JPH0344675B2 - - Google Patents
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- JPH0344675B2 JPH0344675B2 JP59267858A JP26785884A JPH0344675B2 JP H0344675 B2 JPH0344675 B2 JP H0344675B2 JP 59267858 A JP59267858 A JP 59267858A JP 26785884 A JP26785884 A JP 26785884A JP H0344675 B2 JPH0344675 B2 JP H0344675B2
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はヘテロダイン方式の受信系をそなえた
レーダ装置に係り、特に受信機における局部発振
周波数の自動追尾方式の改良に関するものであ
る。
レーダ装置に係り、特に受信機における局部発振
周波数の自動追尾方式の改良に関するものであ
る。
レーダ装置は周知のように超高周波（例えば
10GHz）の電波をパルス状に発射してその反射波
がエコーとして帰つて来るまでの時間ならびに反
射方向などの情報から探知対象物までの距離や位
置を知る装置である。一方この発射電波の周波数
をfT1，fT2，fT3……と複数の値とし、この周波数
をランダムに切り換えて探索を行うレーダも周知
である。
10GHz）の電波をパルス状に発射してその反射波
がエコーとして帰つて来るまでの時間ならびに反
射方向などの情報から探知対象物までの距離や位
置を知る装置である。一方この発射電波の周波数
をfT1，fT2，fT3……と複数の値とし、この周波数
をランダムに切り換えて探索を行うレーダも周知
である。
一例として、セクタースキヤンと呼ばれる方式
のものについて説明するならば、このレーダの動
作は次のようになる。今第３図に示したように地
点P0に設置されたアンテナからの電波発射ビー
ム１０１を矢印イのように方向掃査させ、その１
走査（片走査）に要する期間を例えば約１秒間と
する。そしてこの期間中における一発分のパルス
状の電波の発射時間を0.1μsecとし、引き続く
100μsecの間は受信に備えるということを例えば
１万回繰り返しながらビーム１０１を矢印イ方向
に振る。この一回のアンテナ掃引期間中は発射電
波の送信周波数FTを例えば第１の値fT1にしてお
く。そして次には上と同じデユーテイ・レシオの
送信（発射）・受信のタイミングでビーム１０１
を矢印ロ方向に逆掃引し、その期間中の発射電波
の周波数は第２の値fT2に変える。そしてさらに
ビーム１０１を再び矢印イ方向へ振る際には上記
周波数を第３の値fT3に変化させる。以下同様に、
ビームの片掃査のたびにごとに周波数を次々と変
えて行けば、検出物体が存在する地点PSより矢印
ハのように反射されて返つて来るエコーパルスに
数は例えば数10発程度となるが、地点PSから見れ
ばレーダ周波数の持続時間が短いために、地点PS
において上記周波数fTを測定して妨害波を送出す
ることが困難となる。
のものについて説明するならば、このレーダの動
作は次のようになる。今第３図に示したように地
点P0に設置されたアンテナからの電波発射ビー
ム１０１を矢印イのように方向掃査させ、その１
走査（片走査）に要する期間を例えば約１秒間と
する。そしてこの期間中における一発分のパルス
状の電波の発射時間を0.1μsecとし、引き続く
100μsecの間は受信に備えるということを例えば
１万回繰り返しながらビーム１０１を矢印イ方向
に振る。この一回のアンテナ掃引期間中は発射電
波の送信周波数FTを例えば第１の値fT1にしてお
く。そして次には上と同じデユーテイ・レシオの
送信（発射）・受信のタイミングでビーム１０１
を矢印ロ方向に逆掃引し、その期間中の発射電波
の周波数は第２の値fT2に変える。そしてさらに
ビーム１０１を再び矢印イ方向へ振る際には上記
周波数を第３の値fT3に変化させる。以下同様に、
ビームの片掃査のたびにごとに周波数を次々と変
えて行けば、検出物体が存在する地点PSより矢印
ハのように反射されて返つて来るエコーパルスに
数は例えば数10発程度となるが、地点PSから見れ
ばレーダ周波数の持続時間が短いために、地点PS
において上記周波数fTを測定して妨害波を送出す
ることが困難となる。
ところが上記のようなレーダでは送信系でこう
した周波数切り換え（ホツピング）を行なつた場
合、同じレーダの受信系では当然反射波を受信す
るためにそのたびごとに局部発振周波数をも一緒
に切換追尾させる必要が生じる。
した周波数切り換え（ホツピング）を行なつた場
合、同じレーダの受信系では当然反射波を受信す
るためにそのたびごとに局部発振周波数をも一緒
に切換追尾させる必要が生じる。
こうした機能を有するレーダ装置の受信系にお
いて、送信系から時々刻々に変化して送出される
周波数fTを自動追尾して受信する方式として、従
来は第４図のような回路構成が使用されて来た。
すなわち周波数切換回路２３によつて片掃引ごと
に周波数をホツプさせる送信系発振器１１で発生
させられたパルス状の送信電力は電力増幅系１２
により、点P1における値が例えば10KW程度に達
するまで電力増幅される。サーキユレータ１３は
この電力を、矢印ツ方向に回転する指向性アンテ
ナ２４に給電し、該アンテナ２４はこの電力を射
