JPS6064274A - レ−ダ−装置 - Google Patents
レ−ダ−装置Info
- Publication number
- JPS6064274A JPS6064274A JP58172512A JP17251283A JPS6064274A JP S6064274 A JPS6064274 A JP S6064274A JP 58172512 A JP58172512 A JP 58172512A JP 17251283 A JP17251283 A JP 17251283A JP S6064274 A JPS6064274 A JP S6064274A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- synchronism
- afc
- signal
- sweep
- Prior art date
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- Pending
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/28—Details of pulse systems
- G01S7/285—Receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はレーダー装置に係り、自動周波数制御に特徴
を有するものである。
を有するものである。
第１図はレーダー装置において従来がら使用されている
周知の自動周波数制御（ＡＦＣ）系統図であシ、ｆ１）
は送信機、Ｃ２）はアンテナ、（３）は受信機。
周知の自動周波数制御（ＡＦＣ）系統図であシ、ｆ１）
は送信機、Ｃ２）はアンテナ、（３）は受信機。
（４）は送信機からの高周波高エネルギー電波の一部を
抽出するためのカップラ、（５）はＡＦＣミキサ及びア
ンプ、（６）はこれを介して得られるＡＦＣＩＦ倍信号
上記受信機（３）の受信ＩＰ倍信号一致させるように作
動する制御装置、（８）はド°ライバ（７）を介して制
御される電圧（又は電流）制御発振器、１９）は電圧制
御発振器ＶＣｏ （ｓｌのローカル信号を分割するため
のデバイダである。
抽出するためのカップラ、（５）はＡＦＣミキサ及びア
ンプ、（６）はこれを介して得られるＡＦＣＩＦ倍信号
上記受信機（３）の受信ＩＰ倍信号一致させるように作
動する制御装置、（８）はド°ライバ（７）を介して制
御される電圧（又は電流）制御発振器、１９）は電圧制
御発振器ＶＣｏ （ｓｌのローカル信号を分割するため
のデバイダである。
なお、Ｃ１〔はレーダー装置のシステム・トリガ信号、
αＤは送信機高周波高エネルギ電波、＠はカップラ（４
）を介して得られる送信サンプル信号、ａ３１ＵＡＦＣ
ＩＦ倍信号０４１はＶＣＯ（８１を制御するための制御
信号、（ＩＳｌｄドライバ（７）を介して得られるドラ
イブ信号（電圧又は電流）、（１［ｉｌはローカル信号
、αり及び０８１ｆ″ｉそれぞれ上記ＡＦＣミキサ及び
アンプ（５）と上記受信機（３）へ供給されるローカル
信号、 （１’Ｊけ上記アンテナｒ２）を介して得られ
る反射受信信号である。
αＤは送信機高周波高エネルギ電波、＠はカップラ（４
）を介して得られる送信サンプル信号、ａ３１ＵＡＦＣ
ＩＦ倍信号０４１はＶＣＯ（８１を制御するための制御
信号、（ＩＳｌｄドライバ（７）を介して得られるドラ
イブ信号（電圧又は電流）、（１［ｉｌはローカル信号
、αり及び０８１ｆ″ｉそれぞれ上記ＡＦＣミキサ及び
アンプ（５）と上記受信機（３）へ供給されるローカル
信号、 （１’Ｊけ上記アンテナｒ２）を介して得られ
る反射受信信号である。
従来のレーダー装置ＡＦＣは例えばマグネトロンやクラ
イストロンを非コヒーレントな自励発振型送信管として
使ったレーダー装置にとって必要不可欠な主要機能であ
り、いずれも第１図に示す構成をとることは周知のとお
りである。
イストロンを非コヒーレントな自励発振型送信管として
使ったレーダー装置にとって必要不可欠な主要機能であ
