JPS6056067B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
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- JPS6056067B2 JPS6056067B2 JP2868579A JP2868579A JPS6056067B2 JP S6056067 B2 JPS6056067 B2 JP S6056067B2 JP 2868579 A JP2868579 A JP 2868579A JP 2868579 A JP2868579 A JP 2868579A JP S6056067 B2 JPS6056067 B2 JP S6056067B2
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- control signal
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
- H02M7/1623—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
- H02M7/1626—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit with automatic control of the output voltage or current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は点弧位相制御され負荷に可変電力を供給する
電力変換器の制御装置に係り、特に交流電源周波数が大
幅に変化しても応答特性を損なうことなく安定に制御す
るようにした電力変換器の制御装置に関する。
電力変換器の制御装置に係り、特に交流電源周波数が大
幅に変化しても応答特性を損なうことなく安定に制御す
るようにした電力変換器の制御装置に関する。
良く知られているように、サイリスタの点弧位相制御
により負荷に可変電力を供給する電力変換器は電動機制
御や発電機の励磁制御などに広く用いられている。
により負荷に可変電力を供給する電力変換器は電動機制
御や発電機の励磁制御などに広く用いられている。
ところで、このような電力変換器においては点弧制御
角を負荷状態に応じて変化させることが必要となる。
角を負荷状態に応じて変化させることが必要となる。
このため、自動パルス移相器などの点弧制御回路を用い
点弧位相を制御するようにしている。 かかる点弧制御
回路としては位相同期信号に同期して同期信号の周波数
に比例した信号を積分して波高値一定のΞ角波や鋸歯状
波の基準信号を得、この基準信号と位相制御信号の大小
比較によつて点弧パルスを発生するものが多く用いられ
ている。
点弧位相を制御するようにしている。 かかる点弧制御
回路としては位相同期信号に同期して同期信号の周波数
に比例した信号を積分して波高値一定のΞ角波や鋸歯状
波の基準信号を得、この基準信号と位相制御信号の大小
比較によつて点弧パルスを発生するものが多く用いられ
ている。
このような位相制御装置は同期信号の周波数が変化する
場合などに多く採用される。 一方、位相制御信号は負
荷に供給する電流などを検出して得ている。そのため、
位相制御信号はリップルを含んだものとなる。電力変換
器がサイリスタをグレーツ結線した３相の変換器の場合
、リップル周波数は電源周波数の６倍になる。ところが
、上述した点弧制御回路は基準信号と制御信号の大小関
係で点弧パルスを発生するが、位相制御信号のリップル
によつて両者の大小関係が影響されると点弧パルスにス
リットが発生する。点弧パルスにパルス割れが発生する
と不規則な点弧パルスを発生することになる。その結果
、電力変換器が誤点弧され、場合によつては電源短絡と
いう事故を惹起する。 このことを防止するには位相制
御信号を充分に平滑することにより防止できるが、制御
応答性が低下するのを免れない。
場合などに多く採用される。 一方、位相制御信号は負
荷に供給する電流などを検出して得ている。そのため、
位相制御信号はリップルを含んだものとなる。電力変換
器がサイリスタをグレーツ結線した３相の変換器の場合
、リップル周波数は電源周波数の６倍になる。ところが
、上述した点弧制御回路は基準信号と制御信号の大小関
係で点弧パルスを発生するが、位相制御信号のリップル
によつて両者の大小関係が影響されると点弧パルスにス
リットが発生する。点弧パルスにパルス割れが発生する
