JPS6047840B2 - デイジタル直流モ−タ制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はモータ制御回路に関係し、特に直流モータの
電圧、電流又は速度のような変数を制御す る位相制御
回路に関係する。

既知の構成の閉ループ直流モータ制御装置の１つは、
交流源とモータの電機子又は界磁巻線の一方の間に接続
されたサイリスタ・ブリッジのような位相制御整流器回
路を用いる。

このような回路では、モータは各サイリスタの点火時間
を制御することにより制御される。例えば、交流入力電
圧サイクルの比較的初期に点火信号を印加すると、比較
的大きな平均値の電圧がモータに印加されてモータを比
較的高速度で動作させる。反対に、交流入力電圧サイク
ルの比較的後期に点火信号をサイリスタに印加すると、
比較的小さな平均電圧がモータに印加され、モータを比
較的低速度て動作させる。従つて、モータ速度は、サイ
リスタ点火信号が入力電圧波形の選択点から遅れる角度
、言い換えると制御角に依存する。 上述の単相モータ
制御系では、標準構成は単相交流入力とモータ電機子間
に接続された全波サイリスタ・ブリッジを含む。

このような系では、交ｉ流入力電圧から遅れること００
から１８００の制御角でブリッジの対向アームのサイリ
スタ対に点火信号を交互に印加する制御活動を含む。実
際にはモータの反起電力によりサイリスタ点火信号が交
流入力電圧の零交差から３３０遅れる時に最大駆動電力
が利用できる。全波型式の３相モータ制御系では、標準
構成は３相交流源とモータ電機子間に接続された３相サ
イリスタ・ブリッジを含む。

このような系では、交流入力電圧の各全サイクルに対し
て６対のサイリスタ点火を含む順序で制御可能な時に各
サイリスタ対に点火パルスを印加する制御活動を含む。
単相系に関連して説明したのと同じ理由で、サイリスタ
点火が交流入力電圧の零交差から６００遅れた時に３相
全波系の最大駆動電力が利用可能となる。他の共通制御
整流器構成は３相半波構成や６相全波構成を含む。さら
に他の共通制御整流器構成は各交流入カソード線に並列
接続の対向極サイリスタ対を含む、この構成は通常モー
タ回転方向の逆転能力を有さなければならない半波型式
駆動系に用いられる。本発明は上述した任意の又全ての
制御整流器を制御するために使用可能てある。本発明以
前では、モータ変数の実際値と所望値間の差に依存した
量を有する直流基準電圧に対して３角波を比較するアナ
ログ制御法を用いてサイリスタの点火時期を制御する方
法がしばしば用いられた。このような系では、直流基準
電圧との３角波の比較によりパルス幅変調信号を発生し
、その転移が制御整流器回路の点火時期を制御するため
に用いられる。この種の制御系は米国特許第２８６７７
６３号と第３８８３７８６号に記述されている。この種
のアナログ制御系は多くのモータ制御応用例で満足に動
作するが、制御の不正確度、熱ドリフト、部品許容度に
対する感度等の問題がある。こ．れらの問題はサイリス
タ間に不均等な負荷電流分配を生じ、最大負荷サイリス
タの過熱や早期破壊を発生する。近年、ディジタル制御
回路の利用がアナログ位相制御回路に付随するある種の
問題を緩和して来！た。

しかしながら、これらの改良に伴つて、線路や環境ノイ
ズに対する感度の増加、帰還データを連続的に更新する
機構の不足、回路複雑度の増加等の新たな問題が生じて
来ている。他の問題は、各サイリスタ点火事象に対して
別々のディジタル４制御の組を設けるか、又は単一のデ
ィジタル制御を設けてモータが制御される角度範囲の限
定を受け入れるかという選択を設計者がなさねばならな
い点である。例えば３相全波制御整流構成では、設計者
は一方ではモータ制御の６０流の範囲制限を受け入れる
ことが可能であり、この場合全てのサイリスタに対して
単一のディジタル制御回路が利用できる。反対に、点火
されるサイリスタ対の６種の組合せの各々に別々のディ
ジタル制御回路を設けることによりモータ制御の望まし
い１８０を域を得ることもできる。従つて、本発明の目
的は整流器構成にかかわりなく単一のディジタル回路か
らモータ制御の全′）１８０デ域を与えるディジタル直
流モータ制御回路を提供することてある。

本発明は、交流源に接続される交流入力と、モータに接
続される直流出力と、交流入力と直流出力間の電力の流
れを制御する制御整流器回路と、７制御整流器回路に点
火信号を印加して電力流の大きさと方向を制御する点火
ｍり御回路であつて、少なくとも８ビットの周期的ディ
ジタル基準信号を発生する基準信号発生装置と、該基準
信号は交流入力の電圧に対して所定の位相及び周波数関
係に』保持され、モータ変数の所望値を指示する指令信
号とモータ変数の実際値を指示する帰還信号との間の差
に従つて変動するディジタル値を有するディジタル誤差
信号を発生する誤差信号発生装置と、該誤差信号は基準
信号より多くのビットを有し、誤差信号の最高位ビット
により定まる角度範囲内でかつ誤差信号とディジタル基
準信号の最小位ビットにより実質的に定まる時に制御整
流器回路へ点火信号を印加する装置とを含む前記点火制
御回路とを含み、ディジタル制御回路がモータ及び反転
域の両方に渡つてモータの動作を制御するディジタル直
流モータ制御回路を提供する。

第１図を参照すると、適当なサイリスタ１，２，３，４
，５，６を含む３相全波制御整流器回路１４を介して直
流モータ（図示せず）の電機子１２に電圧と電流を供給
する３相交流源１０が示されている。交流入力電圧が位
相回転Ａ−Ｂ−Ｃを有するとすると、サイリスタ１から
６は２−４，４−３，３−５，５−１，１−６，６−２
の順序で２個ずつ周期的に点火され、サイリスタ対２−
４，３−５，１−６はそれぞれ線間電圧ＶＡＢ，■ＢＣ
，■ＣＡの正の半サイクルと関係し、サイリスタ対１−
５，２−６，３−４は線間電圧の負の半サイクルと関連
している。定常状態下では、これらの点火信号又はパル
スの連続する対は交流入力電圧から６００だけ分離され
ている。全体としての設定点火信号と交流入力電圧との
間の位相角は、しかしながら変動量であり、本明細書で
は制御角と呼はれる。上記点火順序を繰返すと、電機子
１２に印加される直流電圧■１６−１８が制御整流器１
４の出カソード線１６，１８上に設定される。

サイリスタ１一６が交流入力電圧に対して比較的初期に
点火されると、すなわち制御角が比較的小さいと、直流
電機子電圧は比較的高い値を取る。反対に、交流入，力
電圧に対してサイリスタを比較的後期に点火すると、す
なわち制御角が比較的大きい場合は、直流電機子電圧は
比較的小さくなる。この結果、制御角の適正な選択によ
り、電機子１２は全モータ状態（電源１０が電機子１２
に最大電力を渡す）零モータ状態間の任意の状態で動作
する。以下詳細に説明するように、制御角の適正な選択
により電機子１２は全反転（電機子１２が電源１０に最
大電力を渡す）状態と零反転状態間の任意の状態で動作
する。これら全ての状態は様々な中間状態，とともに第
３ａ図１から第３ａ図７に図示される。しかしながら、
第３ａ図の波形を説明する前に、図に示される種々の角
度を明白に定義し方向づける必要がある。

サイリスタ点火パルスの角度位置を指定するのに、関連
する線間電圧波の零交差以外の入力電圧の点に対して制
御角を測定する習慣がある。例えは第１図に示した３相
全波系のような系では、サイリスタ点火パルスが関連す
る線間電圧波の６００点から遅れる角度として全御角α
を指定する習慣がある。この基準点選択の１つの理由は
、３相全波制御整流器構成では６０１点は電源１０か最
大モータ電力を利用可能とする点火点を表わすからであ
る。この基準点を与えると、制御角の００値は全モータ
電力に関係し、制御角の１８００値は全反転電力に関係
する。点火パルスの位置を指定するために用いる他の角
度は、本明細書で５誤差角ョと呼ぶ角度βである。この
角度は１８００引くことの制御角に等しく、サイリスタ
点火パルスが関連入力電圧波の２４００点に進む角度に
等しい。誤差角に対しては、１８００の値は全モータ電
力に関連し、０しの値は全反転電力に関係する。異なる
相数と異なる制御整流器構成を有する他の回路ては、制
御角と誤差角の基準点は関係する交流入力電圧波の他の
適当な点にあることを理解されたい。第３ａ図１から第
３ａ図７を参照すると、交流入力電圧ＶＡＢと共に制御
角と誤差角の様々な値に対して制御整流器出カソード線
１６，１８間に現われるパルス化直流電圧■ュ。

−１８が示されている。第３ａ−２から第３ａ−７図に
は電圧■ＡＢに関係するサイリスタ対２−４と１−５の
様々な点火時期を示す矢印も示されている。加えて、第
３ａ図２から第３ａ図７はこれらのサイリスタの点火が
電圧■１６−１８に寄与する電圧■，，Ｂの部分を表わ
す実線域を示す。最後に、第３ａ図２から第３ａ図７は
生成される波形に関係する制御角αと誤差角βを示して
いる。第３ａ図２に示すように、制御角が大体００であ
ると、すなわち誤差角が約１８０大であると、制御整流
器１４は最大直流モータ電圧を与え、この電圧は電圧Ｖ
ｌ６−１８の平均値に等しい値を有する。

この図で実線で囲まれる領域は、電圧ＶＡＢの正の半サ
イクルの間にサイリスタ２，４によりなされる電圧寄与
と該電圧の負の半サイクルの間にサイリスタ１，５によ
りなされる電圧寄付を表わしている。電圧Ｖｌ６−１８
の残りの部分は交流入力電圧の残りの２相により与えら
れる電圧寄与を表わしている。第３ａ図２から第３ａ図
５に示されるように、制御角が増大して９０図に近づく
と、すなわち誤差角が減少して９０９に近づくと、制御
角が９００に等しくなつて電機子１２に実質的にモータ
電圧が与ノえられなくなるまで電機子端子電圧Ｖｌ６−
１８の平均値は漸近的に減少する。

