JPS6068702A - 副搬送波の変調方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明の背■ 本発明は、正弦波信号、すなわち、音声信号伝送用副搬
送波などの時間周期変調（以下ＴＰＭ）方法と装置、ど
くに、左（Ｌ）音声信号と右（Ｒ）音声信号を主通信路
内で和（Ｌ　−１−Ｒ）信号としてまた補助通信路内で
着（Ｌ−Ｒ）信号として組み合せる置換性ステレオ・モ
ノラル型のスプレＡ装置にＪ５１．プる前記方法ど装置
に関する。この−ｒＰＭ差（Ｌ−Ｒ）信号並びに和（Ｌ
＋Ｒ）信号を検出するために装備された受信機は左（Ｌ
　）信号と右（Ｒ）信号を再生づ″ることができ、一方
、和（Ｌ＋Ｒ）信号のみを検出するように装備されｌζ
受信機は完全な音声プログラムを再生づ”る。

本発明は、直接、テレビジョン用ステレＡ’Ｍ声信号の
伝送に応用されるけれども、通イ３の当業者にとっては
このＴＰＭ技術がその他に広く応用されることは、もと
より」す］かである。しかしながら、周波数変調（以下
ＦＭ）がステレオラジオ伝送に対する従来技術の標準で
あり、また、テレビジョン用に提案されてきた３つのス
テレオ伝送装置に組み入れられているが、ＦＭより優れ
たＴ　ｌ）　Ｍの利点のゆえにＴＰＭ技術にとってはス
テレオホニックテレビジョンが最も重要な応用面である
と思われる。

ＦＭスプレＡテレビジョン装置の要約及びあらφるステ
レオ小ニックテレビジョン装置の動作１圓については、
米国電気電子学会（ＩＥＥＥ）スベク］へラム誌の主任
、編集者、ロシールド・ケー・ジュルゲン（Ｒｏｎａｌ
ｄ　Ｋ、　Ｊｕｒｇｅｎ　）による５甲論、同誌１９８
２年９月、３０〜３３頁、表題［テレビジョン用スデレ
オホニツク音響（５ｔｅｒｃｏｐｔ＋ｏｎｉｃ　５ｏｕ
ｎｄ　ｆｏｒ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）　Ｊを参照され
たく、同評論中には「アメリカ合衆国標準とじての採択
をめざして競っている３つの伝送装置が比較されている
」。その動作目標には、次のことが含まれている。

１、ＦＭステレＡラジＡに採用される（Ｌ＋Ｒ）ステレ
オ装置は、現存する方送モノテレビジョン通信路の場合
に等しいか又はこれより良好な信＞］対雑音比とひずみ
において使用されること。

２、　ステレオ装置のダイナミックレンジはモノ４３号
の動特性によって制約されないこと。

３、　分離音声通信路は想定される二国語用途にとって
利用可能であること。

４、　自動切換は、モノラルモードからステレオモード
へのみならず二国冊通信路への切換にも利用可能である
こと、ただし、モノ音その他の音が受信されているとき
においてである。

５、補助サービスが整っていること（これは補助通信路
を配備することを意味する）。

６、ダイナミックレンジと信号対雑音比を改善Ｊるため
の交換性音声信号プ【］レツザの使用が可能であること
。

提案されている３つのＦＭステレオ変調装置はいずれも
、これらの目標の最初の２つは少くとも満たづであろう
と予期されるのに対して、本発明の装置はこれらの目標
の全てを′ｆ４１こシ、しかもそのいくつかについては
向上した性能を以ってこれを満たすと思われる。最も重
要なのは、低ひずみかつ高信号対雑音比である。

搬送波又は副搬送波のＦＭにおいては、周波数スペクト
ルの島端において位相ひずみが存在し、とくに高周波、
高レベル雑音の際にこのことが云える。ＦＭの理論は、
所与の中心周波数をとる搬送波が入力音声信号によって
変調されるが、これは理想的には搬送波周波数が音声信
号に比例して線形的に偏移するように行なわれる。次い
で、受信機においては、ＦＭ信号が検出される結果、周
波数偏移の量に比例り°る電圧を発生ずる。問題は、集
積型のＦＭ検出回路が実際にはＦＭサイクルの時間周期
（Ｔ＞を測定する、ということである（ただし、位相ロ
ック・ループ弁別器の場合を除く。）周波数が（１／Ｔ
）に等しいことはもとよりである【ブれども、周波数変
調さ１れた搬送波は（１／Δｆ）に等しくその時間周期
変移６丁の測定値は「Ｘ分の１」の形をした関数であっ
て、これは線形でないことは知るとおりである。したが
って、送信機において音声信号を搬送波の周波数偏移へ
変換すること、及び受信機においてこの周波数偏移を時
間周期偏移に変換することは、内在的にひずみを導入づ
る。このひずみを避けるために、測定された時間周期に
比例する補償関数を導入りることは可能であるが、しか
し補償回路が複雑になるおそれがある。

ＦＭ装置にお【プるひずみの他の局面は、音声信号にｄ
′３りる突然の変化、すなわち、機器又は音声を襲う形
で現れて周波数にこれに応じた偏移を生じさぜるような
変化、の問題である。しかしながら、ＦＭ変調器内のり
アクタンスは、このような突然の変化を許さないであろ
う。高周波数へは搬送の僅か数サイクルで到達し、この
数サイクルの間にサイクルからリーイクルまでの平均効
果が生じる。この問題は、はずみ車の毎分回転数（ＲＰ
Ｍ）を急激に変化しようとＪ゛る事にたとえられる。