出する。しかして対象物よりの反射波（エコー）
は同じアンテナ２４だ受けられ、同じサーキユレ
ータ１３によつて受信系２４に供給される。この
場合サーキユレータ１３のアイソレーシヨンは
30dB程度の高い値を有するが、点P1での電力が
大であるために、どうしてもP2には10数Ｖの電
圧が現われ、デリケートは広帯域前段増幅器１５
を破損するおそれがあり、これを避けるためにそ
の前にリミツタ１４が挿入されている。ところで
上記のように受信系２４中の局部発振器１８は、
送信系でfT1，fT2，fT3……と変化させる周波数を
追尾対応するために受信系においても局部発振周
波数fLをfL1，fL2，fL3……と切り換えて自動追尾
しなければならない。そのために該局部発振器１
８に周波数切換回路２３よりのホツピング信号で
周波数設定された局部発振信号の出力の一部はミ
キサ１９に導入され、送信系発振器１１からの出
力の一部と減算される。その結果点P3での周波
数は送信系内の発振器１１からの周波数と局部発
振器１８からの周波数との差となるが、この点
P3での信号は増幅器２０で増幅された後にデイ
スクリミネータ２１で周波数から電圧に変換され
る。そして点P4にはいわゆる誤差電圧△Ｖとし
ての直流電圧が生じるが、この誤差電圧△Ｖは
VCO（電圧可変型発振器）である局部発振器１８
の周波数をすみやかに変化させ、△Ｖを零となる
ように働かせて所定の中間周波数が得られるよう
に局部発振周波数fL器を送信周波数fTに追尾させ
る。
いて、送信系から時々刻々に変化して送出される
周波数fTを自動追尾して受信する方式として、従
来は第４図のような回路構成が使用されて来た。
すなわち周波数切換回路２３によつて片掃引ごと
に周波数をホツプさせる送信系発振器１１で発生
させられたパルス状の送信電力は電力増幅系１２
により、点P1における値が例えば10KW程度に達
するまで電力増幅される。サーキユレータ１３は
この電力を、矢印ツ方向に回転する指向性アンテ
ナ２４に給電し、該アンテナ２４はこの電力を射
出する。しかして対象物よりの反射波（エコー）
は同じアンテナ２４だ受けられ、同じサーキユレ
ータ１３によつて受信系２４に供給される。この
場合サーキユレータ１３のアイソレーシヨンは
30dB程度の高い値を有するが、点P1での電力が
大であるために、どうしてもP2には10数Ｖの電
圧が現われ、デリケートは広帯域前段増幅器１５
を破損するおそれがあり、これを避けるためにそ
の前にリミツタ１４が挿入されている。ところで
上記のように受信系２４中の局部発振器１８は、
送信系でfT1，fT2，fT3……と変化させる周波数を
追尾対応するために受信系においても局部発振周
波数fLをfL1，fL2，fL3……と切り換えて自動追尾
しなければならない。そのために該局部発振器１
８に周波数切換回路２３よりのホツピング信号で
周波数設定された局部発振信号の出力の一部はミ
キサ１９に導入され、送信系発振器１１からの出
力の一部と減算される。その結果点P3での周波
数は送信系内の発振器１１からの周波数と局部発
振器１８からの周波数との差となるが、この点
P3での信号は増幅器２０で増幅された後にデイ
スクリミネータ２１で周波数から電圧に変換され
る。そして点P4にはいわゆる誤差電圧△Ｖとし
ての直流電圧が生じるが、この誤差電圧△Ｖは
VCO（電圧可変型発振器）である局部発振器１８
の周波数をすみやかに変化させ、△Ｖを零となる
ように働かせて所定の中間周波数が得られるよう
に局部発振周波数fL器を送信周波数fTに追尾させ
る。
こうした局部発振周波数fLの自動追尾方式では
同図中において矢印ネをもつて示したような帰還
ループが構成されることになるが、この帰還ルー
プネは送信系と受信系の両方にまたがつている。
すなわち、この構成では送信系と受信系とはそれ
ぞれ完全な独立体として分離されておらず、その
結果、レーダ製造工程上において、送信系は送信
系だけで、また受信系は受信系だけで独立して製
造ラインに流すわけにゆかない。また最終工程段
階での調整もやつかいなものとなり、加えるに使
用者側での保守点検再調整においても相当な熟練
を要するという欠点があつた。
同図中において矢印ネをもつて示したような帰還
ループが構成されることになるが、この帰還ルー
プネは送信系と受信系の両方にまたがつている。
すなわち、この構成では送信系と受信系とはそれ
ぞれ完全な独立体として分離されておらず、その
結果、レーダ製造工程上において、送信系は送信
系だけで、また受信系は受信系だけで独立して製
造ラインに流すわけにゆかない。また最終工程段
階での調整もやつかいなものとなり、加えるに使
用者側での保守点検再調整においても相当な熟練
を要するという欠点があつた。
本発明は、上記欠点に鑑みてなされたもので、
その目的は送信系と連係する帰還ループを無くし
た受信系（局部発振系）の構成となし、レーダ製
作工程に関しても送信系、受信系のそれぞれを独
立した流れ作業とする。そしてこうした場合でも
何ら支障なくレーダの最終的アツセンブリを容易
に実施しうるものとなし、また保守点検を容易な
ものにせんとするところにある。
その目的は送信系と連係する帰還ループを無くし
た受信系（局部発振系）の構成となし、レーダ製
作工程に関しても送信系、受信系のそれぞれを独
立した流れ作業とする。そしてこうした場合でも
何ら支障なくレーダの最終的アツセンブリを容易
に実施しうるものとなし、また保守点検を容易な