り、いずれも第１図に示す構成をとることは周知のとお
りである。
レーダー装置使用周波数帯域が比較的狭いが。
あるいはほぼ単一周波数に限定される場合、レーダーシ
ステムの周波数固有変動−すなわち、電源投入後のウオ
ームアツプ標動１周囲温度環境の変化等を予想し、この
範囲内で確実に周波数弁別器誤差出力が得られるようＡ
ＦＣ帯域幅を選定し、この結果忙より所要の受信機中間
周波数になるようローカル発振器−例えばクライストロ
ン発振管やガン発掘器等を制御することができる。
ステムの周波数固有変動−すなわち、電源投入後のウオ
ームアツプ標動１周囲温度環境の変化等を予想し、この
範囲内で確実に周波数弁別器誤差出力が得られるようＡ
ＦＣ帯域幅を選定し、この結果忙より所要の受信機中間
周波数になるようローカル発振器−例えばクライストロ
ン発振管やガン発掘器等を制御することができる。
しかるに、上記のように使用周波数帯域が狭いか、はぼ
単一周波数の場合、前記タライストロンあるいはガン発
掘器等の同調電圧の制御範囲は比較的小さく、かつ、直
線性についても単一周波数近傍にはｔ丁固定化されるだ
め、それ程問題にならず素子を含めた電子回路の設計は
比較的簡単でおるが、さらに、使用周波数帯域を拡大−
例えば前記周波数固有変動量が大きい場合、あるいは積
極的に広帯域化を望む場合に、所要の送信周波数あるい
は受信機中間周波数にまで追い込む方法−いわゆる周波
数スイープ方法を別途使用素子を含めてあらためて、電
子回路設計を行なわねばならないという欠点があった。
単一周波数の場合、前記タライストロンあるいはガン発
掘器等の同調電圧の制御範囲は比較的小さく、かつ、直
線性についても単一周波数近傍にはｔ丁固定化されるだ
め、それ程問題にならず素子を含めた電子回路の設計は
比較的簡単でおるが、さらに、使用周波数帯域を拡大−
例えば前記周波数固有変動量が大きい場合、あるいは積
極的に広帯域化を望む場合に、所要の送信周波数あるい
は受信機中間周波数にまで追い込む方法−いわゆる周波
数スイープ方法を別途使用素子を含めてあらためて、電
子回路設計を行なわねばならないという欠点があった。
この発明は、かかる欠点を改善する目的でなされたもの
で、広帯域化に伴い任意の所要周波数を迅速に捜索検知
するために、ディジタル方式スイープ同調回路（粗同調
回路）を採用し、その後所要周波数近傍に追い込んだ後
は、従来周知のアナログ方式同調回路（精同調回路）を
構成することによシ、いかなる任意周波数に対しても瞬
時のうちにＡＦＣがかかるレーダー装置を提案するもの
である。
で、広帯域化に伴い任意の所要周波数を迅速に捜索検知
するために、ディジタル方式スイープ同調回路（粗同調
回路）を採用し、その後所要周波数近傍に追い込んだ後
は、従来周知のアナログ方式同調回路（精同調回路）を
構成することによシ、いかなる任意周波数に対しても瞬
時のうちにＡＦＣがかかるレーダー装置を提案するもの
である。
第２図はとの発明の一実施例を示す機能系統図であり、
前記第１図における制御装置（６）の内部を示すもので
ある。
前記第１図における制御装置（６）の内部を示すもので
ある。
同様に、第３図は、上記制御装置（６）の出方で。
電圧制御発振器（８）を駆動するために必要なドライバ
回路（７）の一実施例を示しておｐ、 （７ａ）は増幅
器。
回路（７）の一実施例を示しておｐ、 （７ａ）は増幅
器。
（７ｂ）はＤμコンバータ、 （７ｃ）は加算器である
。
。
なお、この実施例を詳細説明するに当り必要な信号図を
第４図から第１０図に示しである。
第４図から第１０図に示しである。
（１）〜ａｇｌｔｔ上記第１図に示すものと全く同一の
ものである。（イ）はリミッタ、（２１１はバンドパス
フィルタ及ヒアンプ、（２）は周波数別弁器、Ｌ２３は
サンプルアンドホールド回路、（財）は積分器、（ハ）
はドライブ回路、（４）は積分器１２４１の出方を一方
向検出するための比較？５． ＠ｔｒｉ バンドパスフ
ィルタ及びエンベロープデテクタ回路、（至）はフィル