と不規則な点弧パルスを発生することになる。その結果
、電力変換器が誤点弧され、場合によつては電源短絡と
いう事故を惹起する。 このことを防止するには位相制
御信号を充分に平滑することにより防止できるが、制御
応答性が低下するのを免れない。
本発明は上記点に対処して成されたもので、その目的と
するところは応答性を低下させることなくパルス割れを
確実に防止できる電力変換器の制御装置を提供すること
にある。
するところは応答性を低下させることなくパルス割れを
確実に防止できる電力変換器の制御装置を提供すること
にある。
本発明の特徴とするところはリップルを含んだ位相制御
信号の変化率を交流電源周波数の大きさに比例した信号
の積分によつて作成する基準信号の変化率と同一にした
ことにある。
信号の変化率を交流電源周波数の大きさに比例した信号
の積分によつて作成する基準信号の変化率と同一にした
ことにある。
以下、本発明を第１図に示す一実施例において詳細に説
明する。
明する。
第１図において１は交流電源、２は交流を直流に変換す
る電力変換器で、グレーツ結線されたサイリスタＵＰ，
ＵＮ，ＶＰ・・・・・・・・・ＷＮで構成される。
る電力変換器で、グレーツ結線されたサイリスタＵＰ，
ＵＮ，ＶＰ・・・・・・・・・ＷＮで構成される。
３は電力変換器２によつて制御される負荷、４は負荷３
に供給する電流の大きさを指令する電流指令信号１ｐを
発生する電流指令回路、５は負荷電流を検出する変流器
、６は変流器５の出力を全波整流する電流検出器、７は
電流指令信号１ｐと電流検出器６の出力である電流帰還
信号ｈを比較し、その偏差に応じた位相制御信号Ｖ。
に供給する電流の大きさを指令する電流指令信号１ｐを
発生する電流指令回路、５は負荷電流を検出する変流器
、６は変流器５の出力を全波整流する電流検出器、７は
電流指令信号１ｐと電流検出器６の出力である電流帰還
信号ｈを比較し、その偏差に応じた位相制御信号Ｖ。
を出力する電流制御回路で、通常は比例積分動作となつ
ている。８は交流電源電圧Ｅを検出する変成器、９は位
相制御信号Ｖｃと交流電圧Ｅを入力し位相制御信号■。
ている。８は交流電源電圧Ｅを検出する変成器、９は位
相制御信号Ｖｃと交流電圧Ｅを入力し位相制御信号■。
の変化率を規制した位相制御信号ＶＣＦを出力する変化
率規制回路、１０は修正制御信号ＶＣＦに応じた位相で
サイリスタＵＰ，［ＪＮ，ＶＰ・・・・・・・・・ＷＮ
に点弧パルスを出力する点弧制御回路である。第２図は
変化率規制回路９の詳細構成図てある。
率規制回路、１０は修正制御信号ＶＣＦに応じた位相で
サイリスタＵＰ，［ＪＮ，ＶＰ・・・・・・・・・ＷＮ
に点弧パルスを出力する点弧制御回路である。第２図は
変化率規制回路９の詳細構成図てある。
第３図において、１１は交流電圧Ｅの周波数に比例した
大きさの信号■（以下、周波数信号と称する）を出力す
る周波数検出器、１２，１３はスイッチ、１４はホール
ド付積分器で、この積分器１４の出力が修正制御信号Ｖ
ＣＦとなる。
大きさの信号■（以下、周波数信号と称する）を出力す
る周波数検出器、１２，１３はスイッチ、１４はホール
ド付積分器で、この積分器１４の出力が修正制御信号Ｖ
ＣＦとなる。
１５は！周波数信号Ｖ，の極性を反転する反転回路、１
６，１７は比較器で、比較器１６は■。
６，１７は比較器で、比較器１６は■。
〉■ＣＦのとき出力Ｓ１を゜゜１゛とし、比較器１７は
ＶＣＦ＞Ｖ。のとき出力Ｓ２を“゜１゛とする。なお、
比較器１６，１７には不感帯が設けられている。次に、
第３図は点弧制御回路１０の具体的構成図を示し、１８
Ｕ，１８■，１８Ｗは交流電源１の線間電圧Ｅｕ−，，
，Ｅｒ−Ｕ，Ｅｗ−、の正負両期間に周波数信号ＶＦを
積分して波高値一定の積分信号を得、その積分信号と制
御信号■Ｃｒの比較により電気角で１８００幅の移相信
号（矩形波信号）Ｕ，，Ｖ，，Ｗｓを出力する移相回路
てある。
ＶＣＦ＞Ｖ。のとき出力Ｓ２を“゜１゛とする。なお、
比較器１６，１７には不感帯が設けられている。次に、
第３図は点弧制御回路１０の具体的構成図を示し、１８
Ｕ，１８■，１８Ｗは交流電源１の線間電圧Ｅｕ−，，
，Ｅｒ−Ｕ，Ｅｗ−、の正負両期間に周波数信号ＶＦを
積分して波高値一定の積分信号を得、その積分信号と制
御信号■Ｃｒの比較により電気角で１８００幅の移相信
号（矩形波信号）Ｕ，，Ｖ，，Ｗｓを出力する移相回路
てある。
１９はノット回路ＮＯＴとアンド回路ＡＮＤから構成さ
れる論理回路で、移相信号Ｕｓ，Ｖｓ，Ｗｓとその反転
信号ＵＳＮ９ＶＳＮ９ＷＳＮの組合せにより点弧７ゞル
スＵＰ，ＵＮ・・・・・・・・・ＷＮを作成する。