本発明のＴＰＭ技術ににって、搬送波のあるサイクルか
ら次のサイクルまでのザイクル周期中の突然変化を音声
信号の振幅に正比列させることができる。受信機におい
ては、この周期が検出されて音声信号が再生される。こ
のことは、変調中のはずみ車効果を回避Ｊ゛るのみなら
ず、変調中に変化さＵられている搬送周波数から生じる
Ｆ　ＩＶＩの非直線性（Ｘ分の１関数）も回避し、一方
搬送波周期中のこの変化が復調において検出される。こ
の改善が本発明において達成されるのは、搬送波周期が
変調中に変化させられ、また搬送波周期のこの変化が復
調の際に検出されるからである。

本発明の要約 本発明によれば、副搬送波のＴＰＭが、搬送波に載せら
れた信号の伝送に対して採用される。このことは、入力
信号電圧を直線傾斜信号と比較し傾斜信号が人力信号電
圧を越えるとぎクロックパルスを発射して傾斜信号発生
器をリレン１〜りることによって、達成される。クロッ
クパルス間の周期【ま、したがって、入力信号振幅の関
数である。

傾斜信号の勾配は、中心周波数がＮｆに等しいクロック
パルスを生じるように選択され、ここに、ｆｏは所望の
ｍ送波周波数であって、たとえば、テレビジョン伝送用
副搬送波の場合には３１．５Ｋｌ−１ｚであり、またＮ
は副搬送波のサイクル当り所望の標本（比較）数である
。各クロックパルスは傾斜信号発生器をリレンＩ〜しか
つモジュ７しＮｆｆ１数器を１−リガする。この割数器
のディジタル出ノ〕は正弦波信号に変換され、この正弦
波信号の各サイクルは一定振幅とこの割数器の想当する
サイクルの周期に等しい周期を有する。この結果が、中
心周波数［。をとるＴＰＭ正弦波信号である。

計数器出力の正弦波信号へのこの変換は、たとえば、こ
のＮ計数器の出力を使って正弦波信号の所定値が内部に
記憶され−Ｃいる読出し専用記憶装置（以下ＲＯＭ＞を
番地指定Ｊることによって達成される。これらの値は、
次いでディジタル形式からアナログ形式に変換され、そ
して適当な帯域フィルタを通してフィルタ処理され、こ
のフィルタが変換された信号を送信機へ結合重る。した
がって、ＴＰＭ変調器は、中心周波数［Ｃをとる正弦波
信号のサイクルを生じ、この；ナイクルは人力信号の振
幅に線形的に比例づる周期を有Ｊる。

もし副搬送波周波数が入力信号より有意に高い、ずなわ
ら入力信号周波数の約１００倍よりも高いような場合に
は、搬送波の１サイクル周期中に変動する入力信号振幅
によって起こされる誤りの間は、無意味ぐある。しかし
ながら、事実がこのようでない場合ずなわら、入力信号
が１５ＫＨ７の周波数を有しかつ副搬送波がテレビジョ
ン伝送用３１．５ＫＨ７の周波数を有するようなとき、
標本保持回路が時間周期変換器の入ツノ側に採用される
ことによってあらゆるこのような誤りを避（〕得る。こ
の標本保持回路はモジュｌしＮ計数器の出力にＪこって
制御されるが、これは、この計数器がリリ゛イクルづる
に従ってパノノ信号の他の標本が採集され、次いでさら
にＮ個のクロックパルスが計数されるまでこの標本が保
持されるように、行われる。このことにＪ：って、人力
信号周波数の２倍の中心周波数をとる副搬送波に載せら
れた人力信号のサイクル当り２つの標本が確実に得られ
、これがノーイギストの標本理論を満足づる、ところで
ティー１．ス１への標本理論は、人力ｆｆｆｉ号のサイ
クル当り２つの（票本が帯域制限された入力信号の特性
を完全に表づど合明している。

ＴＰＭ変換器へのパノノ信号は、互換性スデレオ・モノ
ラル型のスプレ′Ａ音響装置から取られるが、この場合
、入力信号は低周波数の差（Ｌ　−Ｒ＞信号であるよう
に選択される。Ｔ　Ｐ　Ｍ　ｄ搬送波は、搬送波に載せ
る伝送のためにへ周波の和（Ｌ＋Ｒ）１３号を混合され
る。

受信機においては、ＴＰＭ変調された副搬送波は、復調
のために和（Ｌ　＋　Ｒ）信号から分離される。ＴＰＭ
変調された信号は、まず、方形化回路を通して処理され
る。各方形波の半サイクル中に、線形傾斜信号発生器は
この半サイクル中期中に線形的に増大づる電圧を発生ず
るように動作ηる。

次の半サイクルの開始において、この電圧は標本化され
かつ保持され、そしてこの処理が繰り返される。標本保
持回路の出力は、したがって差（１−Ｒ）信号に追従す
るイー号である。検出された和（Ｌ　＋　Ｒ）信号は、
次いで、検出された差（Ｌ−Ｒ）信号と合成される結果
、従来の仕方で、それぞれ和［（Ｌ−１−１で）＋（Ｌ
−Ｒ）＝２１コイ３号及び差［（Ｌ＋Ｒ）−（Ｌ−Ｒ）
＝２Ｒ］信号を作る。

本発明の特徴は、とくに、前掲の特許請求の範囲中に示
されている。以下図面を参照して、本発明を詳細に述べ
る。

好適実施例の記）！１１ 第１図を参照すると、テレビジョン伝送用音声入力信号
は、まず、四次だ円低域（１２ＫＨｚ、６０ｄＢ）フィ
ルタ１０に通されるが、これは、別名化（ａｉｌｉａｓ
ｉｎｇ　）を防ぐｉｓめ、づなわち、標水化周波数の半
分より高い周波数成分が受信機において音声成分を作る
のを防ぐためである。］ンデンリＣ１と抵抗器１（１は
、このフィルタを、標本■持回路１８を径由して比較器
として使用される演粋増幅器１２の反転入力端子に、接
続する。