タ内用カを検出するだめの比較器、 凶、 ０１１．国
はフリップフロップ回路、備はイメージ・リジェクショ
ン・ロジック回路、（３３１は切替ロジック回路、０勺
はクロック周波数発生回路、（へ）は４ビツトカウンタ
、（至）はリミッタ（イ）及びバンドパスフィルタ及び
アンプＱυを通過したＡＦＣＩＦ信号９面は周波数弁別
器出力信号、（至）はディスクリド・トリがパルス信号
、器はエンベロープデテクタ出力信号、（４■けベリフ
ィケーション・トリガパルス信号、（４Ｄはカウンタ・
ストップ・コマンド信号、（４りはカウンタＵＰ／ＤＯ
ＷＮステータス・コマンド信号である。
ものである。（イ）はリミッタ、（２１１はバンドパス
フィルタ及ヒアンプ、（２）は周波数別弁器、Ｌ２３は
サンプルアンドホールド回路、（財）は積分器、（ハ）
はドライブ回路、（４）は積分器１２４１の出方を一方
向検出するための比較？５． ＠ｔｒｉ バンドパスフ
ィルタ及びエンベロープデテクタ回路、（至）はフィル
タ内用カを検出するだめの比較器、 凶、 ０１１．国
はフリップフロップ回路、備はイメージ・リジェクショ
ン・ロジック回路、（３３１は切替ロジック回路、０勺
はクロック周波数発生回路、（へ）は４ビツトカウンタ
、（至）はリミッタ（イ）及びバンドパスフィルタ及び
アンプＱυを通過したＡＦＣＩＦ信号９面は周波数弁別
器出力信号、（至）はディスクリド・トリがパルス信号
、器はエンベロープデテクタ出力信号、（４■けベリフ
ィケーション・トリガパルス信号、（４Ｄはカウンタ・
ストップ・コマンド信号、（４りはカウンタＵＰ／ＤＯ
ＷＮステータス・コマンド信号である。
以下に、この一実施例について、第４図から第１０図を
使って詳細に説明する。
使って詳細に説明する。
今、仮に、第２図において、ディスクリド・トリガパル
ス信号（至）及びベリフィケーション・トリガパルス信
号（４１が存在しない場合を考えると、クロック信号（
財）を基本周期として４ビットカウンタ（至）が作動し
、制御信号０４１がＤ／Ａコンバータを含むドライバ（
７）を介してＶＣＯ（８１へ第４図に示すドライブ信号
（スイープ電圧）ｕ９を供給する。電圧制御発振器ＶＣ
Ｏｆ８）は入力電圧に比例してローカル周波数を発振さ
せるものとすれば、上記スイープ電圧によシ、ローカル
周波数を掃引する。
ス信号（至）及びベリフィケーション・トリガパルス信
号（４１が存在しない場合を考えると、クロック信号（
財）を基本周期として４ビットカウンタ（至）が作動し
、制御信号０４１がＤ／Ａコンバータを含むドライバ（
７）を介してＶＣＯ（８１へ第４図に示すドライブ信号
（スイープ電圧）ｕ９を供給する。電圧制御発振器ＶＣ
Ｏｆ８）は入力電圧に比例してローカル周波数を発振さ
せるものとすれば、上記スイープ電圧によシ、ローカル
周波数を掃引する。
送信機（１）の送信周波数を今、一定とすれば、この結
果得られるＡＦＣＩＦ信号０３はリミッタ■及びバンド
パスフィルタ及びアンプｔ２１）を介して、第５図に示
す帯域内のＡＦＣＩＦ倍信号１）のみ抽出される。なお
ＩＪ ミッタ■は、以降の増幅器等が飽和しないよう振
幅を制限する役割を果たすものである。
果得られるＡＦＣＩＦ信号０３はリミッタ■及びバンド
パスフィルタ及びアンプｔ２１）を介して、第５図に示
す帯域内のＡＦＣＩＦ倍信号１）のみ抽出される。なお
ＩＪ ミッタ■は、以降の増幅器等が飽和しないよう振
幅を制限する役割を果たすものである。
第５図に示す信号は９周波数弁別器（２）及びフィルタ
及びエンベロープ・デテクタ回路翰の２つに分割され、
それぞれの出力は第６図に示す７周波数弁別器出力信号
（資）及び第７図に示すエンベロープ・デテクタ出力信
号（３鵠になる。
及びエンベロープ・デテクタ回路翰の２つに分割され、
それぞれの出力は第６図に示す７周波数弁別器出力信号
（資）及び第７図に示すエンベロープ・デテクタ出力信
号（３鵠になる。
上記信号のうち、信号（９）は、さらにサンプル・アン
ドホールド回路＠を介してパルス信号からストレッチ電