れる論理回路で、移相信号Ｕｓ，Ｖｓ，Ｗｓとその反転
信号ＵＳＮ９ＶＳＮ９ＷＳＮの組合せにより点弧７ゞル
スＵＰ，ＵＮ・・・・・・・・・ＷＮを作成する。
第４図は第３図における移相回路１８Ｕの詳細構成図て
ある。移相回路１８■，１８Ｗも同一構成てあり、これ
らの図示は省略する。
ある。移相回路１８■，１８Ｗも同一構成てあり、これ
らの図示は省略する。
第４図において、２０は周波数信号ＶＦを極性反転する
反転回路、２１は周波数信号■ｒと反転周波数信号Ｖｒ
，Ｎのいずれを積分器２２に与えるか．を後述する同期
信号ＵＤの“１゛ど゜０゛とで切換える切換回路、２２
は同期信号ＵＤの゜“１゛期間に反転周波数信号ＶＦＮ
を積分し、“゜０゛期間に周波数信号ＶＦを積分する正
負のりミッタ付積分器で、その時定数は変化率規制回路
９における積分器１４の時定数と同一に設定される。
反転回路、２１は周波数信号■ｒと反転周波数信号Ｖｒ
，Ｎのいずれを積分器２２に与えるか．を後述する同期
信号ＵＤの“１゛ど゜０゛とで切換える切換回路、２２
は同期信号ＵＤの゜“１゛期間に反転周波数信号ＶＦＮ
を積分し、“゜０゛期間に周波数信号ＶＦを積分する正
負のりミッタ付積分器で、その時定数は変化率規制回路
９における積分器１４の時定数と同一に設定される。
２３は積分器２２の出力信号の極性を反転する反転回路
、２４は積分信号Ｕ，ｐと位相制御信号Ｖｃ，とを加算
する加算回路、２５は反転積分信号ＵｌＮと位相制御信
号ＶＣＦとを加算する加算回路、２６は加算信号ＵＡＮ
の正負を判別し、正の期間に出力Ｕ。
、２４は積分信号Ｕ，ｐと位相制御信号Ｖｃ，とを加算
する加算回路、２５は反転積分信号ＵｌＮと位相制御信
号ＶＣＦとを加算する加算回路、２６は加算信号ＵＡＮ
の正負を判別し、正の期間に出力Ｕ。
を゜“１゛にする正負判別回路、２７は線間電圧Ｅｕ−
、５の負期間に出力ＵＤを“゜１゛にする零検出回路て
ある。ここで、線間電圧を通常同期信号と称しているが
、本明細書では信号ＵＤを同期信号とする。２８は同期
信号ＵＤの極性を反転する反転回路、２９は判定信号Ｕ
Ｏの“０゛期間にオンし、同期信号ＵＤを加算回路３１
に加えるスイッチ、３０は判定信号ＵＥの“１゛期間に
オンし、反転同期信号Ｕ。
、５の負期間に出力ＵＤを“゜１゛にする零検出回路て
ある。ここで、線間電圧を通常同期信号と称しているが
、本明細書では信号ＵＤを同期信号とする。２８は同期
信号ＵＤの極性を反転する反転回路、２９は判定信号Ｕ
Ｏの“０゛期間にオンし、同期信号ＵＤを加算回路３１
に加えるスイッチ、３０は判定信号ＵＥの“１゛期間に
オンし、反転同期信号Ｕ。
Ｎを加算回路３１に加えるスイッチ、３１は加算回路２
４の加算信号ＨＵＡＰと同期信号ＵＯあるいは反転同期
信号ＵＤＮを加算する加算回路、３２は加算回路３１の
加算信号ＵＡの正期間に移相信号Ｕｓを“゜１゛とする
零検出回路てある。本発明の一実施例は以上のような構
成てあり、次にその動作を第５図〜第７図に示すタイム
チャートを用いて説明する。
４の加算信号ＨＵＡＰと同期信号ＵＯあるいは反転同期
信号ＵＤＮを加算する加算回路、３２は加算回路３１の
加算信号ＵＡの正期間に移相信号Ｕｓを“゜１゛とする
零検出回路てある。本発明の一実施例は以上のような構
成てあり、次にその動作を第５図〜第７図に示すタイム
チャートを用いて説明する。
かかる構成において、電流指令回路４の電流指令信号ｈ
と電流検出器６から得られる電流帰還ノ信号とを電流制
御回路７に加え比較する。
と電流検出器６から得られる電流帰還ノ信号とを電流制
御回路７に加え比較する。
電流制御回路７は両電流信号の偏差に応じた位相制御信
号ＶＯを出力する。この位相制御信号Ｖｃは第５図に示
す如くリップルを含んだ信号となる。このリップル周波
数は交流電源１の周波数をｆとすると６ｆとなる。位相
制御信号Ｖｃは変化率規制回路９に加えられる。変化率
規制回路９は交流電圧Ｅと位相制御信号Ｖ．．を入力し
、次のようにして信号Ｖｃの変化率を規制する。
号ＶＯを出力する。この位相制御信号Ｖｃは第５図に示
す如くリップルを含んだ信号となる。このリップル周波
数は交流電源１の周波数をｆとすると６ｆとなる。位相
制御信号Ｖｃは変化率規制回路９に加えられる。変化率
規制回路９は交流電圧Ｅと位相制御信号Ｖ．．を入力し
、次のようにして信号Ｖｃの変化率を規制する。
その動作を第５図を参照して説明する。周波数検出器１
１は交流電圧Ｅの周波数に比例した第５図ａの如き周波
数信号■Ｆを出力する。
１は交流電圧Ｅの周波数に比例した第５図ａの如き周波
数信号■Ｆを出力する。