従つて００から９０−の制御角値は電機子１２の全モー
タ域をカバーする。第３ａ図６と第３ａ図７に示すよう
に、制御角が９０図を越えると、すなわち誤差角が９０
０以下とアなると、整流入力電圧の平均値は負となる。
この負電圧がサイリスタ１−６に逆バイアスを与えるに
もかかわらず、電機子１２の以前設定された回転により
線１６，１８間に発生された電圧が電源１０により与え
られる負電圧を打ち消す正電圧を与える程十分大きけれ
ば前記サイリスタは導通する。この状態の下でのサイリ
スタの導通は、回転電機子及びこれに接続されている回
転機器がサイリスタ１−６を介して交流源１０にエネル
ギを返還していること、すなわちモータが反転モードで
動作していることを表わしている。この動作モードでは
、電源１０へのエネルギの返還は電機子１２の回転速度
を遅くするブレーキカを発生する。制御角が９０をから
１８０レに増加すると、電圧Ｖｌ６−１８の平均負値は
増大し、電機子１２から電源１０へエネルギが返還され
る率の増加とモータへのブレーキカの増加を表わしてい
る。最後に、制御角が第３ａ図７に示すように１８０最
に到達すると、電圧■１６−１８の平均負値はその最大
値に到達し、全反転状態、すなわち電機子１２から電源
１０へ最大速度でエネルギ返還が行なわれることを表わ
している。従つて、９０がから１８０この制御角は電機
子１２の全反転域をカバーする。以上のことから、０転
から１８００の任意の制御角を与え得る本発明の回路の
ような制御回路は、モータ回転の１方向に対して電機子
１２の全モータ及び反転域に渡つて制御を行なうことが
理解できる。

この結果、０て以下又は１８０と以上（可能ではある）
の角度制御値の利用は１８０以域内の制御角により生じ
得ない結果を発生しない。この規則に対する１つの明白
な例外は方向逆転系を含み、この場合１８００以上の角
度制御が望ましい。しかしながら、例えこのような系に
おいても各回転方向の角度制御域は１８０な以上広げる
必要はない。電機子１２の制御において、関連する１個
以上の変数を外部から設定された指令値に適合させるこ
とが望ましい。

例えば、電機子電流を外部から設定した電流指令信号に
適合させたい場合、適当な電機子電流帰還信号を得て、
この信号を電流指．令信号と比較し、差を誤差信号とし
て用いて電機子電流を制御することによりこれがなされ
る。反対に、電機子電圧を制御したい場合、電機子電圧
帰還信号は電圧指令信号と比較され、発生した誤差信号
を用いて電機子電圧を制御する。第１図及！び第２図に
示した説明用実施例では、選択されたモータ変数は電機
子電流である。しかしながら、図示した電流帰還発生回
路を適当な帰還信号発生回路に置換えることにより、速
度又はトルクのような他のモータ回路変数による制御も
同様に実施クしうることも理解できる。第１図及び第２
図の回路が変換器２２のような適当な電機子電流帰還素
子から得られた帰還信号と適当な電流指令信号とに従つ
てサイリスタ１から６の点火を制御するために、第１図
及び第２図の回路は基準信号発生回路２牡誤差信号発生
回路２６、点火時期制御回路６６及び点火信号発生回路
７０を含む。

基準発生器２４は交流入力電圧に位相をロックした周期
的ディジタル基準信号を発生し、基準信号は各交流入力
サイクルの間にｎ回第１及び第２の所定値間を一様な速
度で変動する値を有し、ここてｎは整数て本実施例の場
合６である。誤差信号発生器２６は、本実施例の場合フ
電流指令と電流帰還信号との間の差に従つて上方又は下
方に変化する２進値を有するディジタル誤差信号を発生
する役割を果たす。点火時期制御回路６６は基準信号と
誤差信号の最小位ビットとを用いて各サイリスタ対の点
火時期を設定する。点７火信号発生回路７０は誤差信号
の最大位ビットを用いて点火時期信号がその効果を有す
ることが可能な制御角の３つの可能な６０を域の１つを
選択する。従つて誤差信号の最小及び最大位ビットが共
に帰還及び指令信号により要求される制御角を唯ノーの
ものとして定める。第１図を参照すると、基準信号発生
器２４は交流入力電圧の位相位置を検出する入力２４ａ
，２４ｂと８ビットディジタル基準信号ＲＳを与える１
組の出力２４ｘとを含み、ディジタル基準信号の２進値
は入力電圧の周期に渡る進行を実質的に連続的に指示す
る。

この信号の最小位ビットはＲＳＢｌと呼び、この信号の
最大位ビットはＲＳＢ８と指示する。以下で詳細に説明
するように、本発明の制御系に図示した８ビット系で与
えられるものより高い角度分解能を与えたい場合には基
準信号ＲＳは８ビット以上あつてもよい。基準信号発生
器２４は又交流入力電圧の各全サイクルの間に発生すべ
きサイリスタ点火の数に関する情報を点火信号発生回路
７０に与える１組の順序信号ＳＥＱｌからＳＥＱ６を与
える１組の出力２４ｙを含む。本実施例では、ディジタ
ル基準信号は交流入力電圧の各６０、の間に２５５から
０の間の各２進値をとる下方カウント信号てある。

順序信号ＳＥＱｌからＳＥＱ６の各々は交流入力電圧の
各６０Ｑ部分の間にその高状態をとり、これら６個の高
状態の各々は基準信号の１つのカウントサイクル及びサ
イクル当りの６個のサイリスタ点火事象の内の１つに関
係している。第１図に示すように、誤差信号発生器２６
は電機子１２を流れる電流に従つて変動する帰還信号を
受け取る入力２６ａと電機子電流の所望値を示す電流指
令信号を受取る入力２６ｂとを含む。

誤差信号発生器２６は又入力２６ａ，２６ｂの各々の帰
還信号と指令信号との間の差の積分の現在値を指示する
２進値を有するディジタル誤差信号ＥＳを与える出力２
６ｘ，２６ｙを含む。誤差発生器出力２６ｘは８最小位
ビットのディジタル誤差信号ＥＳＢｌからＥＳＢ８（ビ
ットＥＳＢ８が最大位）を与え、Ｏから２５５までの任
意の２進値を取る。誤差発生器出力２６ｙは２桁の最大
位ビットのディジタル誤差信号ＥＳＢ９とＥＳＢｌＯ与
え、００，０１，１０の値を有し、ビットＥＳＢｌＯが
最大位である。基準信号ＲＳと関連して前に述べたよう
に、改良された角度分解能が必要な場合には誤差信号Ｅ
Ｓの最小位ビットは８ビット以上含んでいてもよい。し
かしながら、点火時期制御回路６６の正しい動作を保証
するために、誤差信号ＥＳの最小位ビットの数は基準信
号ＲＳのビット数と等一しく保たなければならない。第
１図及び第２図に示すように、点火時期制御回路６６は
誤差信号ＥＳの最小位ビットを基準信号ＲＳの対応する
ビットと比較し、後者が前者に等しい値となつた時に点
火時期信号ＦＴを発生する回路を含む。

この点火時期信号は各サイリスタ点火事象を開始するが
、設定れたサイリスタ点火信号全体と入力電圧との間の
位相関係を定めるのには単独ては十分てない。これは入
力電圧に対する点火信号の位相関係は、大部分は点火時
期信号が印加されるサイリスタ対の位置（サイリスタ点
火順序中での）により、小部分はこの点火時期信号の実
際の発生時間によにり定まるためである。信号発生回路
７０は誤差信号ＥＳの最大位ビットの様々な組合せを用
いて点火時期信号ＥＴがサイリスタの点火を開始するの
が可能な各誤差角範゛囲を選択する回路を含む。本実施
例では、ビットＥＳＢｌＯとＥＳＢ９のＯ獣態は誤差角
が００から６００の間にあることを保証し、ビットの０
１状態は誤差角が６０るから１２０しの間にあることを
保証し、ビットの１獣態は誤差角が１２００から１８０
０の間にあることを保証する。信号発生回路７０は信号
ＦＴによつて運ばれる点火時期情報と、誤差信号ビット
ＥＳＢ９とＥＳＢｌＯにより運ばれる角度域情報と、信
号ＳＥＱｌ−６により運ばれる順序情報とを組合せてそ
の出力２８ｘにサイリスタ点火パルスの所望列を発生す
る役割を果たす。これらのサイリスタ点火パルスは各々
適当なゲートアンプ回路３０−１から３０−６を介して
サイリスタ１−６のゲートカソード回路に印加される。
基準信号発生器２４ 基準発生器２４がその出力２４ｘに所望のディジタル基
準信号を発生し、その出力２４ｙに所望の順序出力を発
生するために、振幅制限回路３２、整波回路３牡ディジ
タル位相比較回路３６、低域フィルタ３８、電圧制御発
振器４０、Ｄ型フリップフロップ４１、基準カウンタ回
路４２とデコーダ回路４４を含むフェースロックループ
回路が設けられる。

振幅制限回路３２と整波回路３４は位相比較器３６に６
０Ｈｚ２状態信号を与える役割を果たし、この信号の転
移は線間電圧の１つ、本例では電圧油の周波数と位相位
置を示す。電圧制御発振器４０は回路３４が比較器３６
の一方の入力に印加する信号と線４６を介して他方の入
力に印加される帰還信号との間の位相差に比例する繰返
し率を有するパルスダ１ＣＫを発生する役割を果たす。
後者の帰還信号は、フリップフロップ４１、基準カウン
タ４２、デコーダ４４を介して発振器４０の出力から得
られ、比較器３６に印加されて交流入力周波数に実質的
に比例する周波数て、かつ交流入力電圧に対して固定さ
れた位相位置て発振器４０を動作させる。フェーズロッ
クループの動作は古くからあつて公知であるたｊめ、そ
の動作は本明細書では詳細に記述せず、基準発生器２４
が本発明の回路での使用に特に適したＣＫ，ＣＫ／２，
ＣＫ／２，ＲＳ，ＳＥＱ１−６のような信号を発生する
ことを述べる程度にとどめる。端子２４ａ，２４ｂの６
０Ｈｚ入力電圧を仮定すると、基準発生器２４の望まし
い配置は１８４．３２ＫＨｚで動作する基準発振器４０
と、発振器出力周波数を２分割するフリップフロップ４
１と、発振器出力周波数をさらに２５紛割する基準カウ
ンタ４２フとカウンタ出力周波数を６分割するデコーダ
４４とを含む。