抵抗器Ｒ３ととＲ４は、ツェナーダイオードＤ１と協調
して、増幅器１２の反転入力端子を所望の安定正電圧（
７，２Ｖ）へバイアスする。

増幅器１２は、音声入力信号を定電流源１４からの電流
で充電されるコンデンサＣ２の発生する正の線形傾斜信
号と比較する。このコンデンサは増幅器１２の非反転入
力端子におりる傾斜信号がその反転入ノコ端子におりる
音声信号のレベルを超えるまで線形的に充電する。それ
から、この増幅器出力の正転移が単安定マルチバイブレ
ータ１６をトリガし、このマルチバイブレークは短パル
ス（１００ｎｓ）を発射してトランジスタＱ１を介して
コンデンサＣ２の電圧を放電させる。ＮＰＮトランジス
タとして示されて！’るが、トランジスタＱ１は好まし
くは、トランジスタ・１〜ランジスタ論理（ＴＴＬ）緩
衝器などのような、開放コレクタ出力端子を備える緩衝
器として使用されるように設も１された集積回路である
。

上述した回路の動作によりマルチバイブレーク１６から
副搬送波の中心周波数丁。のＮ倍の周波数でクロックパ
ルスが作られる、ここにＮは、副搬送波のサイクル当り
所望の標本（比較）の数であり、かつこの中心周掠数は
、最高音声周波数のサイクル当り少くとも２つの標本を
有Ｊるように選択される。たとえば、１５ＫＨ２の音声
（言号を仮定すると、中心周波数は３１　、５　Ｋ’ｌ
−Ｉ　Ｚであるし、また１５ＫＨ２にＪ３ける音声信号
の１６個の標本が副搬送波のサイクル当り作られると仮
定すると、ＴＰＭ出力の中心周波数は５０４　Ｋ　Ｈｚ
である。この中心周波数は、傾斜信号発生器の勾配の適
正な選択によって、寸なわら、コンデンサＣ２の大きさ
を調整することによって及び／又は定電流源を調整する
ことによって、決定される。

副搬送波周波数が音声周波数よりかなり高いとき、たと
えば、１００倍高いようなとき、搬送波の１ザイクル中
に変動する音声信号振幅によって起こされる誤りのｍは
重大ではない。しかし、副搬送波周波数が音声信号周波
数のわずかに２倍であるどきは、音声信号振幅は搬送波
の１サイクル中の変動は重大なものであろう。ナイキス
トの標本化理論によって、４ノイクル当り２つの標本に
よって、帯域制限信号の特性を完全に表すことができる
ので、」ニに言及した誤りを、モジュール１６く４ピツ
１〜２進）訓数器２０の制御の下に標本保持回路１８を
演綽増幅器１２の入力側に配置することによって、回避
することができる。この計数器の全４段の同期動作は、
４つの出ノｊがＴＰＭクロックパルスに応答して互に一
致して変化するように全段を一斉にロックさけることに
よって、与えられる。同期けた上げ出力は、グー１へ付
きの旧数器によって内部的にざで生さけられ、このグー
１〜＋、Ｊ　１１１１状態を検出しまた剤数器ｏｏｏｏ
状態にリリーイクルされると同時にけた上げ出力として
次のＴＩ）Ｍクロックパルスを伝送する。このような仕
方で、この計数器をゼロにリヒツ１〜リ−る各１６番目
の計数されたタロックパルスカ置票本保持回路１８に伝
送される結果、この回路によって音声人力信号の新しい
標本が格納される。この訓数器は、したがって中心周波
数ｆｃでリリイクルするが、ｆｏは第３図を引用して説
明されるテレビジョンスデレオ伝送装置にＪＮノる副搬
送波用には３１．５Ｋｌ−１ｚに選択される。この周波
数は８声入力信号の最高周波数の２倍であるから、ナイ
キストの理論は満足される。

モジュｊし１６ｔ１数器の４つの２進出力はＲＯＭ２２
を呼出し覆るのに使用され、このＲ’ＯＭはその８ピッ
１−出ノｊに正弦波形の１６個の続き合う値を生じるよ
うにプログラムされている。たとえば、４個のクロック
パルスの組数時に、その値は基準（中間値）に対し“Ｃ
所定の正ピーク値にあり、８個のクロックパルスの８１
数時に、その値はその基準値（Ｊなわち、中間値）に関
してＵ口であり、１２個のクロックパルス計数時に、そ
の値は基準に関して正ピーク（１１１と大きさの等しい
所定の負ピーク値であり、また、１６個のクロックパル
スの３１数１１７に、ｔｌ数器がリリ”イクルするとき
、その値は再びゼロになる。これら１６個の続き合う値
はディジタル・ノ７ノ゛ログ変換器（ＤＡＣン２４によ
ってディジタル形式からアナログ形ヱ（に変換される。

したがって、ディジタル・アナログ変換器の出力は階段
波形であって、この波形は１つの正弦波を個々のサイク
ルごとに追い、この個々のサイクルは音声人力信号の振
幅で変調されたその周期を有する。この正弦波状階段波
形は低域（４０ＫＨｚ　、１２　ｄＩ３　＞フィルタ２
６によって平滑化される結果、ＴＰＭ変調出力となって
伝送される。