一方、制御信号Ｖｃ．ｌ５ＶｃＦが比較器１６，１７で
比較される。今、時間ｔ１において制御信号■。がＶＣ
ｌから■。２にステップ状に増加したとすると、■。
比較される。今、時間ｔ１において制御信号■。がＶＣ
ｌから■。２にステップ状に増加したとすると、■。
〉ＶＯＦとなり、比較器１６の出力信号Ｓ１が“゜１゛
となる。信号Ｓ１が“１゛になるとスイッチ１２がオン
し、周波数信号ＶＦ，がホールド付積分器１４に入力さ
れる。積分器１４は周波数信号■Ｆを積分するが、その
出力信号ＶＣＦは周波数信号ＶＦの大きさに比例した変
化率で増加する。信号ＶＯとＶｃｐが等しくなるとその
時の値をホールドする。次に、第５図ｂのように、時脱
，に制御信号■。が■。２から■Ｃ１に減少すると、Ｖ
ＣＦ〉■。
となる。信号Ｓ１が“１゛になるとスイッチ１２がオン
し、周波数信号ＶＦ，がホールド付積分器１４に入力さ
れる。積分器１４は周波数信号■Ｆを積分するが、その
出力信号ＶＣＦは周波数信号ＶＦの大きさに比例した変
化率で増加する。信号ＶＯとＶｃｐが等しくなるとその
時の値をホールドする。次に、第５図ｂのように、時脱
，に制御信号■。が■。２から■Ｃ１に減少すると、Ｖ
ＣＦ〉■。
となり、今度は比較器１７の出力信号Ｓ２が“゜１゛と
なる。信号Ｓ１が“１゛期間にはスイッチ１３がオンし
、反転回路１５の出力信Ｈ−■１が積分器１４に入力さ
れる。したがつて、積分器１４は逆方向に積分し、信号
ＶＣＦはＶ。Ｆｌとなる。このような動作を行い修正制
御信号■ＣＦを発生するのであるが、第５図ａの場合に
おいて信号ＶＣＦがＶ１だけ変化するのに要する時間を
Ｔ１とすると、第５図ｂのように周波数信号が■２が２
倍となつた場合にはＴ１／２となる。したがつて、修正
制御信号■ＣＦは周波数信号■．の大きさに応じた変化
率で増減することになる。このようにして作成された制
御信号ＶＣＦは点弧制御回路１０に加えられる。
なる。信号Ｓ１が“１゛期間にはスイッチ１３がオンし
、反転回路１５の出力信Ｈ−■１が積分器１４に入力さ
れる。したがつて、積分器１４は逆方向に積分し、信号
ＶＣＦはＶ。Ｆｌとなる。このような動作を行い修正制
御信号■ＣＦを発生するのであるが、第５図ａの場合に
おいて信号ＶＣＦがＶ１だけ変化するのに要する時間を
Ｔ１とすると、第５図ｂのように周波数信号が■２が２
倍となつた場合にはＴ１／２となる。したがつて、修正
制御信号■ＣＦは周波数信号■．の大きさに応じた変化
率で増減することになる。このようにして作成された制
御信号ＶＣＦは点弧制御回路１０に加えられる。
点弧制御回路１０は次のようにして点弧パルスを発生す
る。その動作を第６図〜第７図に示すタイムチャートを
用いて説明する。
る。その動作を第６図〜第７図に示すタイムチャートを
用いて説明する。
周波数検出器１１で検出した周波数信号■Ｆは切換回路
２１を介して積分器２２に加えられる。
２１を介して積分器２２に加えられる。
また、周波数信号■Ｆは反転回路２０て反転した後に切
換回路２１を介して積分器２２に加えられる。切換回路
２１は線間電圧Ｅ。−、、の負期間に“゜１゛となる零
検出回路２７の出力信号Ｕｐの“１゛“゜０゛に応じて
周波数信号■Ｆと反転周波数信号ＶＦＮのいずれを積分
器２２に与えるかを選択する。具体的には信号ＵＤの゜
゜１゛期間に反転速度信号Ｖｒ，Ｎを選択し、“０゛期
間に周波数信号Ｖｒ，を選択する。積分器２２は信号Ｕ
Ｄの“゜０゛期間に周波数信号■Ｆを積分するので、そ
の積分出力ＵｌＰはｔ１−Ｔ４期間では正方向に増加す
る一方、信号Ｕ。の“１゛期間には反転信号■．を積分
するので、積分信号はＴ４−Ｔ７期間ては負方向に増加
する。この場合、同期信号ＵＤの周波数と周波数信号■
Ｆの大きさは比例して変化するので、積分信号ＵＩＰの
波高値は常に一定値となる。ただし、実際には電源電圧
Ｅの定格周波数における周期てもつて積分信号ＵＩＰの
波高値（絶対値）がりミッタ値となるように積分時定数
を選定するのが望ましい。このようにすると、線間電圧
の１サイクルの正負を精度良く１１２にてきない場合に
積分による正負いずれかの波高値が大きくなるのを防止
てきる。このようにして得た積分信号ＵＩＰは線間電圧
ＥＯ−、、の１サイクルに同期した波高値一定の三角波
信号となる。
換回路２１を介して積分器２２に加えられる。切換回路
２１は線間電圧Ｅ。−、、の負期間に“゜１゛となる零
検出回路２７の出力信号Ｕｐの“１゛“゜０゛に応じて
周波数信号■Ｆと反転周波数信号ＶＦＮのいずれを積分
器２２に与えるかを選択する。具体的には信号ＵＤの゜