ものにせんとするところにある。
そしてその手段は第１図に示すように、送受共
用のアンテナ２４に共通接続された送信機と受信
機を有し、前記送信機が周波数の変化するパルス
状高周波電力を発射し、かつ前記受信機が当該パ
ルス状高周波電力のエコー波をヘテロダイン方式
で受信するレーダ装置において、 前記受信機はイメージ除去ミクサ３１とそれに
対して局部発振周波数を与える電圧制御型の局部
発振器５０２とで構成された混合回路を具え、 該発振器に対して前記受信機のイメージ除去ミ
クサを制御ループに含むAFCループタを設け、 さらに前記局部発振器からの局部発振周波数を
掃引するための掃引信号電圧を与える掃引信号発
生回路３００と、前記受信機のイメージ除去ミク
サ３１からの中間周波信号の周波数が所定の帯域
内に納まつた時点を検知する検知手段４００とか
らなる掃引制御ループを付設し、 かつ前記検知手段からの検知出力により前記掃
引制御ループの動作を止め、掃引信号電圧を保持
し、AFCループによる制御動作を有効ならしめ
るように構成して受信機用局部発振周波数の自動
追尾回路を送信機と独立の構成にしてなるもので
ある。
用のアンテナ２４に共通接続された送信機と受信
機を有し、前記送信機が周波数の変化するパルス
状高周波電力を発射し、かつ前記受信機が当該パ
ルス状高周波電力のエコー波をヘテロダイン方式
で受信するレーダ装置において、 前記受信機はイメージ除去ミクサ３１とそれに
対して局部発振周波数を与える電圧制御型の局部
発振器５０２とで構成された混合回路を具え、 該発振器に対して前記受信機のイメージ除去ミ
クサを制御ループに含むAFCループタを設け、 さらに前記局部発振器からの局部発振周波数を
掃引するための掃引信号電圧を与える掃引信号発
生回路３００と、前記受信機のイメージ除去ミク
サ３１からの中間周波信号の周波数が所定の帯域
内に納まつた時点を検知する検知手段４００とか
らなる掃引制御ループを付設し、 かつ前記検知手段からの検知出力により前記掃
引制御ループの動作を止め、掃引信号電圧を保持
し、AFCループによる制御動作を有効ならしめ
るように構成して受信機用局部発振周波数の自動
追尾回路を送信機と独立の構成にしてなるもので
ある。
これによればレーダの送信系、受信系を構成す
る例えば複数からなる回路ブロツクプリント基板
などの互換性を高めることができるばかりでなく
使用者が行なう保守点検あるいは再調整を容易な
らしめることになり、その上に回路ブロツクの互
換性を高めることができる。
る例えば複数からなる回路ブロツクプリント基板
などの互換性を高めることができるばかりでなく
使用者が行なう保守点検あるいは再調整を容易な
らしめることになり、その上に回路ブロツクの互
換性を高めることができる。
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に
説明する。
説明する。
第１図は本発明に係るレーダの受信系の特に局
部発振器周辺の要部ブロツクダイヤグラムであ
る。
部発振器周辺の要部ブロツクダイヤグラムであ
る。
この受信系ではヘテロダイン方式が採用されて
いるが、中間周波増幅系２４の中心周波数fCは、
一例として60MHzの値であるとする。送信周波数
fTは即ち受信系への入力信号周波数であるが、局
部発振器５０２はVCO（電圧制御型発振器）であ
つて、後述するようにその局部発振周波数fLを連
続して時間ｔの経過に従つて変化掃引するもので
ある。
いるが、中間周波増幅系２４の中心周波数fCは、
一例として60MHzの値であるとする。送信周波数
fTは即ち受信系への入力信号周波数であるが、局
部発振器５０２はVCO（電圧制御型発振器）であ
つて、後述するようにその局部発振周波数fLを連
続して時間ｔの経過に従つて変化掃引するもので
ある。
今、話を簡単にするために送信系は例えば±
100MHzの周波数ホツピング範囲内のどれかの１
周波数で１万回のパルスを送出しているとする。
この前提に立つ限り、送信周波数fT、したがつて
受信信号の周波数は１波に固定されているのと同
じ状態として論議を進めることができる。
100MHzの周波数ホツピング範囲内のどれかの１
周波数で１万回のパルスを送出しているとする。
この前提に立つ限り、送信周波数fT、したがつて
受信信号の周波数は１波に固定されているのと同
じ状態として論議を進めることができる。
今、図示しない送信系から例えば１万発連続し
た超高周波、例えば10GHz±100MHzのうちの１
周波数fT1のパルス状電力（例えば10KW）が送出
されたとすると、そのほとんどは図示しないサー
キユレータを介してアンテナから放射される。し
かし、サーキユレータが有するアイソレーシヨン
特性は30dB程度であるために受信系の入力端子
１０２は20V程度の漏洩信号が生じる。（本発明
はこの漏洩信号を積極的に利用するものである）
したがつてこのパルス状の漏洩信号をリミツタ３
０ａによつてまず1V程度にまで低下させた後に
中心周波数fCが例えば10GHzで帯域BWが±100M
Hzに広帯域高周波増幅器３０に入力し、次いでこ
の信号をミクサ３１によつて局部発振電圧と混合
し中間周波信号を作り出すようになつている。と
ころがヘテロダイン方式は本来の受信対象として
の周波数とイメージ周波数の両者をほぼ同じレベ
ルの中間周波信号としてしまう性質がある。この
ために上記受信系ではミクサ３１として市販のイ
メージ除去ミクサ（略してIRM）が導入されて