圧に変換、さらに積分器（財）を介して平滑され、完全
なる直流信号となる。
ドホールド回路＠を介してパルス信号からストレッチ電
圧に変換、さらに積分器（財）を介して平滑され、完全
なる直流信号となる。
これらの信号は、その後に続く比較器（４）及び（２）
により第８図及び第９図の如く、ディスクリド・トリが
パルス信号（至）及びベリフィケーション・トリガパル
ス信号ｔ、ａに変換され、この比較器出力パルス信号の
立ち上がり又は立ち下がシの方向性によシ後述するとお
ｐ、ＡＦＣＩＦ信号のイメージ側を除去するものである
。
により第８図及び第９図の如く、ディスクリド・トリが
パルス信号（至）及びベリフィケーション・トリガパル
ス信号ｔ、ａに変換され、この比較器出力パルス信号の
立ち上がり又は立ち下がシの方向性によシ後述するとお
ｐ、ＡＦＣＩＦ信号のイメージ側を除去するものである
。
一般にレーダー装置の受信機は、スーパーヘテロダイン
方式が採用されるため、今、送信周波数をＦＴ、ローカ
ル周波数をＦ’ｒ、ｏとすれば受信された結果の信号は
、上記周波数差すなわちｌ ＦＴ −ＦＬＯｌなる中間
周波数ｆＩＰを生み出す。従って、第４図に示すスイー
プ電圧を電圧制御発振器に印加すると、 ＦＬＯ＜ＦＴ
の場合及びＰＬＯ＞ ＦＴの場合の２カ所でｆｌＦが得
られることになる。
方式が採用されるため、今、送信周波数をＦＴ、ローカ
ル周波数をＦ’ｒ、ｏとすれば受信された結果の信号は
、上記周波数差すなわちｌ ＦＴ −ＦＬＯｌなる中間
周波数ｆＩＰを生み出す。従って、第４図に示すスイー
プ電圧を電圧制御発振器に印加すると、 ＦＬＯ＜ＦＴ
の場合及びＰＬＯ＞ ＦＴの場合の２カ所でｆｌＦが得
られることになる。
今、レーダー装置は後者の場合を本物とすれば。
前者はイメージ側となり後述のとお見 イメージ側での
ＡＦＣループ追尾を阻止せねばならない。
ＡＦＣループ追尾を阻止せねばならない。
次に、比較器（４））及び（２）の作動について説明す
る。
る。
比較器の入力があるリファレンスを越えた時、そノ出力
しベルｔｆ化（例、ｔば０レベル→ｌレベル又はその逆
）するので、送信し、ローカル信号が低い周波数から高
い周波数の方向にスイープしている場合、第６図及び第
７図に示すリファレンス・レベルを越えた時に第８図及
び第９図に示すディスクリド・トリがパルス信号（至）
及びベリフィケーション・１へリガパルス信号ｆ４Ｉが
得られる。
しベルｔｆ化（例、ｔば０レベル→ｌレベル又はその逆
）するので、送信し、ローカル信号が低い周波数から高
い周波数の方向にスイープしている場合、第６図及び第
７図に示すリファレンス・レベルを越えた時に第８図及
び第９図に示すディスクリド・トリがパルス信号（至）
及びベリフィケーション・１へリガパルス信号ｆ４Ｉが
得られる。
今までに述べたスイープ電圧、送信周波数、ローカル周
波数、 ＡＦＣＩＦ周波数９周波数弁別器出力。
波数、 ＡＦＣＩＦ周波数９周波数弁別器出力。
エンベロープ・ディテクタ出力及び比較器出力のそれぞ
れの関係をまとめて第１０図に示す。
れの関係をまとめて第１０図に示す。
このようにして、スイープ毎あるいは、ＡＦＣＩＦ周波
数の本物とイメージ毎に交互に得られる比較器出力のレ
ベル（１又はθレベル）と方向性（ＵＰＩＪ向又はＤＯ
ＷＮ方向）、マたカウンタ・ストップコマンド信号＋４
１１． カウンタＵＰ／ＤＯＷＮステータス信号（４２
１等に着目し、第２図に示すロジック回路を作動させる
ことにより、イメージ側の除去、スイープの開始、停止
、またスイープ停止時には、 ＡＦＣフィードバック・
ループの形成を行うことが可能である。
数の本物とイメージ毎に交互に得られる比較器出力のレ
ベル（１又はθレベル）と方向性（ＵＰＩＪ向又はＤＯ
ＷＮ方向）、マたカウンタ・ストップコマンド信号＋４
１１． カウンタＵＰ／ＤＯＷＮステータス信号（４２
１等に着目し、第２図に示すロジック回路を作動させる
ことにより、イメージ側の除去、スイープの開始、停止
、またスイープ停止時には、 ＡＦＣフィードバック・