これは比較器３６に両方共６０Ｈｚ繰返し率の入力及び
帰還パルス列が送られることを保証するためこの周波数
と分割係数の選択が望ましい。加えて、これはデコーダ
４４の６本の出力にその高状態を１時に１つづつ順番に
取らせ、各高状態が交流入力電圧の６０つ、すなわち基
準カウンタ４２のカウントサイクルを占有するためこの
周波数と分割係数の分布は望ましいものである。しかし
ながら、カウンタ４２とデコーダ４４の分割係数に適当
な選択を行なえば他の発振器周波数を用いてもよいこと
が理解できる。基準カウンタ４２はクロック入力ＣＬｌ
８本の２進出力及ひキャリー出力ＣＹＯを有する８段ア
ップダウン２進カウンタを含む。カウンタ４２はＲＣＡ
からＣＤ４Ｏ２９の名称て市販されている２個の４段ア
ップダウン２進カウンタから構成される。望ましい実施
例では、カウンタ４２は２５５から０へ２５鍛カウント
ダウンし、以後その初期値を再設定して再びカウントダ
ウンするように配置されている。加えて、デコーダ４４
がカウンタ出力ＣＹＯの基準キャリー信号ＲＣの周波数
を比較器３６に送り戻す前に６分割するため、カウンタ
４２ののカウント順は交流入力電圧の各全サイクルの間
に６回繰返される。換言すると、基準信号ＲＳは、交流
入力電圧の各６０すの間に１１１１１１１１から０００
０００００の間の各値を取る８ビット２進数を表わし、
各２進数は交流入力周期の０．２３ッを表わす。信号Ｒ
Ｓの２進数と入力電圧Ｖ蝿の代表的位相との間の関係は
第３ｃ−１図、第３ｃ−２図に示され、信号ＲＳの個々
の段階は数が大きいため示していない。より高い又はよ
り低い角度分解能が必要な場合には、発振器４０の周波
数とカウンタ４２及びデコーダ４４の分割係数に適当な
選択を行なうという条件下でカウンタ４２の段数をそれ
に５応じて増減すればよいことが理解できる。一般的に
言つて、モータの時定数が小さくなればなる程高い角度
分解能が必要となる。デコーダ４４は、クロック入力Ｃ
Ｌに印加される各６個のパルスに対して６個の一連の出
力状態３３を発生するように配線されているＣＤ４Ｏ２
２の名称でＲＣＡから市販されている型式の１対８デコ
ーダである。

本構成に用いられると、デコーダ４４の各出力は交流入
力電圧の各全サイクルの間の６００間隔に対してその高
状態を取り、これら高状態４パルスは第３ｄ図に示すよ
うに基準カウンタ４２からの基準キャリー信号ＲＣの正
移行転移により開始終了する。従つて、デコーダ４４の
各出力は交流入力電圧の各６０、間隔の間その高状態に
あること、デコーダ出力が高状態にある間基準信号ＲＳ
は１１１１１１１１から００００００００の間の各２進
値を取ることが理解できる。デコーダ４４は５０％デュ
ーティサイクル以下の７ディジタル帰還信号を帰還導線
４６に印加するが、位相比較器３６がデューティサイク
ルに敏感でなければこの帰還信号は直接位相比較器３６
に印加される。

入力信号のデューティサイクルに敏感でない比較器と、
発振器４０として用いられる９電圧制御発振器との両方
を含む市販の集積回路の１つがＲＣＡからＣＤ４Ｏ４６
の名称で市販されている。比較器３６と発振器４０の代
りにこの素子を用いる場合、位相比較器と電圧制御発振
器に関連するＣＤ４Ｏ４６素子の端子に適当な抵抗とコ
ンデン７サを単に接続することにより低域フィルタ３８
を設ける。基準信号ＲＳと順序信号ＳＥＱｌ−６との発
生に加えて、基準発生器２４は第１，２図の回路の各部
分を同期し付勢するある種の管理信号も発生すｌる。

その中には発振器４０の出力における装置クロック信号
ＣＫとフリップフロップ４１の出力の半周波数微分クロ
ック信号ＣＫ／２とＣＫ／２がある。これらの信号の全
てはクロックとして用いられて第１，２図の回路の様々
な信号転移の適正な整合を保証して環境又は線間ノイズ
に対する免疫を強化する。信号ＣＫ，ＣＫ／２，？／２
の目的は第３ｅ図と関連して、又これらを使用する装置
と関連して以下に詳細に説明する。誤差信号発生器２６ 誤差信号発生器２６が発生器入力２６ａの電流帰還信号
と発生器入力２６ｂの電流指令信号との間の差の積分の
現在値を指示する２進値を有するディジタル誤差信号を
出力２６ｘ，２６ｙに設定するために、加算及び絶対値
回路５２、極性検出回路５４、電圧制御発振器５６と誤
差カウンタ５７が設けられ、該カウンタは第１及び第２
カウンタ部５７−１，５７−２を含む。

又誤差発生器２６には、様々な信号転移の同期を保証す
るＤ型フリップフロップ６０，６２と発生器２６が誤差
信号ＥＳの不要値を設定することを防止する役割を果た
す禁止論理回路６４とが含まれる。本明細書で用いるよ
うに、１電流時間一累計誤差ョ又は１電流積分誤差ョと
いう用語は、発生器入力２６ａの電流帰還信号と発生器
入力２６ｂの電流指令信号との間の差の時間積分の現在
存在するディジタル値を意味するものと理解されたい。

この用語は、誤差信号ＥＳの２進値は最後のサイリスタ
点火事象から測定した帰還信号と指令信号との間の差の
時間累計値を基に上方又は下方へ連こ続的に更新される
ことを反映している。例えば、誤差信号ＥＳの２進値が
、電流帰還信号と電流指令信号との間の差がＯに等しい
ようになつている場合、すなわち電機子電流がその所望
値にある場合、この零の大きさの差信号の電流積分値も
零にｌ等しい。この状態の下では、誤差信号ＥＳの２進
値も電機子電流も変化する傾向はみせない。反対に、サ
イリスタ１から６が交流入力電圧に対して遅すぎて点火
されるように誤差信号ＥＳがなつている楊合、すなわち
電機子電流が低すぎる−場合、電流帰還信号の正値は電
流指令信号の負値よりも低く、実効的に負の差信号を生
じる。この状態では、極性検出回路５４と誤差発振器５
６により誤差カウンタ５７は負の差信号の時間積分に応
じて誤差信号ＥＳの２進値を増す。差信号の増−加によ
り点火時期サイリスタ１から６は入力電圧に対して進行
し、電機子電流を増大して帰還信号と指令信号の間の差
を零方向に駆動する。同様に、点火信号が交流入力電圧
に対して早すぎてサイリスタ１から６に印加されるよう
に誤差信号ＥＳの２進値がなつている場合、すなわち電
機子電流が大きすぎる場合は、電流帰還信号の正値が電
流指令信号の負値より大きくなり、実効的に正の差信号
を生じる。

この状態では、極性検出回路５４と誤差発振器５６によ
り誤差カウンタ５７は正の差信号の時間積分に従つて誤
差信号ＥＳの２進値を減少する。この減少により、サイ
リスタ１から６の点火時期は入力電圧に対して遅らされ
、電機子電流を減じ、帰還信号と指令信号との間の差を
零に駆動する。差信号が零に近づくと、例えば所要負荷
電力の変化に伴なう帰還信号の変化や電流指令信号の手
動又は自動開始の変化が生じない限り、誤差信号ＥＳの
新たな値と電機子電流の噺たな値は不変のままであるこ
とを理解されたい。以上のことから、誤差信号ＥＳの大
きな値はエラー角の大きな値そしてサイリスタ１から６
の初期点火時間と関係し、誤差信号ＥＳの小さな値は小
さなエラー角そしてサイリスタ１から６に遅い点火時期
と関係する。

上記関係は誤差信号ＥＳの大きな値と制御角の小さな値
そしてサイリスタ１一６の早期点火時期との関係と対比
され、又誤差信号ＥＳの小さな値と制御角の大きな値そ
してサイリスタ１−６の遅い点火時期との関係と対比さ
れる。この関係は第３ｂ図に要約される。誤差信号発生
器２６の動作を以下に説明する。

発生器入力２６ａに電流帰還信号を、そして発生器入力
２６ｂに電流指令信号を印加すると、加算及び絶対値回
路５２は正極性帰還信号と負極性指令信号を組合せて、
その出力５２ｘにその差に比例する正値を有するアナロ
グ差信号を設定する。同時に、極性検出回路５４は回路
５２の加算アンプ部の出力に応答してその出力５４ｘに
、帰還信号が指令信号を越えた時に高状態となり、指令
信号が帰還信号を越えた時に低状態となる２状態方向制
御信号を発生する。従つて、回路５２，５４は共に帰還
信号と指令信号との間の差の大きさを示すアナログ差信
号とその差の符号を示すディジタル方向制御信号を与え
る。回路網５２，５４，５６を構成する回路は第５図に
関連して以下で説明する。加算及ひ絶対値回路５２の出
力に現われるアナログ差信号は誤差発振器５６のアナロ
グ入力に印加され、アナログ差信号の大きさに比例する
繰返し率を有するディジタル信号を発振器出力５６ｘに
現わさせる。