第２図は、第１図に示されたＴＩ）Ｍ変調器の動作を表
している。ここに描かれた波形は、第１図に丸で囲まれ
た文字で指示された点におりる信号であって、これと同
じ文字で波形が識別されている。へカイε号は、標本保
持回路１８を必要とりるに充分な速度で変動していると
仮定する。標本化された音声信号は、したがって、マル
チバイブレーク１６からの１６１１１ｊのＴＰＭクロッ
クパルスにわたる周期中は波形（Ａ）によって一定レベ
ルをとるように示される。傾斜信号（Ｂ）は、それが標
本化音声信号レベルに到達するたびにリレッ（〜されて
、マルチバイブレータ１６をトリガづる。

このようにして発生された丁Ｐ　Ｍタロツクパルスが計
数され、そしてその１６番目のパルスに応答して、モジ
ュ）し１６計数器２０からの同期りた上げ出力パルスが
標本保持回路１８をトリカする。

音声信号レベルの上昇が、第２図において、後続の標本
保持レベルの最初の部分にわたって、示されている。標
本保持周期中、すなわち、１６個のＴＰＭクロックパル
スにわたる間中、全てのＴＰＭクロックパルスは同じ周
期をとって、すなわち、一定パルス繰返し数をとって、
発生される。

もし標本保持回路１８が使用されなかったとしたら、１
６個のＴＰＭクロックパルスにわたる周期中の音声入力
信号レベルのいかなる変動も、パルス間周期の変動を生
むであろう。次に記述から、発生したＴ　Ｐ　Ｍ　ｆｉ
ｌｌ搬送波が純粋の正弦波形から変動して、受信機にお
いて検出された音声信号にある誤りを生じるということ
が、明かになるはずである。標本保持回路はこの誤りを
防止する。

しシュ／し１６８１故器は、このＴＰＭクロックパルス
に応答りるに従って、その出力はｎｏＭを番地指定し、
イの結果、ＲＯＭの出力に、定振幅をとる正弦波形の１
ザイクルについての１６個の続き合う値を、ディジタル
形式をとって、生じさける。これらの値は、次いで、ア
ナログ・ディジタル変換器２４によって、アナログ形式
に変換される。この結果の階段波形（Ｃ）はフィルタ２
６によって平滑化されて正弦波形（Ｄ）の１サイクルと
なるが、これが副搬送波の単一サイクルである。

上に注意したように、この副搬送波の中心周波数は、傾
斜信号（Ｂ）の勾配を調節することによって、選択され
得る。−たん調節されると、この勾配は一定に維持され
、このため、音声入力信号の振幅が増大するに従ってク
ロックパルスの周期が増大し、それゆえ、次の丁ＰＭ副
搬送波サイクルの時間周期を増大させる。同様に、もし
音声人力信号の振幅が減少するならば、ＴＰＭクロック
パルスの周期も減少し、次のＴ　Ｐ　Ｍ　ｌ１ｉｌＩ搬
送波サイクルの周期を減少させる。

第１図に示されたＴ　Ｉ”　Ｍのスデレオテレビジョン
伝送への応用を第３図を引用してこれから説明するが、
第３図は代表的な送信局の音声部の全体的ブロック線図
を表してＪ３す、また、第４図は代表的な受信局の音声
部の全体的ブロック線図を表している。まず、第３図を
参照すると、２つの間隔をとって配置されたマイクロホ
ン（又はこれと同等のもの）からの２つのステμ、ｔ（
Ｌ）と（Ｒ）信号は、従来型の４端子混合器３０に加え
られ、後者は２つの入力周波数の和（Ｌ＋Ｒ）信号に等
しい出力周波数を一方の出力端子に、その差（Ｌ　−Ｒ
）信号に等しい出力周波数を他の出力端子に、発生ずる
。この和信号は低減（１２Ｋｌ〜ＩＺ、６０ＣＩＢンフ
イルタ３２によって２つの入力端子と１つの共通出力端
子を持つ従来型の合成回路３４に送られる。この３端子
回路は、２つの分離した入力信号を直接的に所望の比を
とって合成して１つの出力信号を作るが、この出力信号
は、本質的にはＴ　Ｐ　Ｍ変調器３６からの３１．５Ｋ
ｌ−１ｚ信号をフィルタ３２を通った低周波音声信号に
重ねたものである。このような３端子回路は、従来式の
方法で、反転入力端子に帰還抵抗を接続されることによ
って電圧加締回路として構成された演算増幅器と、合成
された信号を、次式に従って反転入力端子に結合１′る
２つの加算抵抗によって実現される。

ここに、Ｒｏは帰還抵抗、Ｒ１は１つの人力信号Ｆ１に
対する結合抵抗、またＲ２は他の入力信号Ｅ２に対する
結合抵抗である。抵抗Ｒ１とＲ２の選択によって加算覆
る前に各入力信号を比率調節することができる。たとえ
ば、Ｔ　Ｉ）　Ｍ信号を他の信号の約１０分の１の比率
に縮小させることができる。合成信号（（Ｌ＋Ｒ）　＋
　（Ｌ−Ｒ）　）は、差動平衡比ツノ増幅器（２４ｄＢ
、出力インピーダンス５００〜６００Ω）によって送信
Ｉｊ１４０に結合され、この送信機において搬送波が変
調され、そして変調された搬送波はミノｊ増幅器に加え
られて伝送される。