ループの形成を行うことが可能である。
なお、第１図における制御信号（＋４１は、第２図に示
すアナログ誤差出力（１４ａ）とデジタル・スイープ出
力（１４ｂ）から成！Ｊ、ＡＦＣフィード・パックルー
プが閉じていない場合、スイープ出力のみであり。
すアナログ誤差出力（１４ａ）とデジタル・スイープ出
力（１４ｂ）から成！Ｊ、ＡＦＣフィード・パックルー
プが閉じていない場合、スイープ出力のみであり。
ＡＦＣフィード・バック・ループが閉じている場合。
前記スイープ出力にアナログ誤差出力を加算した結果で
電圧制御発振器（８）を制御することができる。
電圧制御発振器（８）を制御することができる。
ところで、上記説明は送信波がパルス列の例で述べたが
持続波（ＣＷ）にも応用できるものである。
持続波（ＣＷ）にも応用できるものである。
なお、上記説明では、電圧制御発振器（８）の制御用ス
イープ電圧を単一三角波（第４図参照）としたが１周波
数帯域を必要に応じ狭め、掃引の繰り返しを密にすれば
応答性をより速めることができる。（第１１図参照） 〔発明の効果〕 この発明は以上説明したとおり、アナログ方式とディジ
タル方式を併合させて、レーダー装置の受信周波数を自
動的に最適制御するもので特に広帯域化を伴う装置にお
いて一般に使われてきたアナログ単一方式に比べ精度向
上９速応性、１ｉｉ１環境性にすぐれており１回路素子
の標準化を図ることにより、この種の装置の標準方式と
して使うことができる。
イープ電圧を単一三角波（第４図参照）としたが１周波
数帯域を必要に応じ狭め、掃引の繰り返しを密にすれば
応答性をより速めることができる。（第１１図参照） 〔発明の効果〕 この発明は以上説明したとおり、アナログ方式とディジ
タル方式を併合させて、レーダー装置の受信周波数を自
動的に最適制御するもので特に広帯域化を伴う装置にお
いて一般に使われてきたアナログ単一方式に比べ精度向
上９速応性、１ｉｉ１環境性にすぐれており１回路素子
の標準化を図ることにより、この種の装置の標準方式と
して使うことができる。
第１図は、従来周知の自動周波数制御（ＡＦＣ）系統図
、第２図はこの発明の特徴をなす制御装置の一実施例を
示す系統図、第３図は同様にドライバの系統図、第４図
から第１０図は、この発明の一実施例の中で説明する回
路特性図、第１１図は、この発明の他の実施例を示す電
圧スイープ特性図である。 図において、（１）は送信機、（２）はアンテナ、（３
）は受信機、（４）はカップラ、（５）はＡＦＣミキサ
及びアンプ、（６）は制御装置、（７）はドライバ、（
８）は電圧（又は電流）制御発掘器、１９）はデバイダ
、ｃＡはリミッタ、ｃ！υはバンドパスフィルタ及びア
ンプ、Ｃ２）は周波数弁別器、暖はサンプルアンドホー
ルド回路。 例は積分器、（イ）はドライブ回路、（イ））は比較器
、＠はバンドパスフィルタ及びエンベロープ・デテクタ
回路、（至）は比較５． ＠、 （３］）、 （３ａは
フリップフロップ回路、（７）はイメージ・リジェクシ
ョンロジック回路、（３３は切替ロジック回路、（至）
はクロック周波数発生回路、０！９は４ビット・カウン
タである。 なお９図中同一符号は同一または相当部分を示すものと
する。 代理人大岩増雄 第 １ 図 ｍ２ 図 第３ 図
、第２図はこの発明の特徴をなす制御装置の一実施例を
示す系統図、第３図は同様にドライバの系統図、第４図
から第１０図は、この発明の一実施例の中で説明する回
路特性図、第１１図は、この発明の他の実施例を示す電
圧スイープ特性図である。 図において、（１）は送信機、（２）はアンテナ、（３
）は受信機、（４）はカップラ、（５）はＡＦＣミキサ
及びアンプ、（６）は制御装置、（７）はドライバ、（
８）は電圧（又は電流）制御発掘器、１９）はデバイダ
、ｃＡはリミッタ、ｃ！υはバンドパスフィルタ及びア
ンプ、Ｃ２）は周波数弁別器、暖はサンプルアンドホー
ルド回路。 例は積分器、（イ）はドライブ回路、（イ））は比較器
、＠はバンドパスフィルタ及びエンベロープ・デテクタ