（第５図に示すように、誤差発振器５６がＣＤ４Ｏ４６
の名称てＲＣＡから市販されているフェーズロックルー
プ●パッケージの電圧制御ノ発振器部を含む場合、上記
比例関係は本発明の回路の適当な系利得を設定するため
の該素子のピン１１に接続される抵抗５８の値によつて
定まる。）タイミング用のＤ型フリップフロップ６２の
信号ＣＫ／２により調時されて、発振器５６の５出力は
誤差カウンタ５７のクロック入力ＣＬに印加されてその
カウントの変更を開始する。加えて、極性検出回路出力
５４ｘの２状態方向制御信号はＤ型フリップフロップ６
０の信号ＣＫ／２によつて調時され、その補数はカウン
タ部５７一０１，５７−２のアップダウン入力Ｕ／Ｄに
印加されてそのカウントの上方向又は下方向を選択する
。特に、誤差カウンタ５７の出力における信号の２進値
（誤差信号ＥＳ）は、カウンタ部５７一１，５７−２の
Ｕ／Ｄ入力における信号が高状態にある時発振器出力５
６ｘに現われるパルス列の繰返し速度に比例する速度で
増加し、カウンタ部５７−１，５７−２のＵ／Ｄ入力の
信号がその低状態にある時は発振器出力５６ｘに現われ
るパルス列の繰返［７速度に比例する速度で減少する。
それ故、誤差信号ＥＳの２進値の変化はアナログ差信号
の大きさとアナログ差信号が存在する時に依存する、換
言すると、アナログ差信号の時間積分に依存することが
理解できる。第１図に示すカウンタ５７は、出力を誤差
発振器出力２６ｘに接続した第１部５７−１と、出力を
誤差発生器出力２６ｙに接続した第２部５７一２を有し
ているが、この部分への分割は部分５７一１，５７−２
の性質の重要な差を反映しているものではない。例えば
、誤差カウンタ５７は、８最小位ビットが誤差発生器出
力２６ｘに印加され、２最大位ビットが誤差発生器出力
２６ｙに印加される１０段アップダウンカウンタを含む
。又は第１図に示すように、誤差カウンタ５７は８段２
進アップダウンカウンタ５７−１（ＣＤ４Ｏ２９の名称
てＲＣＡから市販されている２個の４段アップダウンカ
ウンタ型式）と共に別のＣＤ４Ｏ２（代）の４段２進ア
ップダウンカウンタ５７−２を含み、後者のキャリー入
力ＣＹＩは誤差カウンタ部５７−１のキャリー出力ＣＹ
Ｏに接続される。この構成で．は、カウンタ部５７−２
は２桁の最下桁出力のみを用いるオーバーフローカウン
タとして考えられ、これらの出力は誤差信号ビットＥＳ
Ｂ９とＥＳＢｌＯを与える。カウンタ５７に２つの別々
な部分を示したが、誤差信号ＥＳの各ビットの異なる利
！用法を強調しているため第１図の方が望ましい。誤差
発生器２６の動作において、Ｄ型フリップフロップ６０
，６２は誤差カウンタ５７のカウント転移と第１図の回
路の様々な他の信号転移との間の適正な整合を保証する
。例えば誤差発振器５３６の出力をクロック信号ＣＫ／
２と同調させることにより、誤差カウンタ５７のカウン
ト転移は基準カウンタ４２のカウント転移が発生する間
に発生される。加えて、極性検出回路出力５４ｘの方向
制御信号をクロック信号ＣＫ／２と同調させる４１こと
により、カウンタ５７が状態を変えている問は誤差カウ
ンタ５７のカウント方向を変更しないことを保証する。
このクロック方法の１つの利点は、誤差信号ＥＳの２進
値のあいまいさが除去される点である。他の利点は、上
記クロック方法が第１図の回路のノイズ免疫性を改良す
る点である。第１図、第２図の回路のオン時に、誤差発
生器２６の望ましい始動態勢を保証する値に誤差カウン
タ５７を予めセットすることを保証するため、第１図は
始動スイッチ５８ｃにより適当な正の１２Ｖ電源に直列
に接続された抵抗５８ａとコンデンサ５８ｂの形式を取
る始動回路５８を含む。こフの始動回路は、最初高又は
始動状態にあり、第１図、第２図の回路が安定するのに
十分な時間経過後に低又は動作状態を取る始動ＰＵＰ信
号を発生する役割を果たす。信号ＰＵＰの高状態の間、
すなわちスイッチ５８ｃの閉鎖直後、第１図、第２・図
の回路の各回路網は実際の動作の開始に適当な減勢状態
（初期プリセット状態）に保持される。以後コンデンサ
５８ｂが充電されると、信号ＰＵＰの低状態の発生は減
勢回路を付勢状態にし、他の回路がその初期又はプリセ
ット値から出発することを可能にする。特に、回路５８
はオン時にカウンタ５７の両部分をその零状態、誤差角
の初期値が００であることを保証する状態、すなわち全
反転が要求される状態にプリセットすることを保証する
。

本実施例では、プリセット状態はカウンタ部５７−１，
５７−２のプリセット付勢ＰＥ入力に信号ＰＵＰを印加
することにより設定される。誤差角の初期値の上記選択
は、モータ状態が要求されていることを指令信号が指示
する時まで電機子１２にモータ電流を送らないことを保
証する。この選択は又、始動時にモータ１２が既に回転
している場合、本発明の回路はただちに停止用ブレーキ
カを与えることが可能である点を保証する。始動後に電
流帰還信号がモータ又はブレーキの所要レベルに関して
の情報を与え始めると、カウンタ５７は信号ＰＵＰの制
御から解放されて、全反転状態から全モータ状態との間
の所要動作点に到達するまで誤差信号ＥＳの２進値が増
加することを可能にする。誤差信号ＥＳに非零初期値を
持たせたい場合には、カウンタ５７を構成する４段カウ
ンタの適当なＪＡＭ入力に連続高状態電圧を印加するこ
とによりこの非零初期値を選択できる。

例えば、初期ＪＯＯ誤差角が必要な場合（モータ状態又
は反転状態のどちらでもない）、第３ｂ図の角度９００
に関連する誤差信号ビットパターンを設定する電圧をカ
ウンタ５７のＪＡＭ入力に接続することによりこの角度
が与えられる。第６図と関連して以下に詳細に説明する
ように、誤差信号ＥＳがその最大の可能な２進値を有し
かつ帰還回路がこの値をさらに増そうとする時に禁止論
理回路６４はフリップフロップ６２を介して誤差発振器
５６が誤差カウンタ５７のカウントを変えることを防止
する役割を果たす。

この状態で、制御整流器１４のサイリスタは交流源１０
から最大可能モータ電力を与えており、さらにモータ電
力を増加する試みは無効である。従つて、この状態下で
は禁止論理回路６４はフリップフロップ６２をリセット
し、誤差カウンタ５７のカウント指示方向に変化が生じ
るまで誤差発振器５６がカウンタ５７の状態を変えるこ
とを防止する。従つて禁止論理回路６４は誤差角が１８
０すを越えることを防止する役割を果たす。禁止論理回
路６４は誤差信号がその可能な最小値を取り、帰還回路
がこの値をさらに減らそうとする時同様な効果を生じる
。

この状態では、、制御整流器１４は交流源１０から最大
可能ブレーキ力を与えており、ブレーキカをこれ以上増
す試みは無効である。従つて、その状態では禁止論理回
路６４はフリップフロップ６２をリセットし、誤差カウ
ンタ５７の指示カウント方向に変化を生じるまで誤差発
振器５６力幼ウンタ５７の状態を変えることを防止する
。従つて禁止論理回路６４は誤差角が００以下となるこ
とを防止する。点火時期制御回路６６ 上述したように、点火時期制御回路６６は基準信号ＲＳ
を誤差信号ＥＳの最小位ビットと比較し、新たな点火時
期信号ＦＴを発生する役割を果たす。

これを行なうために、点火時期制御回路６６は第２図に
示すようにＭＭ７４Ｃ８５の名称でナショナル●セミコ
ンダクタ社市販の２個の４ビットディジタル比較器を含
む８ビットディジタル比較器７９を含む。比較器７９に
は本発明の回路内の様々な転移の適正な時間整合を保証
するクロック機能を与えるＤ型フリップフロップ８０が
付随している。フリップフロップ８０のＱ出力に現われ
る点火時期信号ＦＴは、比較器７９がそのＡ＝Ｂ出力に
高状態信号を発生している間に（信号ＦＴが最初低状態
にあると仮定する）ＮＯＲゲート８１の信号ＣＫが負の
転移を受けると、正転移を受けてサイリスタ点火を開始
する。換言すると第３ｅ図に示すように、基準信号ＲＳ
の２進値が誤差信号ＥＳの２進値に等しくなる時に初め
て追従する信′Ｊ８ＣＫの負移行転移により定まる時に
各サイリスタ点火が開始される。所要点火時期としての
上記状態の選択を以下済こ説明する。前述したように、
誤差信号ＥＳの２進値（最小及び最大位ビットを含む）
は特定のサイリスタを点火すべき時間を直接指示してい
る。

誤差信号ＥＳの各値に対応する角度はβという名称の角
度で第３ｃ−３図から第３ｃ−５図に示されている。β
のこれらの値の各々は６０にの角度増分の全体数（イ）
，１又は２）に加えることの６００以下の残り角度β″
から構成される。本発明によると、６０角増分の上記数
は誤差信号ＥＳの最大位ビットの２進値により定まり、
一方残り角度β″は誤差信号ＥＳの最小位ビットの２進
値により定まる。換言すると、誤差信号ＥＳの最小位ビ
ットは誤差信号ＥＳの最大位ビットにより選択された点
火角の６００域内てサイリスタ点火角を定める。従つて
、最小位ビットの２進値はサイリスタ点火が起る誤差角
の６０ト域の終りからサイリスタ点火が進行する角度を
直接指示している。上述したように、基準信号は第３ｃ
−２図の部分Ｔ。

