JPS6068392A - 音声合成方式 - Google Patents
音声合成方式Info
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- JPS6068392A JPS6068392A JP58176330A JP17633083A JPS6068392A JP S6068392 A JPS6068392 A JP S6068392A JP 58176330 A JP58176330 A JP 58176330A JP 17633083 A JP17633083 A JP 17633083A JP S6068392 A JPS6068392 A JP S6068392A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は簡単な回路構成により良質の音声を合成する音
声合成器に関するものである。
声合成器に関するものである。
（背景技術）
音声の帯域圧縮方式として、ＡＤＰＣＭ （Ａｄａｐｔ
ｉｖｅＤｊｆｆｅｒｇｎｔｉａｌ Ｐｕ１ｓｅ Ｃｏｄ
ｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ）がある。
ｉｖｅＤｊｆｆｅｒｇｎｔｉａｌ Ｐｕ１ｓｅ Ｃｏｄ
ｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ）がある。
この方式は音声の隣接標本間（時間Ｔ１ と時間Ｔ２−
）のデータにおいて、時間Ｔ８に算出した予測値とＴ２
における音声信号との差分をとシ、それを符号化してＡ
Ｄ Ｐ ＣＭ符号とすることによって、音声を圧縮し、
次にその符号を復号することによって、差分信号の量子
化値を得、その値を逐次加算することによって、通常の
ＰＣＭ符号形式の音声を再生する方式である。また、差
分信号の量子化値を得る際に必要となる量子化値をＡＤ
ＰＣＭ符号に応じて変化させていくことを特徴としてい
る。
）のデータにおいて、時間Ｔ８に算出した予測値とＴ２
における音声信号との差分をとシ、それを符号化してＡ
Ｄ Ｐ ＣＭ符号とすることによって、音声を圧縮し、
次にその符号を復号することによって、差分信号の量子
化値を得、その値を逐次加算することによって、通常の
ＰＣＭ符号形式の音声を再生する方式である。また、差
分信号の量子化値を得る際に必要となる量子化値をＡＤ
ＰＣＭ符号に応じて変化させていくことを特徴としてい
る。
前記ＡＤＰＣＭ再生器によシ復号化されたＰ、ＣＭ信号
が得られる。このＰＣＭ信号を可聴なアナログ信号に変
換する素子としてＤＡ変換器がある。
が得られる。このＰＣＭ信号を可聴なアナログ信号に変
換する素子としてＤＡ変換器がある。
第１図にこれら再生器から得られるＰＣＭ信号を可聴な
信号として変換する場合の構成図を示す。
信号として変換する場合の構成図を示す。
第１図において１はＡＤＰＣＭ再生器、２はＤＡ変換器
、３はローノやスフィルタである。
、３はローノやスフィルタである。
ＤＡ変換器を用いてＰＣＭ信号からアナログ信号に変換
された信号には本来の基底帯域の信号の他に高い帯域の
成分も含まれている。復号化されだＰＣＭ信号の標本化
周波数をＦ８とするとＤＡ変換器の出力であるアナログ
信号の周波数成分は、Ｆ８を周期とする周期形なる。し
かしＡＤＰＣＭ符号を符号化するために用いた原音声信
号は一般に２８７２以上の周波数成分はほとんど持たな
いように処理された信号が用いられる。したがって、Ａ
ＤＰＣＭ符号化、復号化処理によって得られる合成音の
信号に対しても２８７２以上の周波数成分は不必要であ
る。第１図の３のローパスフィルタはＤＡ変換器出力の
アナログ信号の中の２８７２以上の周波数成分を遮断す
るために必要となる。仮シにロー２９スフイルタを入れ
ないでＤＡ変換器出力を聞いた場合にはキンキンとした
感じの音質となシ聞きづらく不快感を与える合成音とな
る。
された信号には本来の基底帯域の信号の他に高い帯域の
成分も含まれている。復号化されだＰＣＭ信号の標本化
周波数をＦ８とするとＤＡ変換器の出力であるアナログ
信号の周波数成分は、Ｆ８を周期とする周期形なる。し
かしＡＤＰＣＭ符号を符号化するために用いた原音声信
号は一般に２８７２以上の周波数成分はほとんど持たな
いように処理された信号が用いられる。したがって、Ａ
ＤＰＣＭ符号化、復号化処理によって得られる合成音の