回路、（至）は比較５． ＠、 （３］）、 （３ａは
フリップフロップ回路、（７）はイメージ・リジェクシ
ョンロジック回路、（３３は切替ロジック回路、（至）
はクロック周波数発生回路、０！９は４ビット・カウン
タである。 なお９図中同一符号は同一または相当部分を示すものと
する。 代理人大岩増雄 第 １ 図 ｍ２ 図 第３ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 空中にアンテナを介してレーダー電波を発射するための
送信機と９反射信号を受信するための受信機と、前記送
信機周波数に対し、前記受信機周波数を所要の受信中間
周波数に変換させるためのローカルオシレータと、ロー
カルオシレータ周波数を制御する制御装置とを備え、送
信周波数、並びに受信周波数を可変できるレーダー装置
において広範囲の周波数帯域を全域あるいは分割して迅
速に捜索するためのディジタル方式スイープ回路と、所
要受信周波数帯域に引き込んだ後には、前記制御装置の
中の周波数弁別器誤差出力により。 正確に所要受信中間周波数に合致させるだめのアナログ
方式フィード・バック回路とを互いに相補させたことを
特徴とするレーダー装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58172512A JPS6064274A (ja) | 1983-09-19 | 1983-09-19 | レ−ダ−装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58172512A JPS6064274A (ja) | 1983-09-19 | 1983-09-19 | レ−ダ−装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6064274A true JPS6064274A (ja) | 1985-04-12 |
Family
ID=15943328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58172512A Pending JPS6064274A (ja) | 1983-09-19 | 1983-09-19 | レ−ダ−装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6064274A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61144584A (ja) * | 1984-12-18 | 1986-07-02 | Fujitsu Ltd | レーダ装置 |
| JPS6378081A (ja) * | 1986-09-20 | 1988-04-08 | Tokyo Keiki Co Ltd | レ−ダ用受信機 |
| JPH0536384U (ja) * | 1992-05-21 | 1993-05-18 | 株式会社トキメツク | レーダ用受信機 |
-
1983
- 1983-09-19 JP JP58172512A patent/JPS6064274A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61144584A (ja) * | 1984-12-18 | 1986-07-02 | Fujitsu Ltd | レーダ装置 |
| JPH0344675B2 (ja) * | 1984-12-18 | 1991-07-08 | Fujitsu Ltd | |
| JPS6378081A (ja) * | 1986-09-20 | 1988-04-08 | Tokyo Keiki Co Ltd | レ−ダ用受信機 |
| JPH0536384U (ja) * | 1992-05-21 | 1993-05-18 | 株式会社トキメツク | レーダ用受信機 |
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