第４図に示される受信局において、受信懇４２は伝送さ
れた信号を受信し、搬送波から基本帯を回復づる。基本
書成分（Ｌ＋Ｒ）は、低域（１２ＫＨｚ　、６０　ｄＢ
）フィルタ４４を通されて四端子混合器４６の１つの入
力端子に送られ、この混合器は２つの入力周波数の和と
差にぞれぞれ’Ｊ’　Ｌ／い出力周波数を発生する。こ
の混合器の他のパノノは差（Ｌ−Ｒ）信号であって、こ
れは帯域フィルタ５０によって基本帯がら分離された−
１−１）　Ｍ副搬送波を復調する回路から前記と同様の
低域フィルタ４８に通される。復調回路は、方形化回路
５２、傾斜保持回路５４、標本保持回路５６、及びマル
チバイブレータ５８を含みこれを通して回路５６が方形
化回路でトリガされる。

帯域フィルタ５０は、ＴＰＭ副搬送波を方形化回路５２
に結合しかつフィルタ４４が和（Ｌ＋Ｒ）信号を通過さ
せるちょうどそのとき（Ｌ十Ｒ）信号を排除し、かつＴ
ＰＭ副搬送波を排除する。帯域フィルタ５０は、好まし
くは２段可変帯域通過増幅器として設計される。その第
１段は、ＴＰＭ復調器のみならずフィルタに対づる人力
緩衝器として働いて、Ｔ　Ｐ　Ｍ副搬送波を和＜　Ｌ　
十Ｒ）信号から分離する。第２段は、さらに、Ｔ　Ｐ　
Ｍ副搬送波をフィルタ処理する。

注意ずべぎは、和（Ｌ＋Ｒ）信号はモノラル受イＣ機に
し使用可能であるということである。このような意味に
おいて、このＴＰＭステレオ−装置はモノラル受信（幾
と交換性があり、これはＦＭステレフ１’　Ｈ”６がｒ
Ｌ換性であろうどＪるのとまさに同じであり、そして同
様の理由のために、すなわち、和（Ｌ　＋　Ｒ）信号が
変調された副搬送波から低域フィルタによって容易に分
離される。適当な副搬送波復調器を持つステレオ受信機
において、混合器は和（Ｌ　−１−Ｒ）信号と差（１−
Ｒ）信号を作り、これらからステレオ（Ｌ）及び（Ｒ）
信号が生じる。（算術上は、それぞれの信号の振幅は係
数２が掛【プられているが、実際上は混合器の出力を後
続の音声増幅器の中で比率調節する結果この係数は考慮
しなくてよい）。

方形化回路５２は副搬送波のＴＰＭナイクルを方形化し
、かつ波形レベルをその転移がピロと正電圧の間になる
ように偏移させる。これに続いて、転移応答補償弁別（
復調）が傾斜１＾１も回路５４ど標本保持回路５６によ
って完遂される。第５図は、定電流源６０とコンデンサ
Ｃ３を使用づる傾斜保持回路５４の回路構成を示す。方
形波入力の正の半サイクルが１ヘランジスタスイツヂＱ
２をオンに切り換えて定電流源からの電流を分流させ、
このようにしてコンデン゛す゛がさらに少しでも充電り
るのを防止ツる。方形波入力の立下り縁はく負転移）は
、次いで単安定マルチバイブレータ６２をトリガし、後
者は１００ｎｓ（＋１秒）のパルスを光ｑ・１す゛るこ
とによってトランジスタＱ３をオンに切り換えてコンデ
ンサＣ３を放電させる。（１ヘランジスタＱ２と０３は
、各々好ましくはＦｆ　衝器に使用されるように設３１
された集積回路として作成され、１−ランジスタＱ１ど
同じく開放コレクタ出力端子を具１ｌｌｌｉ′！ｌる。

）この直後に、このコンデンサが再び線形的に充電する
。次の半サイクル中に到達した電圧レベルは、それゆえ
、ＴＰＭ搬送波の半サイクルの時間周期に線形的に比例
する。マルチバイブレータ５８〈第４図）は、方形波入
力の前縁（正転移）で１〜リガされる。マルチバイブレ
ータ５８は標本パルスを標本保持回路５６に発射し、こ
の結果、第５図に示された傾斜被保持回路５４の出力の
到達を受けた電圧が標本化されかつ次の標本パルスまで
保持される。このＪ：うな仕方で、標本保持回路５５の
出力が階段波形となり、これが送信機において時間周期
変調された差（Ｒ−Ｌ　）信号に順応する。

第６ａ図は、第５図中のいくつかの点における波形によ
ってＴＰＭ変調器の動作を表しており、また、第４図、
第５図中には第６図の波形に伺けられた文字に相当する
文字を丸で囲んで点を指示している。波形（Ｅ）で示さ
れるＴＰＭ副搬送波の各サイクルは、飽和Ｂ級増幅器に
よって、同じ周期の方形波に変換される。この方形波は
波形（１：）で示される。この方形波が負に下がってい
る（ゼＵ）間、この方形波はトランジスタＱ２をしゃ断
し・て、定電流源からの定電流で傾斜保持回路中のコン
デンサＣ３を充電Ｊ−るのを可能とＪる。

方形波が正のとき、これがトランジスタＱ２をオンに切
り換えて分流し、したがって、傾斜波を終らせる。ダイ
オードＤ２は、続く半サイクル中にコンデンサＣ３の電
荷を保持１−るイツヂどして働く。方形波の立下り縁（
負転移）はマルチバイブレータ６２をトリガしその結果
、波形（ト１）で示される１００ｎｓのパルスを生じさ
ｕｌこのパルスはトランジスタＱ３をオンに切り換える
。これが、次のＴＰＭ副搬副搬送波クイクル傾斜保持回
路を自動的にリレツ１へする。この間に、マルチバイブ
レータ６２は方形波の前縁く正転移）で１−リガされて
次のＴＰＭザイクル中に傾斜保持回路のレベルを標本化
してその結果波形（Ｉ）に示されるパルスを生じさせる
。このような仕方で、各Ｔ　Ｉ）　Ｍサイクルの第１半
リ−イクルが最新サイクルのレベルを標本化するための
保持に使用され、また各ＴＰＭサイクルの第２半シイク
ルが時間周期を検出するのに使用される。これは、ある
サイクルから次の１ノイクルまでの時間周期中のいかな
る変化もこのサイクルの第２半ザイクルの時間によって
落ち着くという機会を持ち、したがってより正確な時間
周期検出を行うことができる、ずなわち、あるサイクル
から次のサイクルまでの揺動が１フＴＭ検出に干渉しな
い、という利点を有する。