−Ｔｌ，Ｔｌ−Ｔ２等のような交流入力電圧の各６０。
部分の間でその最高２進値と最低２進値の間の各値を循
環的に取る。この結果、基準信号ＲＳｌの２進値は交流
入力電圧の６０、部分に残る時間を直接指示する。加え
て、基準信号ＲＳの６０るカウントサイクルは誤差信号
ＥＳの６０Ｓ角度域の境界も定めるため、基準信号ＲＳ
の２進値は又誤差角の一致６０め域に残る角度を直接指
示する。従つ７て、所望の点火時期は、基準信号ＲＳの
２進値が誤差信号ＥＳの最小位ビットの２進値と等しく
なつた時、すなわち残りの誤差角β″がその６００部分
に残る時間量と等しくなつた時である。この関係は第３
ｃ−２図から第３ｃ−５図に示され、２フー４のような
点火時期制御パルスは基準信号波形と誤差信号の最小位
ビットを表わす波形との交差点、すなわち比較器７９の
Ａ＝Ｂ出力がその高状態にある間に発生する。比較７９
のＡ＝Ｂ出力が高状態となる時間内で、信号ＦＴの発生
時間はＮＯＲゲート８１とフリップフロップ８０を介し
て作用する信号ＣＫのクロック作用によりさらに限定さ
れる。

基準カウンタ４２，５７各々の状態を変更する信号ＣＫ
／２及びα／２の転移と同時に信号ＦＴが発生すること
を防止するため信号ＣＫによるこのクロック作用は望ま
しい。このクロック作用の結果、第３ｅ図に示すように
予測可能で厳密な順序が全ての重要な転移に課される。
比較器７９のＡ＜Ｂ及びＡ＞Ｂ出力に発生する転移はＡ
＝Ｂ出力に発生するものに十分近接して発生するためこ
れらの転移をＡ＝Ｂ出力の実質的な等価物として使用し
てもよいことが理解できる。

しかしながらこれらの転移の使用は本発明の目的には望
ましくない。点火信号発生回路７０ 誤差信号ＥＳの最大位ビットにより運ばれる角度域情報
を信号ＦＴにより運はれる残り角情報及び順序信号ＳＥ
Ｑｌ−６により運はれる順序情報と組合せて所要順序の
サイリスタ点火信号を発生するため、信号発生回路７０
が設けられる。

第２図に示した実施例では、信号発生回路７０は、順序
信号ＳＥＱｌからＳＥＱ６を用いて各サイリスタを点火
する期間又は窓の最大幅を定める一連の点火窓信号Ｒ，
Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗを発生する窓発生回路７０−１を含
む。信号発生回路７０は、誤差信号ＥＳの最大位ビット
ＥＳＢ９とＥＳＢｌＯ及び点火窓信号Ｒからｗを用いて
点火角の各６００域に渡つて所要点火順序を設定するた
めに必要な情報を各組が含んでいる３組の可能点火パタ
ーン信号．の内の１組を発生する角度域制御回路７０−
２も含む。信号発生装置７０には、回路７０−１，７０
−２から与えられる点火パターン情報を点火時期制御回
路６６により与えられるタイミング情報と組合せて所望
の順序で所望の時間に所望の数の．サイリスタ点火パル
スを発生する出力制御回路７０−３も含まれる。信号発
生回路７０と協動して、サイリスタ１から６に印加され
る点火信号の持続時間を定め、各サイリスタの点火後に
第１図、第２図の装置をリセットするリセット信号・Ｒ
ＳＴを発生する２重機能を果たすリセット論理回路７８
がある。本実施例では点火窓発生器７０−１は６個の２
入力ＮＯＲゲート７２−１から７２−６を含む。

第１図のデコーダ４４から順序信号ＳＥＱｌからＳＥＱ
６が印加されると、ゲート７２−１から７２−６は隣接
する６０と順序信号を実質的に組合せて１２００幅の低
状態間隔を有し交流入力電圧に対して異なる位相位置を
有する６個の点火窓信号Ｒからｗの組を設定する。点火
窓信号Ｒからｗと順序信号ＳＥＱｌ−６との関係は基準
カウンタキャリー信号ＲＣとの関係と共に第３ｄ図に示
してある。以下で詳細に説明するように、信号ＲからＷ
ノの低状態期間は関係するサイリスタが点火される交流
入力電圧周期の間隔を定める。本実施例ではこれらの点
火窓の１２００幅は、１４のような３相全波制御整流器
では第４ａ図、第４ｂ図、第４ｃ図の３０−１から３０
−６で示す波形に示される・ように入力電圧の連続する
６００間隔の間に各サイリスタが順番に２回点火される
ことに起因する。６個以上又は以下のサイリスタを有す
る制御整流器回路や半波形式の制御整流器回路では、適
当な数及び幅の点火窓信号が与えられるように点火窓・
発生器７０−１の変更が必要であることを理解されたい
。

本実施例では、角度域制御回路７０−２は３個の６重バ
ッファ素子８２，８４，８６を含み、その各々はＭＭ８
ＯＣ９５の名称でナショナルセミコンダクタ社市販の型
式のものである。

これらの６重バッファの各々は、付勢時に各入力信号の
非反転形式である出力信号を与え、減勢時に比較的高い
出力インピーダンスを与える６個の３状態非反転バッフ
ァを含む。例えば６重バッファ８２は各々の入力Ａ，ｂ
，ｃ，ｄ，ｅ，ｆを有し、各々の出力ａ゛，ｂ″，ｃ″
，ｄ″，ｅ″，ｆ″を有し、そして減勢入力Ｘ，ｙを有
する６個の３状態バッファを含む。この種の６重バッフ
ァ素子は、素子の両減勢入力に低状態電圧が印加される
とプライムなしの入力は各々のプライム付出力に直接接
続され、減勢入力のどちらかに高状態電圧が印加される
と６重バッファは実質的に回路から切れるものと考えら
れる。所要の角度域選択を与える際、点火窓信号Ｒから
Ｗの各々が各６重バッファの１つの入力に印加される。

加えて、各６重バッファの各出力は各々他の６重バッフ
ァの同一文字の出力に、そして出力制御回路７０−３の
同一文字の入力に接続される。この接続の結果として各
６重バッファが出力制御回路７０−３に６個の点火パタ
ーン信号の完全な組を与えることが可能である。この接
続の他の結果は各６重バッファ出力が特定のサイリスタ
を制御する点である。特に、各６重バッファのａ″出力
は回路７０−３を介してサイリスタ１と関．係し、各６
重バッファのｂ″出力はサイリスタ２と関係する等々。
これにより点火窓信号Ｒからｗが異なる被選択６重バッ
ファ入力に印加される順序が可能となり、従つて３個の
６重バッファの内の１個の選択は出力制御回路７０−３
に３種のサイリスタ点火パターンの内の１つを与え、こ
のパターンの各々は入力電圧に対する異なる位相位置で
の所望のサイリスタ点火順序に設定する。サイリスタ点
火パターンの上記選択を制御するため、６重バッファの
減勢入力には誤糸信号ＥＳの最大位ビットの異なる組合
せが送られる。

例えば６重バッファ８６の減勢入力には誤差信号ビット
ＥＳＢ９とＥＳＢＩＯが送られる。この結果、これら誤
差信号ビットが共に低状態にあると、６重バッファ８６
の入力ａからｆは実質的にその出力ａ″からｆ″に、そ
して出力制御回路７０−３の入力ａからｆに接続される
。同様に６重バッファ８４の減勢入力には誤差信号ビッ
トＥＳＢｌＯと誤差信号ビットＥＳＢ９の補数が送られ
る。この結果、ビットＥＳＢ９が１てヒットＥＳＢｌＯ
がＯの時、６重バッファ８４の入力ａからｆは出力制御
回路７０−３の同一文字の入力に接続される。最後に、
６重バッファ８２の減勢入力には誤差信号ビットＥＳＢ
９と誤差信号ビットＥＳＢｌＯの補数が送られる。この
結果、誤差信号ビットＥＳＢ９がＯで誤差信号ビットＥ
ＳＢｌＯが１の時、６重バッファ８２の入力ａからｆは
出力制御回路７０−３の同一文字の入力に接続される。
従つて、誤差信号ＥＳの最大位ビットの３種の異なる組
合せの各々により各サイリスタ点火パターンが出力制御
回路７０一３の入力に印加される。本発明によると、窓
信号ＲからＷが６重バッファ８６の入力に印加される順
序は、第３ｃ−３図に示すように誤差信号ビットＥＳＢ
９とＥＳＢｌＯが共に零の時６重バッファ８６の選択に
よりサイリスタ１−６の点火用誤差角βが００加えるこ
との点火時期制御回路６６からの信号ＦＴの誤差角寄与
β″と等しくなるように選択される。

同様に、窓信号ＲからＷを６重バッファ８４の入力に印
加する順序は、第３ｃ−４図に示すように誤差信号ビッ
トＥＳＢ９とＥＳＢｌＯが各々１と０の時６重バッファ
８４の選択によりサイリスタ１−６の点火用誤差角βが
６００加えることの点火時期制御回路６６からの信号Ｆ
Ｔの誤差角寄与β″に等しくなるように選択される。最
後に、窓信号ＲからＷを６重バッファ８２の入力に印加
する順序は、第３ｃ−５図に示すように誤差信号ビット
ＥＳＢ９とＥＳＢｌＯが各々０と１の時６重バッファ８
２の選択によりサイリスタ１−６の点火用誤差角βが１
２０加えることの点火時期制御回路６６からの信号ＦＴ
の誤差角寄与β″に等しくなるように選択される。換言
すると、サイリスタが点火される誤差角は、誤差信号Ｅ
Ｓの高位すなわち最大位ビットの２進値に依存する誤差
角の角度増分の離散数（イ）０，６０依又は１２００）
加えることの誤差信号ＥＳの低位ビットにより定まる残
り角を含む。従つて、誤差信号ＥＳ（７）最大位ビット
はサイリスタ１−６を点火する角度域に責任を負い、誤
差信号ＥＳの最小位ビットは選択した角度域内のサイリ
スタ点火のタイミングに責任を負う。窓信号ＲからＷ、
点火時期制御信号ＦＴ、サイリスタ点火信号、交流入力
電圧間の関係は誤差信号ビットＥＳＢ９とＥＳＢｌＯの
様々な組合せに対して第４ａ，４ｂ，４ｃ図に示されて
いる。