いる。したがつて、イメージ信号による中間周波
信号のレベルは対象周波数による中間周波信号の
レベルよりも約20dB程度低められ、対象周波数
の中間周波信号と同様に経路ホを介して伝達され
点P201に現われる。
た超高周波、例えば10GHz±100MHzのうちの１
周波数fT1のパルス状電力（例えば10KW）が送出
されたとすると、そのほとんどは図示しないサー
キユレータを介してアンテナから放射される。し
かし、サーキユレータが有するアイソレーシヨン
特性は30dB程度であるために受信系の入力端子
１０２は20V程度の漏洩信号が生じる。（本発明
はこの漏洩信号を積極的に利用するものである）
したがつてこのパルス状の漏洩信号をリミツタ３
０ａによつてまず1V程度にまで低下させた後に
中心周波数fCが例えば10GHzで帯域BWが±100M
Hzに広帯域高周波増幅器３０に入力し、次いでこ
の信号をミクサ３１によつて局部発振電圧と混合
し中間周波信号を作り出すようになつている。と
ころがヘテロダイン方式は本来の受信対象として
の周波数とイメージ周波数の両者をほぼ同じレベ
ルの中間周波信号としてしまう性質がある。この
ために上記受信系ではミクサ３１として市販のイ
メージ除去ミクサ（略してIRM）が導入されて
いる。したがつて、イメージ信号による中間周波
信号のレベルは対象周波数による中間周波信号の
レベルよりも約20dB程度低められ、対象周波数
の中間周波信号と同様に経路ホを介して伝達され
点P201に現われる。
一方、掃引信号発生手段３００中には、アツプ
ダウンカウンタ３０１が存在し、これに端子３０
５からクロツクパルスCKが印加されているので、
端子３０６の電圧がロウレベル（Ｌ）である限り
時間ｔの経過と共にアツプカウントおよびダウン
カウントを順次繰り返している。そしてその出力
はDA変換器３０２に加えられているので端子３
０３の出力は細かい階段状の大きな三角波とな
る。上記Ｄ／Ａ変換器３０１を例えば６ビツト
（64段階）であるとすると周辺回路の応答性その
他の要因に起因して、経路ヘを介して伝わる波形
は事実上３０４として示したようなほぼ完全な三
角波掃引信号となり、加算器５０１のｂ端子に入
力される。加算器５０１のａ端子入力がロウレベ
ル（Ｌ）であれば、上記三角波はVCOである局
部発振器５０２を制御し、その局部発振周波数fL
を三角波に10060±100MHzの範囲で周波数掃引さ
せる。これは受信系としては中間周波増幅系〜検
知手段〜掃引信号発生手段〜局部発信器〜ミクサ
で形成される掃引制御ループを形成し、入力信号
周波数が所定の値となるタイミングをつかもうと
サーチしていることを意味する。ちなみに、上記
三角波の繰り返し周期は、例えば10msec程度の
相当早い値に設定されている。
ダウンカウンタ３０１が存在し、これに端子３０
５からクロツクパルスCKが印加されているので、
端子３０６の電圧がロウレベル（Ｌ）である限り
時間ｔの経過と共にアツプカウントおよびダウン
カウントを順次繰り返している。そしてその出力
はDA変換器３０２に加えられているので端子３
０３の出力は細かい階段状の大きな三角波とな
る。上記Ｄ／Ａ変換器３０１を例えば６ビツト
（64段階）であるとすると周辺回路の応答性その
他の要因に起因して、経路ヘを介して伝わる波形
は事実上３０４として示したようなほぼ完全な三
角波掃引信号となり、加算器５０１のｂ端子に入
力される。加算器５０１のａ端子入力がロウレベ
ル（Ｌ）であれば、上記三角波はVCOである局
部発振器５０２を制御し、その局部発振周波数fL
を三角波に10060±100MHzの範囲で周波数掃引さ
せる。これは受信系としては中間周波増幅系〜検
知手段〜掃引信号発生手段〜局部発信器〜ミクサ
で形成される掃引制御ループを形成し、入力信号
周波数が所定の値となるタイミングをつかもうと
サーチしていることを意味する。ちなみに、上記
三角波の繰り返し周期は、例えば10msec程度の
相当早い値に設定されている。
このために点P201には電圧V0としてイメージ
による中間周波電圧〔Vimがある時刻において
現われるが、本来の受信対象であるパルス状の中
間周波（第２図ｂ参照）信号Ｐ１１，Ｐ１１２，
Ｐ１３……はまた別の時刻において、やはり点
P201に現われるということになる。すなわち、イ
メージによる成分と本来の受信対象成分（共にパ
ルス）が同時に点P201に生じることはなく、これ
は局部発振周波数fLが掃引されていることを思い
起せば容易に理解できる。ちなみに受信された反
射波（エコー）も当該受信系に入力されて中間周
波成分となるがそのレベルは前記イメージによる
成分よりもはるかに低いものである。そしてこの
成分（エコーによる中間周波成分）は帯域幅が±
3MHzに設定された狭帯域中間周波増幅器３３で
増幅され、図示しない受信系の後段へ矢印ワで示
したように送られるものであつて検知手段４００
中での動作には無関係であるのでここでは説明の
対象外とする。
による中間周波電圧〔Vimがある時刻において
現われるが、本来の受信対象であるパルス状の中
間周波（第２図ｂ参照）信号Ｐ１１，Ｐ１１２，
Ｐ１３……はまた別の時刻において、やはり点
P201に現われるということになる。すなわち、イ
メージによる成分と本来の受信対象成分（共にパ
ルス）が同時に点P201に生じることはなく、これ
は局部発振周波数fLが掃引されていることを思い
起せば容易に理解できる。ちなみに受信された反