上にいま述べたような、ＴＰＭ信号を方形化するために
使用される回路は、フィルタ５０からのこのＴ　Ｐ　Ｍ
　（ｕ　月の直流基準中のいかなるドリフによって・ｂ
方形波出力が各サイクルの両半分に対し等しい周期の対
称波形から出発するという欠点を右づる。これは、誤り
を導入づるおそれがある。

したがって、方形化回路の好適実現は勾配検出器であっ
て、この検出器は第６ｂ図に示されるように方形波信号
を９０’偏移させる作用を果す。この偏移は、ＲＯＭを
プログラムして各ＴＰＭサイクルを第６ｂ図に示された
ように最大ピークで開始さけることによってＴ　Ｐ　Ｍ
変調器（第１図）内で補償される。第５図の回路は、こ
れと同じ方法で作動するが、しかし基準直流内のいかな
るドリフトも９０°から２７０°までの半分リーイクル
にわたるＰＴＭＴＭ０１ザイクルの時間ｍ１期測定に何
らの影響を与えない、という利点を右づる。

ある転移応答制限伝送装置において、ずなわら、同調中
間周波数（ＩＦ）段を具備した無線周波数（’ＲＦ　）
受信機、又は急峻な上向き転移フィルタを具備した電話
装置などに８３いては、ある時間周期のサイクルから他
の時間周期の新しいサイクルへの転移が不明瞭になるこ
とが確認されている。

この転移点の何らかのひずみはＴＰＭ弁別器に電圧誤り
を生じさ「るおそれがある、しかし本発明の好適実施例
においては、これは、傾斜信号（弁別）に対して各サイ
クルの第２半リ−イクル（１８０’から３６０”）又は
中間半サイクル（９０°から２７０°）又は第２半リ−
イクル（１８０’から３６０”　）を使用することによ
って最小化される。１８０°又は９０°の後、ＰＴＭ搬
送波及びＩ）　Ｔ　Ｍ装置は弁別にとって充分に安定化
しているであろう。

フィルタ４８（第４図）は、標本保持回路５６の出力の
階段波形を平滑化づるように設計された１　２Ｋｌ−１
ｚ　、　６０　ｄＢフィルりである。和（シ十Ｒ）信号
用フィルタ４４は、ＴＰＭ副搬送波を（Ｌ＋Ｒ）信号か
ら分離するように働くのみならず、混合器４６へ入る信
号通信路間の位相遅延を等化Ｊるようにも働く。和（Ｌ
　＋　Ｒ）信号と差（Ｌ−Ｒ）信号を混合すると、スデ
レオ信号りとｔ（がこの装置から再生される。

本実施例は、副搬送波に対する選択中心周波数どして３
１．５ＫＨｚをとった場合を引用して述べられている。

この周波数は、Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃテレビジョンに対する水
平周期パルスの調波であるから、このｌ１ｉｌｌ搬送波
の周波数は好適な選択といえる。そうでない場合、水平
同期長波と副搬送波との間のうなり周波数が和（Ｌ　＋
　Ｒ）信号の帯域内に音声周波数を作るであろう。しか
しながら、本発明は、副搬送波周波数のどんな選択も、
ずなわら、２０Ｋ　ＨＺなどであっても、これを許容す
る。２０ＫＨｚを選択することは、上に述べた問題を回
避するには、この装置にとって好適であると思われる、
それは、２０　Ｋ　ｌ−Ｉ　Ｚの副搬送波と３１．５Ｋ
　ｌ−Ｉ　Ｚの水平回期調波との間のいかなるうなり周
波数も（Ｌ＋Ｒ）信号の帯域の外側にあるはずだからで
ある。２つの標本（副搬送波のり゛イクル）が音声イｄ
号の各ザイクルにとってナイキストの標本理論を満足す
るのに必要であるから、Ｔ　ｒ−’　Ｍ装置に入る音声
信号帯域幅は、したがって、１０ＫＨ２に制限される。

しかしながら、この帯域幅制限は、大力のテレビジョン
受信機、とくに従来型のテレビジョン音声電力増幅器及
び拡声器にとって、妥当である。

注意ずべきことは、送信機の合成回路３４は、周波数分
割多重変換装置として機能し２つの信号を共通径路に載
せて送信し、この場合その各々を異なる周波数帯に載せ
て、すなわち、１つは基本帯に載せかつ他を副搬送波帯
に載せて送ることによって送信を行う、ということであ
る。受信別は、次いで、これらの信号を多重分離して、
その各々を別々に処理する。したがって、ＴＰＭ技術は
、ＦＭに代わるモノラル伝送、又は互換性ステレオ・モ
ノラルＦ　Ｍラジオ伝送のほかに他の目的にも使用１ｉ
Ｊ能である。この技術は、たとえば多重国語による音声
ｂｋ送番組の伝送にも使用可能であり、また、この技術
はディジタル標本化データ装賀であるので、使用可１１
１ｉの帯域幅の分割のほかには装首性Ｃｊシのいかなる
損失も伴うことなく時分割多重分離によって他の情報通
信路にこの技術を容易に使用することができる。このよ
うな多重通信路応用には、たどえば、テレビジョン第２
図ｓＢ音声放送番組のみならず、補助り“−ビス用の情
報の同時伝送も含まれる。