゜１゛期間に反転速度信号Ｖｒ，Ｎを選択し、“０゛期
間に周波数信号Ｖｒ，を選択する。積分器２２は信号Ｕ
Ｄの“゜０゛期間に周波数信号■Ｆを積分するので、そ
の積分出力ＵｌＰはｔ１−Ｔ４期間では正方向に増加す
る一方、信号Ｕ。の“１゛期間には反転信号■．を積分
するので、積分信号はＴ４−Ｔ７期間ては負方向に増加
する。この場合、同期信号ＵＤの周波数と周波数信号■
Ｆの大きさは比例して変化するので、積分信号ＵＩＰの
波高値は常に一定値となる。ただし、実際には電源電圧
Ｅの定格周波数における周期てもつて積分信号ＵＩＰの
波高値（絶対値）がりミッタ値となるように積分時定数
を選定するのが望ましい。このようにすると、線間電圧
の１サイクルの正負を精度良く１１２にてきない場合に
積分による正負いずれかの波高値が大きくなるのを防止
てきる。このようにして得た積分信号ＵＩＰは線間電圧
ＥＯ−、、の１サイクルに同期した波高値一定の三角波
信号となる。
この積分信号Ｕ，ｐは加算回路２４に加えられると共に
反転回路２３により反転され信号Ｕ，として加算回路２
５に加えられる。加算回路２４，２５において積分信号
Ｕ！ＰＩ：．ＵＩＮに制御ノ信号ＶＣＦを加算すると、
ζおよびＴ５点で零点と交わる信号ＵＡＰと、Ｔ２およ
びＴ６点で零点と交わる信号ＵＡＮとなる。加算回路２
５の出力信号ＵＡＮを正負判別回路に加えると、信号Ｕ
ＡＮの正期間のみ“１゛となる信号ＵＯが得られる。こ
の信号Ｕ５は７点弧パルスＵＰ，ＵＮ・・・・・・・・
・ＷＮのうちいくつかのエンドとフロントを決定する。
スイッチ２９は信号Ｕ。が゜“Ｏ゛のときオンし、同期
信号Ｕ。を加算回路３１に与える。また、スイッチ３０
は信号Ｕ。が゜゜１゛のときオンし、反転回路２８から
得らフれる反転周波数信号■１を加算回路３１に与える
。したがつて、加算回路３１は、Ｔ４−Ｔ６間は信号Ｕ
ＡＰに同期信号Ｕ。を加算し、！−Ｔ７間は信号ＵＡＰ
に反転同期信号ＵＤＮを加算する。このように加算して
得られる加算回路３１の出力信号ＵＡは同期信号ＵＤの
“゜１゛のときに信号ＵＤを制御信号■Ｃ，て分割した
ものとなる。なお、同期信号ＵＤの波高値は制御信号Ｖ
。Ｆの大きさに応じて位相基準信号Ｕ，ｐの振幅値より
大きな値に設定される。これは位相ホ１御信号ＶＯ「を
最大にした場合にも加算信号ＵＡに正期間をもたせるた
めである。なお、図では信号ＵＡの信号ＵＤＰおよびＵ
ＤＮ分には斜線を施し、かつ拡大して示してある。零検
出回路３２は信号ＵＡの正期間にその出力信号Ｕ，を゜
゜１゛にする。この信号Ｕｓは電気角で１８００巾のパ
ルスとなり、同期信号ＵＤＰに対して角度αだけ進み位
相となる。位相角αは位相制御信号■Ｆを正方向に大き
くすることにより増加する。一方、位相ホ１ｊ御信号Ｖ
ＣＦを積分信号Ｕ！Ｐの波高値より負方向に大きくする
と加算回路２４，２５の加算信号ＵＡＰ，ＵＡＮは第６
図のように同期信号ＵＤの一周期であるち−Ｔ７期間総
て負となる。
反転回路２３により反転され信号Ｕ，として加算回路２
５に加えられる。加算回路２４，２５において積分信号
Ｕ！ＰＩ：．ＵＩＮに制御ノ信号ＶＣＦを加算すると、
ζおよびＴ５点で零点と交わる信号ＵＡＰと、Ｔ２およ
びＴ６点で零点と交わる信号ＵＡＮとなる。加算回路２
５の出力信号ＵＡＮを正負判別回路に加えると、信号Ｕ
ＡＮの正期間のみ“１゛となる信号ＵＯが得られる。こ
の信号Ｕ５は７点弧パルスＵＰ，ＵＮ・・・・・・・・
・ＷＮのうちいくつかのエンドとフロントを決定する。
スイッチ２９は信号Ｕ。が゜“Ｏ゛のときオンし、同期
信号Ｕ。を加算回路３１に与える。また、スイッチ３０
は信号Ｕ。が゜゜１゛のときオンし、反転回路２８から
得らフれる反転周波数信号■１を加算回路３１に与える
。したがつて、加算回路３１は、Ｔ４−Ｔ６間は信号Ｕ
ＡＰに同期信号Ｕ。を加算し、！−Ｔ７間は信号ＵＡＰ
に反転同期信号ＵＤＮを加算する。このように加算して
得られる加算回路３１の出力信号ＵＡは同期信号ＵＤの
“゜１゛のときに信号ＵＤを制御信号■Ｃ，て分割した
ものとなる。なお、同期信号ＵＤの波高値は制御信号Ｖ
。Ｆの大きさに応じて位相基準信号Ｕ，ｐの振幅値より
大きな値に設定される。これは位相ホ１御信号ＶＯ「を
最大にした場合にも加算信号ＵＡに正期間をもたせるた
めである。なお、図では信号ＵＡの信号ＵＤＰおよびＵ
ＤＮ分には斜線を施し、かつ拡大して示してある。零検
出回路３２は信号ＵＡの正期間にその出力信号Ｕ，を゜
゜１゛にする。この信号Ｕｓは電気角で１８００巾のパ
ルスとなり、同期信号ＵＤＰに対して角度αだけ進み位
相となる。位相角αは位相制御信号■Ｆを正方向に大き