射波（エコー）も当該受信系に入力されて中間周
波成分となるがそのレベルは前記イメージによる
成分よりもはるかに低いものである。そしてこの
成分（エコーによる中間周波成分）は帯域幅が±
3MHzに設定された狭帯域中間周波増幅器３３で
増幅され、図示しない受信系の後段へ矢印ワで示
したように送られるものであつて検知手段４００
中での動作には無関係であるのでここでは説明の
対象外とする。
局部発振周波数fLは第２図ａ中において示した
ように時間ｔの経過に従つて時刻t1から矢印リで
示したように掃引変化して行く。この場合の差分
を第２図ａ中では時間の関数fL（Ｔ）として示し
てあるが、その途中の時刻t1′においてはfLiとして
示した周波数のイメージ波を受信する。ただし第
２図ｂにおいてPimとして示したこのイメージ信
号の中間周波信号は前記したようにイメージ除去
ミクサの働らきによつて本来の受信信号による第
２図ｂ中に図示したようなパルス状の中間周波信
号Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３……のレベルよりも充
分低められている。このイメージでない方の本来
の受信信号成分（周波数はfT1）に基づく差信号
の周波数は、上記の局部発振周波数fLの掃引によ
つて中間周波の中心周波数60MHzに近づいて行
き、やがてデイスクリミネータ６００の帯域内に
入り、点P301において△Ｖなる誤差電圧を生じ
る。しかしこの時点では検知手段４００中のアン
ドゲート４０５がまだ開いておらず、従つてサン
プルホールド６０１が働くに至つていない。この
ゆえに第１図中のタとして示した帰還ループはつ
ながつておらず断ち切られた状態にある。
ように時間ｔの経過に従つて時刻t1から矢印リで
示したように掃引変化して行く。この場合の差分
を第２図ａ中では時間の関数fL（Ｔ）として示し
てあるが、その途中の時刻t1′においてはfLiとして
示した周波数のイメージ波を受信する。ただし第
２図ｂにおいてPimとして示したこのイメージ信
号の中間周波信号は前記したようにイメージ除去
ミクサの働らきによつて本来の受信信号による第
２図ｂ中に図示したようなパルス状の中間周波信
号Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３……のレベルよりも充
分低められている。このイメージでない方の本来
の受信信号成分（周波数はfT1）に基づく差信号
の周波数は、上記の局部発振周波数fLの掃引によ
つて中間周波の中心周波数60MHzに近づいて行
き、やがてデイスクリミネータ６００の帯域内に
入り、点P301において△Ｖなる誤差電圧を生じ
る。しかしこの時点では検知手段４００中のアン
ドゲート４０５がまだ開いておらず、従つてサン
プルホールド６０１が働くに至つていない。この
ゆえに第１図中のタとして示した帰還ループはつ
ながつておらず断ち切られた状態にある。
しかし局部発振周波数fLの掃引が更に続けられ
そのためにパルス状中間周波信号の周波数が、帯
域幅BW＝5MHzであるバンドパスフイルタ４０
１の帯域内に入ればその出力はただちに検波器４
０２によつて整流される。出力電圧VDはこの本
来の中間周波パルス電圧の整流出力Ｐ１１，Ｐ１
２，Ｐ１３……と先述のイメージによる中間周波
パルスPimの整流分（電圧値はVim）との両者で
あるが、比較器４０３には上記Pimより高い値の
参照電圧VRが加えられている。このために該比
較器４０３はイメージ中間周波成分の整流出力を
除去し、VRよりレベルの高い本来の対象信号に
よる中間周波信号Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３……
（周波数がfT1なる送信系からの漏洩に基づいたも
の）の整流成分のみを第２図のt2なる時刻より通
過させ始める。こうなるとまず第１のパルスＰ１
１の整流成分はレトリガリングマルチバイブレー
タ４０４の出力E0（端子３０６の電圧）をハイレ
ベル（Ｈ）となす。この信号E0は端子３０６を
経て周波数掃引手段３００中のアツプダウンカウ
ンタ３０１の動作を停止させると共に判断回路４
００中のアンドゲート４０５を開く。
そのためにパルス状中間周波信号の周波数が、帯
域幅BW＝5MHzであるバンドパスフイルタ４０
１の帯域内に入ればその出力はただちに検波器４
０２によつて整流される。出力電圧VDはこの本
来の中間周波パルス電圧の整流出力Ｐ１１，Ｐ１
２，Ｐ１３……と先述のイメージによる中間周波
パルスPimの整流分（電圧値はVim）との両者で
あるが、比較器４０３には上記Pimより高い値の
参照電圧VRが加えられている。このために該比
較器４０３はイメージ中間周波成分の整流出力を
除去し、VRよりレベルの高い本来の対象信号に
よる中間周波信号Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３……
（周波数がfT1なる送信系からの漏洩に基づいたも
の）の整流成分のみを第２図のt2なる時刻より通
過させ始める。こうなるとまず第１のパルスＰ１
１の整流成分はレトリガリングマルチバイブレー
タ４０４の出力E0（端子３０６の電圧）をハイレ
ベル（Ｈ）となす。この信号E0は端子３０６を
経て周波数掃引手段３００中のアツプダウンカウ
ンタ３０１の動作を停止させると共に判断回路４
００中のアンドゲート４０５を開く。
ところが該マルチバイブレータ４０４の出力は