ここでは、本発明の特定実施例について記ｊホしかつ図
説り、だが、変更態様及び変形態様はもとより当業者に
どって容易に考えられよう。したがっＣ１前掲の特許請
求の範囲は、かがる変更態様及び変形態様を含むと解釈
されな（）ればならない。

【図面の簡単な説明】

第１図は、Ｔ’　ｌ）　Ｍ変調器の回路構成図、第２図
は、第１図中の特定な点にＪ３りる信号の波形図、 第３図は、テレビジョン伝送に適当なスプレＡホニツク
音響月１送信装置の機能ブロック線図、第４図は、第３
図のスプレＡホニツク昌響用受信装置の機能ブロック図
、 第５図は、ＴＰＭ検出器の回路構成図、第６ａ図及び第
６ｂ図は、第５図のｌ−１）　ＩＶＩ検出器の２つの等
価な実施例を理解さけるための波形図、 である。 １０：低域フィルタ、１２：演算増幅器、１４：定電流
源、１６：マルチハイブレーク、１８：標本保持回路、 ２０：モジュル１６同期ｈ１数器、 ２２：読取り専用記ｔｉｉ装置、 ２４：ディジタル・アナログ変１灸装置、２６：平滑用
フィルタ、３ｏ：四端子混合器、３２：低域フィルタ、
３４：合成回路、３６　：　ＴＰＭ変調器、３８：増幅
器、４０：送信機、４２：受信機、 ４４：低域フィルタ、４６；四端子混合器、４８：低域
フィルタ、５０：帯域フィルタ、５２：方形化回路、５
４：傾斜保持回路、５６　：　４？；：木保乃回路、５
８：マルブーバイブレータ、６０：定電流源、６２：マ
ルチバイブレータ。 代哩人　浅　利　皓