くすることにより増加する。一方、位相ホ１ｊ御信号Ｖ
ＣＦを積分信号Ｕ！Ｐの波高値より負方向に大きくする
と加算回路２４，２５の加算信号ＵＡＰ，ＵＡＮは第６
図のように同期信号ＵＤの一周期であるち−Ｔ７期間総
て負となる。
しかして、正負判別回路２６の出力信号ＵＥも“０゛に
なる。したがつて、この場合にはスイッチ２９のみがオ
ンするので加算信号ＵＡＰと同期信号ＵＤＰとが加算回
路３１で加算される。この加算信号Ｕ６は第６図のよう
に同期信号Ｕ。Ｐの“１゛の期間てあるＴ４−Ｔ７期間
だけ正となる。その結果、零検出回路３２から得られる
移相信号Ｕ，は同期信号ＵＤＰと同位相となる。また、
位相制御信号ＶＣＦを積分信号Ｕ！Ｐの振幅値より正方
向に大きくすると加算信号ＵＡＰ，ＵＡＮは総ての期間
正となる。
なる。したがつて、この場合にはスイッチ２９のみがオ
ンするので加算信号ＵＡＰと同期信号ＵＤＰとが加算回
路３１で加算される。この加算信号Ｕ６は第６図のよう
に同期信号Ｕ。Ｐの“１゛の期間てあるＴ４−Ｔ７期間
だけ正となる。その結果、零検出回路３２から得られる
移相信号Ｕ，は同期信号ＵＤＰと同位相となる。また、
位相制御信号ＶＣＦを積分信号Ｕ！Ｐの振幅値より正方
向に大きくすると加算信号ＵＡＰ，ＵＡＮは総ての期間
正となる。
そのため、正負判別回路２６の出力信号ＵＥが常に゜゜
１゛となり、加算回．路３１は信号ＵＡＰと反転同期信
号ＵＤＮを加算する。この場合、加算信号ＵＡはち−Ｔ
４間に正となるので、移相信号Ｕｓは第６図に示す如く
同期信号に対し遅れ位相となる。このように位相制御信
号ＶＣＦを正方向に大きく！すると移相信号Ｕ，は遅れ
位相となり、逆に負方向に大きくすると位相角αは小さ
くなり、ついには同位相となる。
１゛となり、加算回．路３１は信号ＵＡＰと反転同期信
号ＵＤＮを加算する。この場合、加算信号ＵＡはち−Ｔ
４間に正となるので、移相信号Ｕｓは第６図に示す如く
同期信号に対し遅れ位相となる。このように位相制御信
号ＶＣＦを正方向に大きく！すると移相信号Ｕ，は遅れ
位相となり、逆に負方向に大きくすると位相角αは小さ
くなり、ついには同位相となる。
したがつて、位相角αを０いからの遅れの１８００まで
変化させることができる。以上は移相回路１８Ｕの動作
であるが、移相回く路１８Ｖ，１８Ｗも同相にして位相
制御信号■ＣＦに応じて移相した移相信号Ｖ，，Ｗ，を
出力する。このようにして得た移相信号Ｕｓ，■Ｓ，Ｗ
ｓは論理回路１９に加えられる。論理回路１９は移相信
号Ｕｓ，■Ｓ，Ｗｓとノット回路ＮＯＴで得る反転信号
ＵＳＮ，■ＳＮ，ＷＳＮにより次のような組合せで第７
図に示すような点弧パルスＵＰ，［ＪＮ・・・・・・・
・・ＷＮを作成する。以上のようにして位相制御回路１
０から得た点弧パルスＵＰ，ＵＮ・・・・・・・・・Ｗ
Ｎにより電力変換器２ノのサイリスタを点弧することに
より負荷電流１「を電流指令信号しに一致させることと
ができる。
変化させることができる。以上は移相回路１８Ｕの動作
であるが、移相回く路１８Ｖ，１８Ｗも同相にして位相
制御信号■ＣＦに応じて移相した移相信号Ｖ，，Ｗ，を
出力する。このようにして得た移相信号Ｕｓ，■Ｓ，Ｗ
ｓは論理回路１９に加えられる。論理回路１９は移相信
号Ｕｓ，■Ｓ，Ｗｓとノット回路ＮＯＴで得る反転信号
ＵＳＮ，■ＳＮ，ＷＳＮにより次のような組合せで第７
図に示すような点弧パルスＵＰ，［ＪＮ・・・・・・・
・・ＷＮを作成する。以上のようにして位相制御回路１
０から得た点弧パルスＵＰ，ＵＮ・・・・・・・・・Ｗ
Ｎにより電力変換器２ノのサイリスタを点弧することに
より負荷電流１「を電流指令信号しに一致させることと
ができる。
以上のようにして電力変換器２の制御を行うのてあるが
、電流制御回路７の位相制御信号Ｖｃにリップルがあつ
ても、変化率規制回路９で位相制御信号の変化率を位相
制御回路１０の基準信号の変化率を同一にしているため
点弧パル７．ＵＰ，ＵＮ・・・・・・・・・ＷＮのパル
ス割れを確実に防止できる。
、電流制御回路７の位相制御信号Ｖｃにリップルがあつ
ても、変化率規制回路９で位相制御信号の変化率を位相
制御回路１０の基準信号の変化率を同一にしているため
点弧パル７．ＵＰ，ＵＮ・・・・・・・・・ＷＮのパル
ス割れを確実に防止できる。
このことを第８図に示す波形図により具体的に説明する
。第８図ａは同期信号となる線間電圧Ｅｕ−、、て、同
図Ｂ，ｃに示すＡ，Ｂに第６図の信号ＵＡＰ，Ｕ謝に相
当する基準信号て、両者は１８０Ｕの位相差を有してい
る。
。第８図ａは同期信号となる線間電圧Ｅｕ−、、て、同