第２図ｃ中で示した時定数TRだけ持続する。こ
の持続時間は、Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３……なる
パルスの間隔t0よりやや大に設定されているため
に、レトリガングマルチバイブレータ４０４の出
力は時刻t4においてロウレベル（Ｌ）となろうと
するが、その前に第２のパルスＰ１２が入つて来
るのでロウレベルに成れず結局パルスＰ１１，Ｐ
１２，Ｐ１３……が途切れる時刻t5よりさらにTR
だけ経過した時刻t6においてロウレベル（Ｌ）に
入る。すなわち上記マルチバイブレータ４０４の
出力E0はヨとして示したように持続され、矢印
ソのように低下する。したがつて局部発振周波数
fLの掃引動作は時刻t2において停止され第２図ａ
中のヌとして示したようにほぼfL1に近い値で停
止する。但しこれでも局部発振周波数fLは正しい
値fL1に設定された訳ではなく時刻t2においては最
大5MHz程度の誤差を生じている。そのためにこ
れと時刻を同じくして端子４０６に加えられたサ
ンプルパルスSPはサンプルホールド６０１に加
わり、当該サンプルホールド６０１は点P301に現
われた誤差電圧△Ｖ（時間の関数）を第２図ｄに
示したように標本化し始める。当該第２図ｄにお
いて時刻t2で第１に標本保持された値ES1なる電
圧は上記の最大5MHzの周波数誤差に対応する。
そしてこのようにサンプルホールド回路６０１が
働き始めた時刻t2から前記第１図中のループタは
閉ループとなりサンプルホールド６０１の出力ES
は加算器５０１に入力される。この際局部発振周
波数掃引手段３００からの出力周波数の掃引は所
定の値fL1近傍（最大誤差5MHz）で停止（ロツ）
されているので、このあと局部発振器５０２の周
波数fLを制御するものは第１図中のループタとな
る。そしてこのループの開利得をＧ（その総合値
は例えば50程度）とすれば、時刻t2より例えば
10msecの期間TTR1を過渡期間としてこの開ルー
プタによる自動周波数制御が開始される。すなわ
ち標本化信号ESは第２図ｄ中の包絡線レで示した
ように一次応答（指数関数的減少）を呈するが、
最終的には第１の局部発振周波数fT1の所望の値
との誤差は大体ループゲインＧ分の１、正確には
△ｆ／（１＋Gl）（例えば0.1MHz程度）に納まつ
てしまい無視できる。
第２図ｃ中で示した時定数TRだけ持続する。こ
の持続時間は、Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３……なる
パルスの間隔t0よりやや大に設定されているため
に、レトリガングマルチバイブレータ４０４の出
力は時刻t4においてロウレベル（Ｌ）となろうと
するが、その前に第２のパルスＰ１２が入つて来
るのでロウレベルに成れず結局パルスＰ１１，Ｐ
１２，Ｐ１３……が途切れる時刻t5よりさらにTR
だけ経過した時刻t6においてロウレベル（Ｌ）に
入る。すなわち上記マルチバイブレータ４０４の
出力E0はヨとして示したように持続され、矢印
ソのように低下する。したがつて局部発振周波数
fLの掃引動作は時刻t2において停止され第２図ａ
中のヌとして示したようにほぼfL1に近い値で停
止する。但しこれでも局部発振周波数fLは正しい
値fL1に設定された訳ではなく時刻t2においては最
大5MHz程度の誤差を生じている。そのためにこ
れと時刻を同じくして端子４０６に加えられたサ
ンプルパルスSPはサンプルホールド６０１に加
わり、当該サンプルホールド６０１は点P301に現
われた誤差電圧△Ｖ（時間の関数）を第２図ｄに
示したように標本化し始める。当該第２図ｄにお
いて時刻t2で第１に標本保持された値ES1なる電
圧は上記の最大5MHzの周波数誤差に対応する。
そしてこのようにサンプルホールド回路６０１が
働き始めた時刻t2から前記第１図中のループタは
閉ループとなりサンプルホールド６０１の出力ES
は加算器５０１に入力される。この際局部発振周
波数掃引手段３００からの出力周波数の掃引は所
定の値fL1近傍（最大誤差5MHz）で停止（ロツ）
されているので、このあと局部発振器５０２の周
波数fLを制御するものは第１図中のループタとな
る。そしてこのループの開利得をＧ（その総合値
は例えば50程度）とすれば、時刻t2より例えば
10msecの期間TTR1を過渡期間としてこの開ルー
プタによる自動周波数制御が開始される。すなわ
ち標本化信号ESは第２図ｄ中の包絡線レで示した
ように一次応答（指数関数的減少）を呈するが、
最終的には第１の局部発振周波数fT1の所望の値
との誤差は大体ループゲインＧ分の１、正確には
△ｆ／（１＋Gl）（例えば0.1MHz程度）に納まつ
てしまい無視できる。
すなわち、この方式の特徴は局部発振周波数fL
の自動制御を、送信周波数fT1をサーチしている
期間は掃引周波数発生手段３００に受け持たせ、
周波数誤差が所定の小さな範囲に納まれば、帰還
ループタを構成させて更に微細かつ正確に周波数
設定を遂行せしめる所にある。なお、局部発振周
波数fLの掃引が停止されている期間（周波数fLが
第１の所定値fL1にロツクされている期間）つま
り、t1〜t5までの期間T01はレーダアンテナの第
３図中にイとして示した方向の片掃引期間に相当
し、これは約１秒である（その間中、射出高周波
電力の周波数fTは第１のfT1に固定されたままであ
る）。これに対し、掃引周波数fLが上記第１の周
波数fL1近傍に達するまでの第２図ａに示した時