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　入力信号の振幅に従って副搬送波を変調する方
   法であって、 一定勾配の傾斜信号を発生ずる段階と、前記傾斜信号を
   前記入力信号と比較し、かつ前記傾斜信号が前記入力信
   号に達したときに前記傾斜信号をリレン１−する段階と
   、 前記傾斜信号がリレン１〜されるごとにクロックパルス
   を発生づる段階と、 前記クロックパルスをＮ個ずつの群に繰り返し計数づる
   段階と、 Ｂ１数された前記クロックパルスのその時に得られた３
   ］数を前記各クロックパルスの後である基準値に関する
   正弦波の値に変換Ｊ゛る段階と、及び該段階においてＮ
   個の前記クロックパルスで１ザイクルになる前記クロッ
   クパルス翳ｉ数の１リイクル中のＮ個の値の系列は前記
   変調された副搬送波の１ザイクルを規定するように予め
   定められていることによって正弦波状階段波形信号を作
   り該波形の各ザイクルは前記入力信号の振幅に線形的に
   比例する時間周期を右することと、 前記正弦波状階段波形信号を平滑化ヅる段階どを包含す
   ることを特徴とＪる前記１ｉｉ’ｌ搬送波を変調覆る方
   法。 （２）　特ｔ′［請求の範囲第１項記載の方法は、Ｎ個
   のクロックパルス剤数の１ザイクルを完了する間に前記
   入力信号を標本化しかつ保持し、かつ前記Ｎ個のクロッ
   クパルスの前記工１数が１サイクルを完了する度に標本
   化と保持段階を繰り返すことによって前記傾斜信号と比
   較されている前記入力信号を前記傾斜信号発生のＮ回′
   リイクルを通して一定に保持する段階を含むことを特徴
   とづる前記方法。 （３）　ラジオ伝送装置における特許請求の範囲第１項
   又は第２項記載の方法であって、受信機に伝送づるため
   に搬送信号を前記副搬送波で変調する段階をさらに含み
   、及び各受信機において、変調された搬送波から時間周
   期変調された副１１０送波を回復りる段階と、 前記副搬送波の各サイクルを方形化する段階と、所定基
   準において開始しかつ各方形波４ノイクルの所定の半１
   ノ゛イクルの周期に線形的に比例Ｊる電圧レベルに；ヱ
   Ｊる一定勾配傾斜信号を発生１−るｌこめに前記各方形
   波の所定の半サイクルを使用する段階と、 前記電Ｉ■レベルを標本化しかつ該電圧レベルを次の副
   搬送波サイクルの所定半１ノ゛イクルまで保持する段階
   であって、前記標本化しかつ保持Ｊることによって送信
   のために変調された入力信号時間周期に追従する階段波
   形を作る前記標本化しかつ保持する段階と、 前記人力信号を再生するために前記階段波形を平滑化す
   る段階と を実行することを特徴とする前記方法。 〈４）　特許請求の範囲第３項記載の方法において、各
   １ナイクルの方形化は基準に関しである極性の副搬送波
   信号をある電圧レベルの信号に変換しかつ基準に関して
   反対極性の副搬送波信号を他の電圧レベルの信号に変換
   りることと、前記傾斜信号を時限制御するために各方形
   波サイクルの第２半サイクルを利用Ｊることとによって
   実施され、及び該実施によって、前記傾斜信号を受１３
   　ｔ、た前記副搬送波サイクルの第２半ザイクルで時限
   側ｔｉｌｌする前に受信信号のサイクルのあるサイクル
   から次のサイクルまでの周期中のいかなる揺動も前記方
   形波サイクルの第１半サイクル中に落着かせることを可
   能ならしめることを特徴とＪる前記方法。 （５）　特許請求の範囲第３項記載の方法において、各
   サイクルの方形化は９０°から２７０°までにおいであ
   るレベルをとりかつＯから９０°までど２７０°から３
   ６０°までにおいて他のレベルをとる方形波を作るため
   に副搬送波にＪ５いて負から正へ及び正から負への勾配
   の変化を検出することと、前記傾斜信号を時限制御する
   ために９０°から２７０°までの半サイクルを使用Ｊる
   こととによって実施され、及び該実施によって前記傾斜
   信号を受信した前記副搬送波サイクルの半サイクルで時
   限制御する前に受信信号のサイクルのあるサイクルから
   次のり−イクルまでの周期中のいかなる揺動も９０°か
   ら２７０’までの半サイクルに先じて落着かせること可
   能ならしめることを特徴とする前記方法。 （６）　入力信号の振幅に従って副搬送波を変調づる装
   置であって、 一定勾配の傾斜信号を発生ずる発生装置と、前記傾斜信
   号を前記入力信号と比較する比較装置ど、 前記比較装置に応答して前記傾斜信号が前記入力信号の
   振幅に達したとき前記発生装置をリセットしかつ前記傾
   斜信号がリセットされる度にクロックパルスを発生する
   応答装置と、 前記クロックパルスを計数リ−るモジュルＮ　ｉｆ数器
   と、 前記モジュルＮ計数器の出力を各クロックパルスの後で
   前記副搬送波の１変調サイクルを規定する前記モジュル
   Ｎ計数器の１サイクルに対するＮ個の値の系列を持ちあ
   る基準値に関する正弦波の値に変換する変換装置であっ
   て、該変換によって正弦波状階段波形信号を作り、該信
   号の各サイクルは前記入力信号の振幅に線形的に比例づ
   る周期を持つ前記変換装置と、 前記正弦波状階段信号を平滑化する平滑装置とを包含す
   ることを特徴とする前記副搬送波変調装置。 （７）　特許請求の範囲第６項記載の副搬送波変調装置
   は、前記モジュルＮ計数器が１サイクルを完了する間に
   パノｊ信号を標本化しかつ保持でる標本保持装置を含み
   、及び前記変調装置において、前記標本保持装置は前記
   モジュルＮ計数器が１サイクルを完了する度に標本化と
   保持をするように作動されることによって前記傾斜信用
   と比較されでいる前記入り信号を前記モジュルＮ計数器
   の各サイクル中前記傾斜信号のＮ回サイクルを通して一
   定に保持することを特徴とする前記副搬送波変調装置。 （８）　ラジオ伝送装置における特許請求の範囲第６項
   又は第７項記載の副搬送波変調装置であつて、受信鍬に
   伝送するために搬送波を副搬送で変調覆る搬送波変調装
   置を含み、及び前記副搬送波変調装置において、復調器
   は、 前記変調された搬送波から時間周期変調された副搬送波
   を回復する回復装置と、 方形波サイクルを作るために前記副搬送波のサイクルの
   所定の点において開始して前記副搬送波の各サイクルを
   方形化する応答装置と、所定基準において開始しかつ前
   記各方形波サイクルの所定半サイクルの周期に線形的に
   比例する最高電圧レベルに達する一定勾配傾斜信号を発
   生づるために前記各方形波サイクルの所定半サイクルを
   使用づる応答装置と、 前記最高電圧を標本化しかつ該最高電圧を次の方形波１
   ノイクルの所定の半サイクルまで保持する標本保持装置
   であって、前記標本化しかつ保持することによって伝送
   のために時間周期変調された入力信号の振幅に追従する
   階段波形を作る前記標本保持装置と、 前記人力信号を再生ずるために前記階段波形を平滑化す
   る平滑装置と を含むことを特徴と一！Ｊ−る前記副搬送波変調装置。 （９）　特許請求の範囲第８項記載の副搬送波変調装置
   において各サイクルを方形化する応答装置は基準に関し
   である極性の副搬送波信号をある電圧レベルの信号に変
   換しかつ基準に関して反対極性の副搬送信号を他の電圧
   レベルの信号に変換Ｊることと、各方形波１ナイクルの
   第２半ザイクルが前記傾斜信号を時限制御するために使
   用されることによって前記傾斜信号を受信された前記副
   搬送波サイクルの第２半サイクルで時限制御覆る前に受
   信信号のサイクルのあるサイクルから次のサイクルまで
   の周期中のいかなる揺動も落石かせることを可能ならし
   めることを特徴とする前記副搬送波変調装置。 （１０）　特ｊ／Ｆ請求の範囲第８項記載の副搬送波変
   調装置において、前記各サイクルを方形化りる応答装置
   は９０°から２７０６までにおいであるレベルをとりか
   つ０から９０’　までと２７０°から３６０°までにお
   いて他のレベルをとる方形波を作るために副搬送波にＬ
   ｉ２いて負から正へ及び正から負への勾配の変化を検出
   する装置を含むことと、前記傾斜信号を時刻制御゛す゛
   るために９０”から２７０６までの半サイクルが使用さ
   れることと、及びこれらによって前記傾斜信号を受信副
   搬送波の半り゛イクルで時限制御する前に受信信号のサ
   イクルのある一すイクルから次のサイクルまでの周期中
   のいかなる揺動も９０”がら２７ｏ°までの半１ナイク
   ルに先じて落着かＵることとを可能ならしめることを特
   徴と覆る前記副搬送波変調装置。