図Ｂ，ｃに示すＡ，Ｂに第６図の信号ＵＡＰ，Ｕ謝に相
当する基準信号て、両者は１８０Ｕの位相差を有してい
る。
この基準信号Ａの下り勾配のときと基準信号Ｂの下り勾
配のときとに制御信号Ｖｃと比較し移相信号Ｕ，を得る
ものてある。ところが、上述したように制御信号ＶＯに
リップル分があると第８図ｂのように移相信号Ｕ，のパ
ルス割れ基準信号Ａ，Ｂと制御信号ＶＯの大小関係がリ
ップル分により変化する。
配のときとに制御信号Ｖｃと比較し移相信号Ｕ，を得る
ものてある。ところが、上述したように制御信号ＶＯに
リップル分があると第８図ｂのように移相信号Ｕ，のパ
ルス割れ基準信号Ａ，Ｂと制御信号ＶＯの大小関係がリ
ップル分により変化する。
そのため、得られる移送信号（パルス信号）はスリット
を有するものとなる。これに対し、本発明のように位相
制御信号ＶＣＦの変化率を同図Ｄ，ｅのように基準信号
Ａ，Ｂの変化率と同一にすれば移相パルスＵｓにスリッ
トが発生することはない。
を有するものとなる。これに対し、本発明のように位相
制御信号ＶＣＦの変化率を同図Ｄ，ｅのように基準信号
Ａ，Ｂの変化率と同一にすれば移相パルスＵｓにスリッ
トが発生することはない。
したがつて、点弧パルスがパルス割れすることなく、誤
点弧を確実に防止できる。次に、制御信号■。
点弧を確実に防止できる。次に、制御信号■。
が変化した場合の応答性について第９図を用いて説明す
る。第９図において、今時間ちにおいて位相制御信号■
。
る。第９図において、今時間ちにおいて位相制御信号■
。
がＶＯｌからＶＯ２に変化したとする。このときには点
弧パルスは時腓，に発生するが、そのときの点弧角はα
２になる。一方、本発明により位相制御信号を実線を示
す如く基準信号Ａ，Ｂの変化率と同一にしても点弧パル
スは時間Ｔ２に発生し、点弧角はα２となる。したがつ
て、本発明によつて変化率規制回路を設けても応答性は
低下しないこと明らかである。位相制御信号が■Ｃ２か
らＶＯ３に増加した場合にも点弧角はα３と同一になる
。なお、位相制御信号ＶＣＦの変化率を基準信号の変化
率よりも小さくすると、位相制御信号が小さくなつた場
合には点弧角が小さくなり、また、位相制御信号が大き
くなつた場合には点弧角が大きくなり、いずれにしても
応答性が低下する。したがつて、位相制御信号の変化率
は基準信号の変化率とほぼ同一にする必要がある。以上
説明したように、本発明は位相制御信号の変化率を基準
信号の変化率とほぼ同一にしているので、リップルを有
する位相制御信号でも応答性を低下することなく点弧パ
ルスのパルス割れを確実に防止できる。
弧パルスは時腓，に発生するが、そのときの点弧角はα
２になる。一方、本発明により位相制御信号を実線を示
す如く基準信号Ａ，Ｂの変化率と同一にしても点弧パル
スは時間Ｔ２に発生し、点弧角はα２となる。したがつ
て、本発明によつて変化率規制回路を設けても応答性は
低下しないこと明らかである。位相制御信号が■Ｃ２か
らＶＯ３に増加した場合にも点弧角はα３と同一になる
。なお、位相制御信号ＶＣＦの変化率を基準信号の変化
率よりも小さくすると、位相制御信号が小さくなつた場
合には点弧角が小さくなり、また、位相制御信号が大き
くなつた場合には点弧角が大きくなり、いずれにしても
応答性が低下する。したがつて、位相制御信号の変化率
は基準信号の変化率とほぼ同一にする必要がある。以上
説明したように、本発明は位相制御信号の変化率を基準
信号の変化率とほぼ同一にしているので、リップルを有
する位相制御信号でも応答性を低下することなく点弧パ
ルスのパルス割れを確実に防止できる。
その結果として、電力変換器を誤点弧することなく電源
短絡などの事故が惹起するのを防止てきる。なお、上述
の実施例は位相指令回路が電流制御回路の場合であるが
、例えば電圧制御回路などであつてもよいのは勿論であ
る。
短絡などの事故が惹起するのを防止てきる。なお、上述
の実施例は位相指令回路が電流制御回路の場合であるが
、例えば電圧制御回路などであつてもよいのは勿論であ
る。
また、位相制御回路は同期信号の１サイクルに同期して
三角波信号の基準信号を得るものであるが、半サイクル
毎に鋸歯状波を得るような位相制御回路であつても同様
な効果を奏すること勿論である。
三角波信号の基準信号を得るものであるが、半サイクル
毎に鋸歯状波を得るような位相制御回路であつても同様
な効果を奏すること勿論である。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図における変化率規制回路の一例詳細構成図、第３図は