間TSE1は約2msecにすぎず、またループタが形成
された時刻t2から時刻t4′までの期間（一次応答が
完了するまでの時間）TTR1は例えば10msecにす
ぎない。すなわちレーダの受信機能が開始される
のは時刻t4′以後であるが、TSE1＋TTR1なる時間は
第２図ａに示したT01なる時間から見れば無視し
うる程度の小さな値である。
の自動制御を、送信周波数fT1をサーチしている
期間は掃引周波数発生手段３００に受け持たせ、
周波数誤差が所定の小さな範囲に納まれば、帰還
ループタを構成させて更に微細かつ正確に周波数
設定を遂行せしめる所にある。なお、局部発振周
波数fLの掃引が停止されている期間（周波数fLが
第１の所定値fL1にロツクされている期間）つま
り、t1〜t5までの期間T01はレーダアンテナの第
３図中にイとして示した方向の片掃引期間に相当
し、これは約１秒である（その間中、射出高周波
電力の周波数fTは第１のfT1に固定されたままであ
る）。これに対し、掃引周波数fLが上記第１の周
波数fL1近傍に達するまでの第２図ａに示した時
間TSE1は約2msecにすぎず、またループタが形成
された時刻t2から時刻t4′までの期間（一次応答が
完了するまでの時間）TTR1は例えば10msecにす
ぎない。すなわちレーダの受信機能が開始される
のは時刻t4′以後であるが、TSE1＋TTR1なる時間は
第２図ａに示したT01なる時間から見れば無視し
うる程度の小さな値である。
そして時刻t5に到ればアンテナは逆方向の片掃
引を開始し、それと同時に射出高周波電力の周波
数fTは第２の値fT2にホツプする。こうなると受信
系はこの新しい周波数を見失なうので、再びこの
新しい周波数fT2を見出すべくサーチしはじめる。
つまり時刻t5においてパルスＭ１１，Ｐ１２，Ｐ
１３……は途切れるために、時刻t6から再び掃引
信号発生手段３００中のアツプダウンカウンタ３
０１が働き出し、第２図ａのルとして示したよう
に周波数を高めた後時刻t7において低い方への矢
印オとして示した周波数掃引を行なう。この間
TSE2だけの時間を費やすのみで時刻T8において
局部発振周波数fLの掃引は第２の送信周波数fT2に
対応する値fL2において前記したと同じ手続きに
もとづいて停止し、さらにTTR2なる時間を費やす
だけで当該受信系は第２の送信周波数fT2の受信
開始状態に入り中間周波信号Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ
２３……でレトリガリングマルチバイブレータを
働かすことができるようになる。すなわち受信系
が第２の周波数fT2の受信を開始するにはTSE2＋
TTR2だけの期間を要するがこれは＋数msecにす
ぎず、約１秒の間継続する受信期間T02に較べれ
ば無視できる程の短時間でしかない。
引を開始し、それと同時に射出高周波電力の周波
数fTは第２の値fT2にホツプする。こうなると受信
系はこの新しい周波数を見失なうので、再びこの
新しい周波数fT2を見出すべくサーチしはじめる。
つまり時刻t5においてパルスＭ１１，Ｐ１２，Ｐ
１３……は途切れるために、時刻t6から再び掃引
信号発生手段３００中のアツプダウンカウンタ３
０１が働き出し、第２図ａのルとして示したよう
に周波数を高めた後時刻t7において低い方への矢
印オとして示した周波数掃引を行なう。この間
TSE2だけの時間を費やすのみで時刻T8において
局部発振周波数fLの掃引は第２の送信周波数fT2に
対応する値fL2において前記したと同じ手続きに
もとづいて停止し、さらにTTR2なる時間を費やす
だけで当該受信系は第２の送信周波数fT2の受信
開始状態に入り中間周波信号Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ
２３……でレトリガリングマルチバイブレータを
働かすことができるようになる。すなわち受信系
が第２の周波数fT2の受信を開始するにはTSE2＋
TTR2だけの期間を要するがこれは＋数msecにす
ぎず、約１秒の間継続する受信期間T02に較べれ
ば無視できる程の短時間でしかない。
以下、同様にして送信系からの射出電力の送信
周波数fTがfT3，fT4……とランダムにホツピング
しても上記受信系は極く短時間で当該送信周波数
に追尾することができる。
周波数fTがfT3，fT4……とランダムにホツピング
しても上記受信系は極く短時間で当該送信周波数
に追尾することができる。
以上、説明したように、本発明によれば、広い
周波数にわたり、送信周波数が任意またはランダ
ムなホツピングを行なうレーダの送信系の追尾手
続きを該レーダの受信系内において独自に行なわ
しうるために、送信系、受信系のそれぞれを別個
の製造ラインに流すことができるばかりでなく、
回路ブロツクの互換性を生ぜしめうるために実用
上多大の効果が期待できる。
周波数にわたり、送信周波数が任意またはランダ
ムなホツピングを行なうレーダの送信系の追尾手
続きを該レーダの受信系内において独自に行なわ
しうるために、送信系、受信系のそれぞれを別個
の製造ラインに流すことができるばかりでなく、
回路ブロツクの互換性を生ぜしめうるために実用
上多大の効果が期待できる。
第１図は本発明にかかるレーダの受信系、特に
局部発振器周辺のブロツクダイヤグラムを示す
図、第２図ａ〜ｄは、当該ブロツクダイヤグラム
中の各部の動作を説明するためのタイミングダイ
