ｖｏｏの入力制御電圧レベル調整回路
、
ロック回路図、第２図は同回路の要部の具体的回路を示
すブロック回路図、第３図は三角波発生回路の構成図、
第４図はカウンタ回路の出力波形及びＶＯＯの入出力波
形を示す図面、第５図はスクランブル波形例、第６図は
スクランブル動作と復元動作の説明図、第７図は時定数
が短かい場合の三角波発生回路（若しくはＬＰＦ）の出
力波形、第８図は低域通過回路の構成図である。 （３）・・・可変遅延回路、ａη・・・電圧制御発振回
路、ａ団・・・カウンタ回路、α鐘・・・制御電圧発生
回路、ｔａ・・・Ｖｏｏの入力制御電圧レベル調整回路
、
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）ｌａｌ 信号ｔｘクロックパルス（−従って順次
サンプリングして記憶すると同時Ｃ二出力する信号の可
変遅延回路と、 ［ｂｌ 前記クロックパルスを供給する電圧制御発振回
路と、 ＩＣ＋ 前記クロックパルスを計数するカウンタ回路と
、 ［（１１前記電圧制御発振回路の発振周波数を制御する
制御電圧を発生する制御電圧発生回路とを通信系の送信
側と受信側とに備え、前記カウンタ回路が前記可変遅延
回路（：供給されるクロックパルスを前記送信側の可変
遅延回路の遅延段数と前記受信側の可変遅延回路の遅延
段数の和の数だけ計数する陵部周期で前記制御電圧発生
回路の出力制御電圧を変化させて、伝送信号の時間軸の
圧縮と伸長を交互１二繰返し行なうことにより伝送信号
の周波数を変換して送信側から伝送系に送出し、受信側
Ｃ二おいて元信号を再生することを特徴とする秘話通信
装置。 （２）制御電圧発生回路は三角波発生回路或は低域通過
回路からなる特許請求の範囲第１項記載の秘話通信装置
。 （３１ｔｌＬｌ 信号をクロックパルス（−従って順次
サンプリングして記憶すると同時（ユ出力する信号の１
１変遅延回路と、 ＋ｌ）ｌ 前記クロックパルスを供給する電圧制御発振
回路と、 ｆＱｌ 前記グロックパルスを計数するカウンタ回路と
５ ［（１１前記電圧制御発振回路の発振周波数を制御する
制御電圧を発生する制御電圧発生回路とを通信系の送信
側と受信側とに備え、前記カウンタ回路が前記可変遅延
回路に供給されるグロックパルスを前記送信側の可変遅
延回路の遅延段数と前記受信側の可変遅延回路の遅延段
数の和の数だけ計数する時間周期で前記制御電圧発生回
路の出力制御電圧を変化させて、伝送信号の時間軸の圧
縮と伸長な変圧（二繰返し行なうこと（；より伝送信号
の周波数を友換して送（Ｍ側から伝送系に送出し、受信
側Ｃ−おいて元信号を桐生し、且つ前記電圧制御発振回
路の発振時定数な友えること（−より、或は前記制御電
圧発生回路の出力制御電圧の変化特性を友えること（二
よシ前記電圧制御発振回路から前記可変遅延回路へ供給
されるクロ２クパルスの周波数変化を所定の特性（二設
定しで、キーコード化することを特徴とする秘話通信装
置。 （４）制御電圧発生回路の出力制御電圧のレベルを変え
ることを特徴とする特許詞求の範囲第６項（一記載の秘
話通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19702283A JPS6089144A (ja) | 1983-10-20 | 1983-10-20 | 秘話通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19702283A JPS6089144A (ja) | 1983-10-20 | 1983-10-20 | 秘話通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6089144A true JPS6089144A (ja) | 1985-05-20 |
Family
ID=16367457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19702283A Pending JPS6089144A (ja) | 1983-10-20 | 1983-10-20 | 秘話通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6089144A (ja) |
-
1983
- 1983-10-20 JP JP19702283A patent/JPS6089144A/ja active Pending
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