信号に対しても２８７２以上の周波数成分は不必要であ
る。第１図の３のローパスフィルタはＤＡ変換器出力の
アナログ信号の中の２８７２以上の周波数成分を遮断す
るために必要となる。仮シにロー２９スフイルタを入れ
ないでＤＡ変換器出力を聞いた場合にはキンキンとした
感じの音質となシ聞きづらく不快感を与える合成音とな
る。
一般に音声を取シあつかう場合、標本化周波数Ｆ８は８
ｋＨｚに設定される。したがって第１図の３に相当す
るローパスフィルタは４ ｋＨｚ以上の周波数成分を遮
断するように設定しなければならない。
ｋＨｚに設定される。したがって第１図の３に相当す
るローパスフィルタは４ ｋＨｚ以上の周波数成分を遮
断するように設定しなければならない。
４ ｋＨｚ以上の周波数成分を遮断するロー１？スフイ
ル、りの特性は急峻な遮断特性をもつ方が遮断周波数が
４ ｋＨｚ付近に設定でき合成音の音質もよいと考えら
れるがフィルタの段数が増大して高価なものとなる。
ル、りの特性は急峻な遮断特性をもつ方が遮断周波数が
４ ｋＨｚ付近に設定でき合成音の音質もよいと考えら
れるがフィルタの段数が増大して高価なものとなる。
逆にローパスフィルタの特性をかんまんにすると安価な
フィルタとして構成できるが遮断周波数を２ ｋＨｚ付
近に設定しないといけなくなるかもしくは４ ｋＨｚ以
上の高域成分を完全に除去できない特性となるかで合成
音の音質劣化をまねく。
フィルタとして構成できるが遮断周波数を２ ｋＨｚ付
近に設定しないといけなくなるかもしくは４ ｋＨｚ以
上の高域成分を完全に除去できない特性となるかで合成
音の音質劣化をまねく。
（発明の課題）
本発明は簡易で安価なローパスフィルタでも合成音の音
質を劣化させることなく合成音を再生することか出来る
方式を提供することを目的とし、その特徴は音声信号を
第１の標本化周期で差分符号化し、得られた符号を復号
処理し逐次加算するととによって第１の標本化周期ごと
の合成音を出力する音声合成方式において、前記復号処
理によって得られた値をｌハ（Ｎは２以上の自然数）し
、前記第１の標本化周期の１／Ｈの第２標本化周期ごと
にＮ回同−の逐次加算処理を行ない第２の標本化周期ご
とに合成音を出力する手段を有することにある。
質を劣化させることなく合成音を再生することか出来る
方式を提供することを目的とし、その特徴は音声信号を
第１の標本化周期で差分符号化し、得られた符号を復号
処理し逐次加算するととによって第１の標本化周期ごと
の合成音を出力する音声合成方式において、前記復号処
理によって得られた値をｌハ（Ｎは２以上の自然数）し
、前記第１の標本化周期の１／Ｈの第２標本化周期ごと
にＮ回同−の逐次加算処理を行ない第２の標本化周期ご
とに合成音を出力する手段を有することにある。
（発明の構成および作用）
第２図に本発明の第１の実施例のブロック図を示す。
第２図において、１１は入力端子、１２は加算器、１３
は乗算器、１４．はシフタ、１５は加算器、１６はレジ
スタ、１７はＡＤＰＣＭ符号Ｌｎを量子化ステップサイ
ズ移動係数Ｍｎに変換して出力するテーブルである。１
８は乗算器、１９はリミッタ、２０はレジスタ、２１は
ＰＣＭ符号の出力端子で、ディジタル音声信号をアナロ
グ音声信号に変換す（５） るためのＤ−Ａ変換器に接続するだめの端子である０ 入力端子１１からの音声のＡＤＰＣＭ符号をＬｎとする
。Ｌｎは加算器１２によって、０．５がバイアスのため
に加えられる。その結果は乗算器１３によってレジスタ
２０の出力Δ□と乗算される。レジスタ２１の出力Δ□
を量子化ステップサイズと称する。
は乗算器、１４．はシフタ、１５は加算器、１６はレジ
スタ、１７はＡＤＰＣＭ符号Ｌｎを量子化ステップサイ
ズ移動係数Ｍｎに変換して出力するテーブルである。１
８は乗算器、１９はリミッタ、２０はレジスタ、２１は
ＰＣＭ符号の出力端子で、ディジタル音声信号をアナロ
グ音声信号に変換す（５） るためのＤ−Ａ変換器に接続するだめの端子である０ 入力端子１１からの音声のＡＤＰＣＭ符号をＬｎとする
。Ｌｎは加算器１２によって、０．５がバイアスのため
に加えられる。その結果は乗算器１３によってレジスタ
２０の出力Δ□と乗算される。レジスタ２１の出力Δ□
を量子化ステップサイズと称する。
乗算器３の出力をｑｎとすると、ｑｎはＡＤＰＣＭ符号
Ｌｎによって再生された差分復調値であり、（１）式で
与えられる＠ （ｉｎ＝Δ□・（ｒ、ｎ＋”Ａ ） −・−（１）乗算