ヤグラム、第３図はレーダの一般的電波ビームの
掃引および対象物からの反射を説明するための
図、第４図は従来の周波数自動追尾方式のブロツ
クダイヤグラム、である。 図において２４は中間周波増幅系、３０ａはリ
ミツタ、３０は広帯域高周波増幅器、３１はイメ
ージリジエクシヨンミクサ、３２は広帯域中間周
波増幅器、３３は狭帯域中間周波増幅器、３００
は局部発振周波数掃引手段、３０１はアツプダウ
ンカウンタ、３０２はＤ／Ａ変換器、４００は検
知手段、４０１はバンドパスフイルタ、４０３は
比較器、４０４はリトリガリングマルチバイブレ
ータ、４０５はアンドゲート、６００はデイスク
リミネータ、６０１はサンプルホールドをそれぞ
れ示す。
局部発振器周辺のブロツクダイヤグラムを示す
図、第２図ａ〜ｄは、当該ブロツクダイヤグラム
中の各部の動作を説明するためのタイミングダイ
ヤグラム、第３図はレーダの一般的電波ビームの
掃引および対象物からの反射を説明するための
図、第４図は従来の周波数自動追尾方式のブロツ
クダイヤグラム、である。 図において２４は中間周波増幅系、３０ａはリ
ミツタ、３０は広帯域高周波増幅器、３１はイメ
ージリジエクシヨンミクサ、３２は広帯域中間周
波増幅器、３３は狭帯域中間周波増幅器、３００
は局部発振周波数掃引手段、３０１はアツプダウ
ンカウンタ、３０２はＤ／Ａ変換器、４００は検
知手段、４０１はバンドパスフイルタ、４０３は
比較器、４０４はリトリガリングマルチバイブレ
ータ、４０５はアンドゲート、６００はデイスク
リミネータ、６０１はサンプルホールドをそれぞ
れ示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送受共用のアンテナ２４に共通接続された送
信機と受信機を有し、前記送信機が周波数の変化
するパルス状高周波電力を発射し、かつ前記受信
機が当該パルス状高周波電力のエコー波をヘテロ
ダイン方式で受信するレーダ装置において、 前記受信機はイメージ除去ミクサ３１とそれに
対して局部発振周波数を与える電圧制御型の局部
発振器５０２とで構成された混合回路を具え、 該発振器に対して前記受信機のイメージ除去ミ
クサを制御ループに含むAFCループタを設け、 さらに前記局部発振器からの局部発振周波数を
掃引するための掃引信号電圧を与える掃引信号発
生回路３００と、前記受信機のイメージ除去ミク
サ３１からの中間周波信号の周波数が所定の帯域
内に納まつた時点を検知する検知手段４００とか
らなる掃引制御ループを付設し、 かつ前記検知手段からの検知出力により前記掃
引制御ループの動作を止め、掃引信号電圧を保持
し、AFCループによる制御動作を有効ならしめ
るように構成して受信機用局部発振周波数の自動
追尾回路を上記送信機と独立の構成にしてなるこ
とを特徴とするレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59267858A JPS61144584A (ja) | 1984-12-18 | 1984-12-18 | レーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59267858A JPS61144584A (ja) | 1984-12-18 | 1984-12-18 | レーダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61144584A JPS61144584A (ja) | 1986-07-02 |
| JPH0344675B2 true JPH0344675B2 (ja) | 1991-07-08 |
Family
ID=17450610
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59267858A Granted JPS61144584A (ja) | 1984-12-18 | 1984-12-18 | レーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61144584A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2024018804A1 (ja) * | 2022-07-20 | 2024-01-25 | 古野電気株式会社 | 自動同調装置、マグネトロンレーダ、自動同調方法および自動同調プログラム |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6064274A (ja) * | 1983-09-19 | 1985-04-12 | Mitsubishi Electric Corp | レ−ダ−装置 |
-
1984
- 1984-12-18 JP JP59267858A patent/JPS61144584A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6064274A (ja) * | 1983-09-19 | 1985-04-12 | Mitsubishi Electric Corp | レ−ダ−装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61144584A (ja) | 1986-07-02 |
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