第１図における位相制御回路の一例構成図、第４図は第
３図における移相回路の一例詳細構成図、第５図は第２
図に示す変化率規制回路の動作を説明するためのタイム
チャート、第６図は第４図に示す移相回路の動作を説明
するためのタイムチャート、第７図は第３図における論
理回路の動作を示すタイムチャート、第８図、第９図は
本発明の効果を説明するための波形図である。 １・・・・・・交流電源、２・・・・・・電力変換器、
３・・・・・・負荷、６・・・・・・電流検出器、７・
・・・・・電流制御回路、９・・・・・・変化率規制回
路、１０・・・・・・位相制御回路、■。
図における変化率規制回路の一例詳細構成図、第３図は
第１図における位相制御回路の一例構成図、第４図は第
３図における移相回路の一例詳細構成図、第５図は第２
図に示す変化率規制回路の動作を説明するためのタイム
チャート、第６図は第４図に示す移相回路の動作を説明
するためのタイムチャート、第７図は第３図における論
理回路の動作を示すタイムチャート、第８図、第９図は
本発明の効果を説明するための波形図である。 １・・・・・・交流電源、２・・・・・・電力変換器、
３・・・・・・負荷、６・・・・・・電流検出器、７・
・・・・・電流制御回路、９・・・・・・変化率規制回
路、１０・・・・・・位相制御回路、■。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源に接続された負荷に可変電力を供給する電
力変換器と、該電力変換器の点弧位相角を定める位相制
御信号を出力する位相指令回路と、前記交流電源電圧を
位相同期信号とし、該位相同期信号の周波数に比例した
信号の積分した位相基準信号を得、この位相基準信号と
前記位相制御信号を比較し点弧パルスを発生する点弧制
御回路と、前記位相制御信号の変化率を前記点弧制御回
路の積分変化率とほぼ同一にする変化率規制回路とを備
え、前記位相制御信号の変化率を規制した後に前記点弧
制御回路に導入し、前記位相制御信号の変化率と点弧制
御回路における積分変化率をほぼ同一にしたことを特徴
とする電力変換器の制御装置。 ２ 前記位相指令回路は負荷電流を検出して位相制御信
号を発生することを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2868579A JPS6056067B2 (ja) | 1979-03-14 | 1979-03-14 | 電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2868579A JPS6056067B2 (ja) | 1979-03-14 | 1979-03-14 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55122483A JPS55122483A (en) | 1980-09-20 |
| JPS6056067B2 true JPS6056067B2 (ja) | 1985-12-07 |
Family
ID=12255335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2868579A Expired JPS6056067B2 (ja) | 1979-03-14 | 1979-03-14 | 電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6056067B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62215948A (ja) * | 1986-03-18 | 1987-09-22 | Konishiroku Photo Ind Co Ltd | 歩留りを向上させる連続塗布方法 |
-
1979
- 1979-03-14 JP JP2868579A patent/JPS6056067B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62215948A (ja) * | 1986-03-18 | 1987-09-22 | Konishiroku Photo Ind Co Ltd | 歩留りを向上させる連続塗布方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55122483A (en) | 1980-09-20 |
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