この各図において、議論の都合上誤差信号の最小位ビッ
トの誤差角寄与β″は約６０差、すなわち誤差カウンタ
部５７−１は殆んど１て満たされているものと仮定する
。しかしながら、誤差信号の最小位ビ２ツトの誤差角寄
与が６０、以下の場合、第４ａ図から第４ｃ図に示した
サイリスタ点火波形は対応する角度だけ右へ移動するこ
とを理解されたい。第４ｃ図を参照すると、誤差信号ビ
ットＥＳＢ９とＥＳＢｌＯが共にＯの時生じる状態が示
されてい５る。第４ｃ図の最初の６波形は仮定した状態
で６重バッファ出力８６ａ″から８６ｆ″に現われる窓
信号電圧を示している。加えて、ＦＴという名称の波形
はβ″の仮定した６０てに対する点火時期制御パルスの
発生時間を示している。３０−１から３００−６の波形
は各々出力制御回路７０−３とゲートアンプ３０−１か
ら３０−６を介してサイリスタ１−６に印加されるサイ
リスタ点火パルスを示す。

最後に第４ｃ図は交流入力電圧波形■ＡＴ３，ＶＢＣ９
■ュを示す。第４ｃ図の点火時期制御パルスＦＴｌを特
に参照すると、パルスＦＴｌは窓信号ＲとＳの点火窓内
、すなわち６重バッファ８６のｂ″及びｄ″出力の窓信
号Ｒ（５Ｓが低状態にある時に発生することが理解され
る。

この状態ではサイリスタ点火信号はゲートアンプ３０−
２，３０−４に印加され、その出力制御回路７０−３は
６重バッファ出力ｂ″，ｄ″と関係する。この結果、サ
イリスタ２，４が電圧■ＡＢに対して約６００の誤差角
で点火される。他の組の窓信号の点火窓内のＦＴパルス
の発生は第４ｃ図に示した他のゲートアンプへのサイリ
スタ点火パルスの組の印加を生じ、このようなパルスの
組の各々が関係する交流入力電圧に対して約６００の誤
差角を示すことが理解されたい。第４ｂ図を参照すると
、第４ｃ図のように０と０でなく誤差信号ビットが各々
１とＯの時に点火パルスＦＴｌが発生した場合に生じる
状態が示されている。

第４ｂ図では、点火時期パルスＦＴｌは第４ｃ図のパル
スＦＴｌと電圧■庇に関して同じ位置にある。しかしな
がらビットＥＳＢ９とＥＳＢｌＯの状態が第４ｃ図のよ
うに６重バッファ８６でなく６重バッファ８４を付勢す
るため、また窓信号ＲからＷが６重バッファ８６の入力
に印加されたのと異なる順序で６重バッファ８４の入力
に印加されるため、第４ｂ図のパルスＦＴｌは６重−バ
ッファ８４のＣ″及びｄ″出力の窓信号Ｒ（５Ｓが低状
態にある時に発生する。この状態ではサイリスタ点火信
号はゲートアンプ３０−３，３０−４に印加され、その
出力制御回路７０−３は６重バッファ出力Ｃ″とｄ″に
関係する。従つて００状態から１０！状態へのビットＥ
ＳＢ９とＥＳＢｌＯの変化により第４ｂ図のパルスＦＴ
ｌは第４ｃ図に示した状態で点火するサイリスタ対２−
４よりサイリスタ点火順序で１段階後にサイリスタ対３
−４の点火を行なう。
５第４ｂ図は、パルスＦＴｌより６
００早く発生するパルスＦＴ「が６重バッファ８４のｂ
″及びｄ″出力における窓信号Ｒ．５Ｗの低状態の間に
発生し、従つてサイリスタ２，４を点火するこを示す。
それ故、０獣態から１獣態へのビットＥＳＢ９とＥＳＢ
４ｌＯの変化は実質的にサイリスタ２，４を第４ｂ図に
おいて第４ｃ図より６００早く点火させることが理解で
きる。００から０１状態へのビットＥＳＢ９とＥＳＢｌ
Ｏの変化の結果として第４ｂ図の残りのサイリスタ点火
は同様に６００進むことを理解されたい。

従つて第４ｂ図は誤差信号ＥＳの最大位ビットの０１状
態が６００の誤差角に対応していることを示し、この誤
差角は最小位ビットＥＳＢｌ−８の約６０、の誤差角寄
与と共に第４ｂ図に示されている１２０のの誤差角を生
じる。第４ａ図を参照すると、第４ｃ図のように０と０
でなく誤差信号ビットＥＳＢ９とＥＳＢｌＯが各々０と
１の時に点火パルスＦＴｌが発生した場合に生じる状態
が示されている。

第４ａ図では、パルスＦＴｌは第４ｃ図のパルスＦＴｌ
と電圧■ＡＢに対して同じ位置にある。しかしながらビ
ットＥＳＢ９とＥＳＢｌＯの状態が第４ｃ図の様に６重
バッファ８６でなく６重バッファ８２を付勢するため、
ま・た窓信号ＲからＷが６重バッファ８６の入力に印加
されるのと異なる順序で６重バッファ８２の入力に印加
されるため、第４ａ図のパルスＦＴｌは６重バッファ８
２のＣ″及びｅ″出力の窓信号Ｒ（５Ｓが低状態にある
時に発生する。この状態ではサイリスタ点火信号はゲー
トアンプ３０−３，３０−５に印加され、その出力制御
回路７０−３は６重バッファ出力Ｃ″とｅ″とに関係す
る。従つて００から１献態へのビットＥＳＢ９とＥＳＢ
ｌＯの変化により第４ａ図のパルスＦＴｌは第４ｃ図に
示した状態で点火するサイリスタ対２−４よりサイリス
タ点火順序で２段階後にサイリスタ対３−５を点火させ
る。第４ａ図は、パルスＦＴｌより１２０５早く発生す
るパルスＦＴＦが６重バッファ８２のｂ″及びｄ″出力
における窓信号ＶとＷの低状態の間に発生し、従つてサ
イリスタ２，４を点火することを示す。

それ故、Ｏ獣態から１０状態へのビットＥＳＢ９とＥＳ
ＢｌＯの変化は実質的にサイリスタ２，４を第４ａ図に
おいて第４ｃ図より１２０ス早く点火させることが理解
できる。００から１献態へのビットＥＳＢ９とＥＳＢｌ
Ｏの変化の結果として第４ａ図の残りのサイリスタ点火
は同様に１２０し進むことを理解されたい。

従つて第４ａ図は誤差信号ＥＳの最大位ビットの１獣態
が１２００の誤差角に対応していることを示し、この誤
差角は最小位ビットＥＳＢｌ−８の約６０のの誤差角寄
与と共に第４ａ図に示されている１８０のの誤差角を発
生する。以上のことから、点火時期信号ＦＴと入力電圧
波形■ＡＢ，■ＢＣ，■ぃとの関係は第４ａ図、第４ｂ
図、第４ｃ図て同じであり、サイリスタ１から６が点火
される順序は第４ａ図、第４ｂ図、第４ｃ図で同じであ
ることが理解できる。又誤差信号ＥＳの最大位ビットの
３種の異なる組合せは交流入力電圧に対するサイリスタ
点火順序の３種の可．能な位相位置を選択させることも
理解できる。最後に、これら３つの位相位置の各々は、
誤差信号ＥＳの最小位ビットによりサイリスタ点火時期
を定める６００角度域を定めることも理解できる。点火
窓発生器７０−１と角度域制御回路７０−２により発生
される点火パターン情報を点火時期制御回路６６により
発生される点火時期情報と組合せて所要のサイリスタ点
火信号を発生するために、第２図の回路は出力回路７０
−３を含む。本実施例では、出力制御回路７０−３はＣ
Ｄ４Ｏ４９の名称でＲＣＡ市販の６重反転バッファパッ
ケージ８８，９０を含む。このパッケージの各々はそれ
ぞれ入力ａからｆと出力ａ″からｆ″を有する６個のイ
ンバータ素子を含む。出力制御回路７０−３は又ＭＭ７
４Ｃｌ７４の名称でナショナルセミコンダクタ社市販の
６重Ｄ型フリップフロップ●パッケージ９２を含む。こ
のパッケージは各データ入力ａからｆ１各非反転又はＱ
出力ａ″からｆ″、正転移クロック入力ＣＬ及ひ負転移
応答リセット入力Ｒとを有する６個のＤ型フリップフロ
ップを含む。第２図の回路では、パッケージ９２の入力
はパッケージ８８の同一文字の出力に接続され、パッケ
ージ９２の出力はパッケージ９０の同一文字の出力に接
続されて、回路７０−３のａからｆ入力が各々サイリス
タ１から６と関係することを保証する。出力制御回路７
０−３の動作を以下に説明する。前述のように、回路７
０−１、７０−２は回路７０−３の入力に３つの可能な
サイリスタ点火パターンの内の１つを印加する、各パタ
ーンは所望のサイリスタ点火順序と交流入力に対する角
度位置の各範囲の両方を定める６つの信号を含む。これ
ら６つの信号は６重インバータ８８を介してパッケージ
９２のフリップフロップの各データ入力に印加される。
パッケージ９２のクロック入力ＣＬに点火時期制御信号
ＦＴの正の転移が発生すると、これら６つの信号はパッ
ケージ９２の対応する出力に転送され、６重インバータ
９０で反転されると、低状態信号としてゲートアンプ３
０−１から３０−６に印加されてサイリスタの選択され
た対を点火する。以下で詳細に説明するように、リセッ
ト論理回路７８からのリセット信号ＲＳＴの低状態転移
によりフリップフロップがクリアされるまでこれらサイ
リスタ点火パルスは印加され続ける。従つて、点火され
るサイリスタは回路７０−１，７０−２からの選択され
た点火パターン信号により定められ、点火時期は回路６
６からの点火時期信号ＦＴにより定められる。各サイリ
スタの点火後、本発明の回路を以後生じるパターン及び
タイミング情報に対して応答できる状態に復元すること
が必要である。