器３の差分復調値ｑｎはシフタ１４によって１／４にさ
れる。シフタ１４の出力はレジスタ１６の出力と加えら
れその結果は出力端子２１を通じてＤＡ変換器へ与えら
れる。
Ｌｎによって再生された差分復調値であり、（１）式で
与えられる＠ （ｉｎ＝Δ□・（ｒ、ｎ＋”Ａ ） −・−（１）乗算
器３の差分復調値ｑｎはシフタ１４によって１／４にさ
れる。シフタ１４の出力はレジスタ１６の出力と加えら
れその結果は出力端子２１を通じてＤＡ変換器へ与えら
れる。
次にシフタ１４の出力Ｑｎ／４はレジスタ１６の出力と
再び加えられ、その結果は出力端子２１を通じてＤＡ変
換器へ与えられる。
再び加えられ、その結果は出力端子２１を通じてＤＡ変
換器へ与えられる。
次に同じくシフタ１４の出力ｑｎ／４はレジスタ１６の
出力と再び加えられ、その結果は出力端子（６） ２１を通じてＤＡ変換器へ与えられる。
出力と再び加えられ、その結果は出力端子（６） ２１を通じてＤＡ変換器へ与えられる。
次に同様な処理が再度行なわれる。
結局シフタ１４の出力ｑｎ／４はレジスタ１６の出力と
４回加算される結果となｐ最終的な結果としてレジスタ
１６はｑｎだけ加えられたことになる。
４回加算される結果となｐ最終的な結果としてレジスタ
１６はｑｎだけ加えられたことになる。
一般に乗算器１３の出力ｑｎをシフタによって１ハにし
、（Ｎは２以上の自然数で、２のべき乗の値とすると割
り算回路が不必要となる）その値をレジスタ１６にＮ回
加算する。レジスタ１６におけるＮ回の加算演算は標本
化周期の１ハに等しい時間間隔で行なわれる。
、（Ｎは２以上の自然数で、２のべき乗の値とすると割
り算回路が不必要となる）その値をレジスタ１６にＮ回
加算する。レジスタ１６におけるＮ回の加算演算は標本
化周期の１ハに等しい時間間隔で行なわれる。
一方、入力端子１のＡＤＰＣＭ符号Ｌｎはテーブルに」
：って変換され、移動係数Ｍｎを出力する。テーブルは
ＡＤＰＣＭ符号Ｌｎに対して、出力Ｍｎを得るテーブル
である。テーブルの出力Ｍｎは乗算器によってΔ。
：って変換され、移動係数Ｍｎを出力する。テーブルは
ＡＤＰＣＭ符号Ｌｎに対して、出力Ｍｎを得るテーブル
である。テーブルの出力Ｍｎは乗算器によってΔ。
と乗算され、Δ。（〜１を得る。
Δｎ＋１ ：Δｎ−Ｍｎ 、、、、、、（２）（２）式
におけるΔ。＋１はリミッタによって、最小値Δｍｉｎ
＋最大値Δｍａｘの間に限定される。すなわち、Δ。
におけるΔ。＋１はリミッタによって、最小値Δｍｉｎ
＋最大値Δｍａｘの間に限定される。すなわち、Δ。
＋１がΔｍｉｎよシ小さくなった場合、リミッタはΔｍ
ｉｎを出力し、Δｍａｘ Ｊ： ’）大きくなった場合
にはΔｍａｘを出力する。リミッタの出力Δ気＋１が次
のサンプル時における量子化ステップサイズとなる。
ｉｎを出力し、Δｍａｘ Ｊ： ’）大きくなった場合
にはΔｍａｘを出力する。リミッタの出力Δ気＋１が次
のサンプル時における量子化ステップサイズとなる。
Δ９千１はレジスタに格納される。
第３図において３０は従来の方式によるＤＡ変換器出力
、３１は本発明の第１の実施例におけるＤＡ変換器出力
である。またスペクトラム特性のちがいを第４図に示す
。
、３１は本発明の第１の実施例におけるＤＡ変換器出力
である。またスペクトラム特性のちがいを第４図に示す
。
第４図（ａ）はＡＤＰＣＭ符号化を行なった原音声のス
ペクトラム、第４図（ｂ）はＡＤＰＣＭ再生によって得
られたＰＣＭ符号をＤＡ変換器に通した場合のスペクト
ラム、第４図（ｃ）は本発明に示されるように量子化復
号値ｑｎをＮ等分し、Ｎ回加算して出力した場合のスペ
クトラムである。
ペクトラム、第４図（ｂ）はＡＤＰＣＭ再生によって得
られたＰＣＭ符号をＤＡ変換器に通した場合のスペクト
ラム、第４図（ｃ）は本発明に示されるように量子化復
号値ｑｎをＮ等分し、Ｎ回加算して出力した場合のスペ
クトラムである。
第４図（ｃ）に示されるスペクトラム成分は４Ｆ’８周
期でくシかえされておシ基底帯域の必要スペクトラムと
高域のスペクトラムとの間にはかなシの周波数差がある
。しだがって、第４図（ｃ）のような特性をもった合成
音声の基底帯域のみを抽出するためのローパスフィルタ
としてかなシかんまんな特性をもったフィルタを用いて
も合成音の音質劣化をまねくことはない。
期でくシかえされておシ基底帯域の必要スペクトラムと
高域のスペクトラムとの間にはかなシの周波数差がある
。しだがって、第４図（ｃ）のような特性をもった合成
音声の基底帯域のみを抽出するためのローパスフィルタ
としてかなシかんまんな特性をもったフィルタを用いて
も合成音の音質劣化をまねくことはない。
以上説明したように第１の実施例ではＤＡ変換器の出力
である合成音のスペクトラム成分のうち必要な基底帯域
の成分だけを抽出するためのローパスフィルタをかんま
んな特性をもった安価なローパスフィルタとしても合成
音の音質をそこなわない効果がある。
である合成音のスペクトラム成分のうち必要な基底帯域
の成分だけを抽出するためのローパスフィルタをかんま
んな特性をもった安価なローパスフィルタとしても合成
音の音質をそこなわない効果がある。
第１の実施例では一般的なＡＤＰＣＭ再生器に対して本
発明を実施した。
発明を実施した。
第５図に第２の実施例におけるブロック図を示す。
第５図において１００は入力であるＡＤ Ｐ ＣＭ符号
Ｌｎを格納しておくレジスタ、１０１はＡＤＰＣＭ符号
Ｌｎの値をアドレスとしてポインタ異動量Ｄｎを出力す
るポインタ移動メモリ、１ｏ２は加算器、１ｏ３はポイ
ンタレジスタ、１ｏ４はポインタレジスタの出力Ｐｎを
特定の範囲に限定してポインタリミッタ値Ｐｎ′を出力
するポインタリミッタ、１０５は（９） 量子化ステップ幅を格納するメモリ、１０６はシフトレ
ジスタ、１０７は加減算器、ｌｏ８はレジスタ、１０９
は出力レジスタ、１１ｏは出力端子でＤＡ変換器などに
接続されている。
Ｌｎを格納しておくレジスタ、１０１はＡＤＰＣＭ符号
Ｌｎの値をアドレスとしてポインタ異動量Ｄｎを出力す
るポインタ移動メモリ、１ｏ２は加算器、１ｏ３はポイ
ンタレジスタ、１ｏ４はポインタレジスタの出力Ｐｎを
特定の範囲に限定してポインタリミッタ値Ｐｎ′を出力
するポインタリミッタ、１０５は（９） 量子化ステップ幅を格納するメモリ、１０６はシフトレ
ジスタ、１０７は加減算器、ｌｏ８はレジスタ、１０９
は出力レジスタ、１１ｏは出力端子でＤＡ変換器などに
接続されている。
第１の実施例では差分復調値ｑｎに対してシフタ１４に
よシ値を１ハにして実施したが、第２の実施例において
は差分復調値ｑｎを算出する前の量子化ステップサイズ
Δ。が量子化メモリ１０５に格納されている。したがっ
て、量子化メモリ１０５に１／Ｎされた量子化ステップ
サイズを格納していればシフタ１４がなくても本発明が
実施される。
よシ値を１ハにして実施したが、第２の実施例において
は差分復調値ｑｎを算出する前の量子化ステップサイズ
Δ。が量子化メモリ１０５に格納されている。したがっ
て、量子化メモリ１０５に１／Ｎされた量子化ステップ
サイズを格納していればシフタ１４がなくても本発明が
実施される。
また本文ではＡＤＰＣＭ方式の場合について論じたが、
本発明は差分符号化を行なう方式すなわち、ＤＰＣＭ
、ＡＤＭ方式についても有用である。
本発明は差分符号化を行なう方式すなわち、ＤＰＣＭ
、ＡＤＭ方式についても有用である。
（発明の効果）
本発明は、必要な基底帯域の信号のみを特性のかんまん
なローパスフィルタで抽出できかつ、回路構成も従来の
再生器とほとんどかわらない利点をもつため差分符号化
を行なっている音声合成器に利用することができる。
なローパスフィルタで抽出できかつ、回路構成も従来の
再生器とほとんどかわらない利点をもつため差分符号化
を行なっている音声合成器に利用することができる。
ｒｌｎ）
第１図は音声合成器の出力を可聴な信号に変換するため
の構成図、 第２図は本発明の第１の実施例における構成図、第３図
はＤＡ変換器に入力される合成音のＰＣＭ符号値と時間
の関係を示した図、 第４図（ａ）はＡＤＰＣＭ符号化のもととなった原音の
スペクトラム、第４図（ｂ）は従来の方式による合成音
のスペクトラム、第４図（Ｃ）は本発明による合成音の
スにクトラムを表わしだ図、 第５図は本発明筒２の実施例における構成図である。 １１・・・入力端子、１２・・・加算器、１３・・・乗
算器、１４・・・シフタ、１５・・・加算器、１６・・
・レジスタ、１７・・・テーブル、１８・・・乗算器、
１９・・・リミッタ、２０・・・し、シフタ、２工・・
・出力端子、１００・・・レジスタ、１０１・・・ポイ
ンタ移動メモリ、１０２・・・加算器、１０３・・・ポ
インタレシフタ、１０４・・・リミッタ、１０５・・・
量子化メモリ、１０６・・・シフトレジスタ、１０７・