例えば、点火パルスの対をサイリスタに印加すると、出
力回路７０−３のフリップフロップを新たな情報が受け
入れられる状態に復元することが必要である。同様に、
点火時期制御回路６６のフリップフロップ８０を比較器
７９から新たな情報が受け入れられる状態に復元しなけ
ればならない。これらの機能を果たすため、リセット論
理回路７８が設けられる。本実施例では、リセット回路
７８はＣＤ４Ｏ２４の名称でＲＣＡ製造の７段２進カウ
ンタを含むカウンタ９３を含む。

カウンタ９３には負移行信号転移に応答するクロック入
力ＣＬｌ正移行転移に応答するリセット入力Ｒ１入力Ｃ
Ｌのクロック信号の１１３２の周波数を有する正移行出
力パルスを設定する出力９３ｘが設けられる。リセット
回路７８は又２入力ＮＡＮＤゲート９４、２入力ＮＡＮ
Ｄゲート９６、インバータ９８、ＮＯＲゲート１００を
含む。以下で詳細に説明するように、これらの素ノ子は
協動して所要のリセット信号ＲＳＴを発生するのみなら
ず、サイリスタ点火パルスの持続時間を定める役割を果
たす。点火時期制御回路ＦＴがその高状態を取つてサイ
リスタ点火時間の到着を示すと、リセット回路一７８の
一連の動作が開始する。

この後、カウンタ９３は基準発振器４０のフリップフロ
ップ４４からのクロック信号ＣＫの正転移をカウントし
始める。３２回のカウント後、カウンタ９３の出力９３
Ｘは高状態を取り、ＮＡＮＤゲート９６の出力に高フ状
態電圧を出現させる。

この転移はリセット信号ＲＳＴを含み、いくつかの回路
動作を開始させる。最初に、リセット信号ＲＳＴはフリ
ップフロップ８０を零状態にリセットし、比較器７９か
らの新たな点火情報を受取る状態にする。

第２に、リセット信号ＲＳＴはＮＯＲゲート１００を介
して印加されて出力回路７０−３のフリップフロップを
クリアし、新たなサイリスタ点火情報の受取準備をさせ
る。こうしている間に、リセット信号ＲＳＴはサイリス
タ１−６への点火信号を終了させ、これら点火信号の持
続時間をクロック信号ＣＫ（又は信号ＣＫ／２）の３２
カウントに限定する。第３に、回路６６のフリップフロ
ップ８０をクリアすることにより、リセット信号ＲＳＴ
は信号ＦＴにカウンタ９３をクリアさせ、該カウンタに
新たな３２カウントサイクルの用意をさせる、このサイ
クルは信号ＦＴの次に発生する高状態により開始する。
上述のリセット動作への参加に加えて、ＮＯＲゲート１
００は始動信号ＰＵＰの高状態の存在下で出力匍］御回
路７０−３のフリップフロップを減勢する役割を果たす
。

このようにして、始動信号ＰＵＰが低状態を取つて第１
，２図の回路がオン後所要の動作状態に落着く十分な時
間が経過したことを示すまで、ＮＯＲゲート１００はサ
イリスタ１から６に点火信号が印加されることを防止す
る。リセット回路７８には、電機子電流が所定の最大時
間以上所定の最大値を越えた時サイリスタ１−６の点火
を禁止するために用いられる過電流信号０Ｃも印加され
る。

過電流信号０Ｃが存在すると、これはゲート９６に低状
態信号を印加し、カウンタ９３と関連して上述したよう
にパッケージ９２のフリップフロップをリセットする。
このよ３うな過電流保護が不必要な場合、ゲート９６と
インバータ９８を除いてカウンタ９３ｘをＮＯＲゲート
１００に直接接続してもよいことが理解できる。始動信
号円干により与えられる保護を回路が必要としない場合
にはゲート１００もインバー３夕に置換えてもよい。多
くの使用例で、モータ状態の間、すなわち誤差角９００
に等しいか又はこれ以上の時にのみ過電流信号０Ｃがサ
イリスタ１−６の点火を防止することが望ましい。

これは反転状態の間はサイリス４夕故障（モータ・イン
ダクタンスに蓄積されたエネルギの結果として）を防止
するためサイリスタへの点火信号を保持することが望ま
しいためである。モータ状態の間のみ信号０Ｃが発生す
るよう制限可能な回路の１つが第５ａ図に示されている
。この図を参照すると、モータ１２の電機子の電流に応
答する適当な過電流検出回路１１３と共に２入力ＮＡＮ
Ｄゲート１１０，１１Ｌ１１２が示されている。動作時
に誤差角が１２０１から１８００であると、誤差信号ビ
ットＥＳＢｌＯは低状態でゲート１１２を付勢する。加
えて、誤差角が９０でから１２００の間にあると誤差信
号ビットＥＳＢ８とＥＳＢ９は共に高状態でゲート１１
２を付勢する。ノ他の全での状態下では、ゲート１１２
は過電流信号０の能動（低）状態を設定させない。従つ
て第５ａ図の回路はリセット回路７８と結合されて、過
電流状態が本発明の回路の制御を行なうモータ動作域を
制限する。本発明の重要な特徴によると、隣接する角度
域間で両方向に滑らかな転移を与えるように誤差信号ビ
ットＥＳＢ９とＥＳＢｌＯの異なる組合せの間の転移は
誤差信号ビットＥＳＢｌ−９の最大及び最小値と整合さ
れる。

制御整流器回路１４の観点からは、この整合は点火信号
を回路１４に印加する角度が００から１８０信まで滑ら
かに連続的に変化することを保証する。第４ｂ図、第３
ｂ図に示すように、誤差角が丁度１２０図の下であると
すると、最小位ビットＥＳＢｌ−８は値１１１１１１１
１を有し、最大位ビットＥＳＢ９とＥＳＢｌＯは各々値
１とＯを有する。この状態で、帰還信号が誤差カウンタ
にさらに１つのカウントだけ上方にカウントさせると、
最小位ビットＥＳＢｌ−８は値００００００００を取り
、最大位ビットＥＳＢ９とＥＳＢｌＯは各々値０と１を
取り、誤差角を１２０とを丁度越えた値に増加させる。
従つて誤差信号ＥＳの２進値の最小位ビットの１だけの
増加によりサイリスタ１−６の点火は第４ｂ図に示した
６Ｃ０−１２００角度域の最左部分から第４ａ図に示す
１２０１−１８００角度域の最右部分へ滑らかに移動す
る。同様に上述した状態を与えると、誤差信号ＥＳの２
進値の最小位ビットの１だけの減少によりサイリスタ１
−６の点火は第４ａ図に示した１２０一１８００角度域
の最右部分から第４ｂ図に示した６００−１２００角度
域の最左部分へ滑らかに移動する。本発明の回路は第４
ｂ，４ｃ図に示した隣接する６０明角度域間でどちらの
方向にも等しく滑らかな転移を受けることが理解できる
。これらの異なる角度域間の境界を定める誤差信号値は
第３ｂ図の表に要約される。第５図から第７図 第５図を参照すると、第１図で極性検出回路５４と加算
及ひ絶対値回路５２としてブロック形式で示された回路
の例示実施例が示されている。

第５図の回路は３個の演算アンプ１０２，１０４，１０
６と共にその各々の入出力、帰還抵抗及びダイオードを
含む。第５図の回路は又当業者には公知の方法てモータ
のリアクタンスのリード線補償を与える抵抗１０２Ｊと
コンデンサ１０２Ｋを含む補償回路も含む。上記演算ア
ンプの各々はＬＭ３Ｏｌ名称でナショナルセミコンダク
タ社市販の素子を含む。第５図の回路ては、加算及ひ絶
対値回路５２はアンプ１０２と共にその負帰還抵抗１０
２ａとダイオード１０２ｂ１負帰還抵抗１０２ｃとダイ
オード１０２ｄ１及ひ入力抵抗１０２ｅ，１０２ｆ，１
０２ｇを含み、アンプ１０６と共にその入力抵抗１０６
ａ，１０６ｂ，１０６ｃ１クランプダイオード１０６ｄ
及びその帰還抵抗１０６ｆを含む。アンプ１０２は加算
アンプのように作用して、回路入力２６ｂに印加される
電流指令信号と回路入力２６ａに印加される電流帰還信
号との間の差に依存する大きさと符号を有するアナログ
差信号をその出力１０２ｈに与える。このアナログ差信
号か正の時、ダイオード１０２ｄは導通して抵抗１０６
ａを介してこの信号をアンプ１０６の反転入力に印加し
、アンプ１０６の出力１０６ｈに正のアナログ潴１御信
号を再び設定する。従つてアンプ１０２，１０６はその
関係する抵抗及びダイオードと共に指令及び帰還信号の
間の差の絶対値を示すアナログ制御信号を回路出力５２
ｘに設定する役割を果たす。本実施例ては、アンプ１０
６の負帰還路は抵抗１０６ｆのみならす、抵抗５６ａ１
可変抵抗５６ｂ１及びＲＣＡの上述したＣＤ４Ｏ４６フ
ェーズロックループ素子のＶＣＯ部分の一部を含む。

特に、フェーズロックループ素子のピン１０（アンプ出
力１０６ｈからではなく）からの帰還はＣＤ４Ｏ４６の
入力ＦＥＴの温度依存ゲート電圧がその効果を有する点
を越えてアンプ帰還ループを有効に閉鎖する。これはＶ
ＣＯのバイアスの温度変動の効果を除去し、アナログ差
信号が零に落ちた時誤差発振器５６が零周波数まて動作
てきることを保証する。抵抗５６ｂを可変にすることに
より、本発明の回路の利得、すなわちアナログ差信号の
ボルト当りの誤差発振器パルスの数を適当な値に調節す
ることが可能である。第５図の回路で極性検出回路５４
は演算アンプ１０４と共にその帰還抵抗１０４ａ１出力
抵抗１０４ｂ１入力抵抗１０４ｃを含む。