・・加減算器、１０８・・・レジスタ、１０９・・・レ
ジスタ、１１ｏ・・・出力端子。 特許出願人 沖電気工業株式会社
の構成図、 第２図は本発明の第１の実施例における構成図、第３図
はＤＡ変換器に入力される合成音のＰＣＭ符号値と時間
の関係を示した図、 第４図（ａ）はＡＤＰＣＭ符号化のもととなった原音の
スペクトラム、第４図（ｂ）は従来の方式による合成音
のスペクトラム、第４図（Ｃ）は本発明による合成音の
スにクトラムを表わしだ図、 第５図は本発明筒２の実施例における構成図である。 １１・・・入力端子、１２・・・加算器、１３・・・乗
算器、１４・・・シフタ、１５・・・加算器、１６・・
・レジスタ、１７・・・テーブル、１８・・・乗算器、
１９・・・リミッタ、２０・・・し、シフタ、２工・・
・出力端子、１００・・・レジスタ、１０１・・・ポイ
ンタ移動メモリ、１０２・・・加算器、１０３・・・ポ
インタレシフタ、１０４・・・リミッタ、１０５・・・
量子化メモリ、１０６・・・シフトレジスタ、１０７・
・・加減算器、１０８・・・レジスタ、１０９・・・レ
ジスタ、１１ｏ・・・出力端子。 特許出願人 沖電気工業株式会社
Claims (4)
- （１）音声信号を第１の標本化周期で差分符号化し、得
られた符号を復号処理し逐次加算することによって第１
の標本化周期ごとの合成音を出力する音声合成方式にお
いて、前記復号処理によって得られた値をｌ／Ｎ （Ｎ
は２以上の自然数）シ、前記第１の標本化周期のＩＡの
第２標本化周期ごとにＮ回同−の逐次加算処理を行ない
第２の標本化周期ごとに合成音を出力する手段を有する
ことを特徴とする音声合成方式。 - （２）第１の標本化周期の１／／Ｎの値を量子化ステッ
プサイズとして格納する量子化メモリ（１０５）がもう
けられることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
音声合成方式。 - （３）前記Ｎの値が２のべき乗の値であることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の音声合成方式。 - （４）前記Ｎの値が４であることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の音声合成方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58176330A JPS6068392A (ja) | 1983-09-26 | 1983-09-26 | 音声合成方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58176330A JPS6068392A (ja) | 1983-09-26 | 1983-09-26 | 音声合成方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6068392A true JPS6068392A (ja) | 1985-04-18 |
Family
ID=16011700
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58176330A Pending JPS6068392A (ja) | 1983-09-26 | 1983-09-26 | 音声合成方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6068392A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5981918A (ja) * | 1982-11-02 | 1984-05-11 | Ricoh Elemex Corp | Ｄｐｃｍ符号化信号処理回路における復号化回路の信号補間方法 |
-
1983
- 1983-09-26 JP JP58176330A patent/JPS6068392A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5981918A (ja) * | 1982-11-02 | 1984-05-11 | Ricoh Elemex Corp | Ｄｐｃｍ符号化信号処理回路における復号化回路の信号補間方法 |
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