アンプ１０４は誤差カウンタ５７のカウントの上下方向
を制御する方向制御信号を発生する役割を果たす。特に
、加算アンプ１０２の出力が正の時、アンプ１０４の出
力は負方向に駆動されて極性検出回路出力５４ｘに所要
の低状態出力電圧を与える。反対に加算アンプ１０２の
出力が負の時、アンプ１０４の出力は正方向に駆動され
て極性検出回路出力５４ｘに所要の高状態出力電圧を与
える。従つて帰還信号が指令信号より大きい時極性検出
回路出力５４ｘは高状態にあり、指令信号が帰還信号よ
り大きい時低状態にある。上述の極性検出動作において
、正帰還抵抗１０４ａはアンプ１０４の出力電圧が所要
の２状態形式を有することを保証する再生特性を与える
。

抵抗１０４ａの適当な値の選択によりアンプ１０４が示
すヒステリシスの程度に対して選択的制御が可能となる
。抵抗１０４ｄはアンプ１０４により発生した十又は−
１２Ｖの電圧を残りの回路への印加に適した＋１２及び
０Ｖレベルに変換する。上述したように、第１図の禁止
論理回路６４は、誤差角が１８００と００の角度限界の
外に変化しようとした時誤差発振器５６力幼ウンタ５７
のノカウントを変えることを防止する役割を果たし、上
記の状態は第３ｂ図に示すように各々１０／１１１１１
１１１より大きいか又は００／００００００００より小
さい２進値を有する誤差信号に対応する。これを実行す
るため、禁止論理回路６４は（第６図に示す７ように）
３入力ＮＡＮＤゲート１０８、２個の２入力ＮＡＮＤゲ
ート１１０，１１２及びインバータ１１４，１１６を含
む。以下で詳細に説明するように、誤差角が１８０。よ
り大きい値を取ろうとする時、すなわち誤差信号ＥＳが
値１０／１１１１１１１１を越フえようとする時フリッ
プフロップ６２を減勢することによりゲート１０８，１
１０は協動して角度上限を課す。加えて、誤差角が００
以下の値を取ろうとする時、すなわち誤差信号ＥＳが値
００／００００００００より下になろうとした時フリツ
プフロツプ６２を減勢することによりゲート１１０，１
１２は協動して角度下限を課す。誤差信号ＥＳが値００
／００００００００を取る時、ＥＣ２の信号、すなわち
誤差カウンタ部５７−２のキャリー出力は低状態を取り
インバータ１１４によつて反転されて高状態信号をゲー
ト１１２の一方の入力に印加する。

この時フリップフロップ６０のＱ出力が高状態となつて
、誤差カウンタ５７からさらに下方へのカウントが要求
されていることを指示すると、高状態電圧がゲート１１
２の他方の入力にも現われる。この状態により低状態電
圧がゲート１１２の出力に現われてゲート１１０の出力
に高状態電圧を出現させる。この状態でフリップフロッ
プ６２はカウント方向が逆転するまで誤差カウンタ５７
へパルス印加することを禁止される。従つて誤差信号Ｅ
Ｓは００／００００００００以下の値を取らず、誤差角
は００以下の値を取らない。誤差角が１８０角を越えよ
うとしている状態では、誤差信号ビットＥＳＢｌ−８は
全て１でビットＥＳＢ９はＯてビットＥＳＢｌＯが１て
あることを除いて同様の方法が誤差発振器５６を禁止す
るために用いられる。この状態でフリップフロップ６２
を禁止するため、ゲート１０８の一方の入力には誤差信
号ＥＳが最高域にある時にのみ高状態であるＥＳＢｌＯ
が送られる。加えて、ゲート１０８の−第２入力をフリ
ツプフ罎ンプ６０のＯ出力に接続し、このＯ出力は誤差
カウンタ５７が上向にカウントしている時のみ高状態で
ある。最後に、ゲート１０８の第３入力はインバータ１
１６を介してＥＣｌの信号、すなわち誤差カウンタ５７
−１の！キャリー出力を受取るよう接続され、カウンタ
部５７−１が全て１を含む度に高状態となる。誤差信号
ＥＳがその最大値となつた時にのみ上記３条件が一致す
るため、誤差角が１８０のを越えようとした時にのみゲ
ート１０８は低状態となつてフリ５ツプフロツプ６２を
禁止し、誤差カウンタ５７のカウント方向の逆転が生じ
るまでフリップフロップ６２を禁止し続ける。従つて誤
差信号ＥＳは１０／１１１１１１１１より大きな値を取
り得ないし、誤差角は１８０１より大きい値を取り得な
い。 ４第７図を参照すると、第１図の振幅制
限回路３２ど整波回路３４としての使用に適する回路の
例示実施例が示される。振幅制限回路３２は適当な分離
トランス１１８、ツェナーダイオード１２０，１２２及
び電流制限抵抗１２６を含む。動作時にダイオード１２
０，１２２は交流入力電圧の各半サイクルをクリップし
、整波回路３４の入力に印加される電圧をツェナーダイ
オード１２０，１２２の破断電圧と等しい値に制限する
。本実施例では、整波回路３４は演算アンプ１２牡入力
抵抗１２８，１３０；正帰還抵抗１３２を含む。

回路３４は回路３２からの入力信号を第１，２図の残り
の回路への使用に適する真の２状）態信号に変換する役
割を果たす。上述の回路５４及び一般のシユミツトトリ
ガ回路との相似性のため回路３４の動作は本明細書では
詳細に説明しない。他の実施例 第２図は図示した本発明の回路部分を参照すると、サイ
リスタに実際に印加される信号を発生する前に３項目の
情報が組合されていることが明らかである。

これら３項目の情報は、（１）点火すべきサイリスタの
数に関して順序信号が与える情報、゜（２）誤差角の選
択した範囲に関して誤差信号ＥＳが与える情報、（３）
誤差角の選択した範囲内の点火時期に関して点火時期制
御信号ＦＴが与える情報、を含む。しかしながら、これ
らの項目の情報を第２図の回路に関連して記述した順序
て組合せるか、第２図の回路に関連して記述したものを
異なる順序で組合せるか、又は同時に組合せるかは重要
でないことも明らかである。特に、第２図の回路ては、
順序信号ＳＥＱｌ−６により与えられる順序情報は最初
に回路７０一１，７０−２で誤差信号ビットＥＳＢ９と
ＥＳＢｌＯにより与えられる角度域情報と組合される。

この組合せの結果が次いで回路７０−３で信号ＦＴによ
り与えられる点火時期情報と組合される。しかしながら
、これら３項目の情報は所望の順序で組合し得るし、又
全て同時に組合し得る。３項目全ての情報を同時に組合
せるのに適した回路の１つが第８図に図示されている。

第８図の回路では、第２図で参照したものと同じ信号は
同一文字で表わされ、第２図で参照したものと同じ回路
素子は同一番号を与えられている。第８図を参照すると
、第２図の点火窓回路７０一１、域制御回路７０−２及
び出力制御回路７０−３の組合せ機能の役割を果たす信
号ゲート回路７『が示されている。

本実施例では、信号ゲー卜回路７『は３個の６重３状態
反転バッファ素子８６″，８４″，８２″を含み、これ
らのバッファ素子８６″，８４″，８２″がその入力ａ
からｆとその対応する出力ａ″からｆ″の間で状態反転
を行なうという点を除いて第２図の素子８６，８４，ｔ
８２と同一てある。ゲート回路７『は又クロック信号Ｃ
Ｋとの同期が第８図で与えられる点を除いて第２図のイ
ンバータ６７，６９と同じ機能を果たすＤ型フリップフ
ロップ７３，７５も含む。最後に、ゲート回路７『は３
個の２入力ＮＡＮＤＩゲート８１−１，８１−２，８１
−３を含み、これらのゲートは共にデコーダとして作用
して誤差信号ビットＥＳＢ９とＥＳＢｌＯから誤差角の
所要角度域の１つを選択するための信号ＳＯＯ，ＳＯｌ
，ＳｌＯの内の１つを与える。第２図及ひ第８図の回路
動作の下にある実質的な相似性のため、第８図の回路は
その動作が第２図の回路と異なる点を考えることにより
最も容易に理解てきる。

最初に、３種の重なり合わない信号ＳＯＯ，ＳＯｌ，Ｓ
ｌＯへの誤差信号ビットＥＳＢ９と５ＥＳＢ１０のテコ
ードは、信号ＳＯＯ，ＳＯｌ，ＳＩＯを６重バッファ８
３″，８４″，８２″の２個の減勢入力の内の一方、こ
の場合はＸ入力に印加することにより誤差角の所要域を
選択することが可能となる。これは各６重バッファも他
方又はＹ入力を解放して他の独立な条件を６重バッファ
の動作に課すために使用できる。第８図の回路では、こ
の独立条件は点火時期信号ＦＴにより与えられ、この信
号は各６重バッファのＹ減勢入力に（反転形式で）印加
される。この接続の結果、サイリスタ点火信号は信号Ｓ
ＯＯからＳＩＯにより付勢された１個の６重バッファの
出力にのみ現われ、信号ＦＴが存在する間たけ現われる
。従つて第８図の回路は第２図の回路７０−３のように
別個の出力ゲート回路を必要としない。第８図の回路と
第２図との間の他の差は、第８図の回路は抵抗加算方式
を用いてサイリスタを対として点火するように配置され
ている点である。

例えば６重バッファ８６″の出力ａ″は抵抗７７−１を
介してゲートアンプ３０−２及び抵抗７７一２を介して
ゲートアンプ３０−４に接続される。この結果６重バッ
ファ出力８６ａ″の点火信号の出現によりサイリスタ２
とサイリスタ４の両方が点火する。同様に、バッファ出
力８６″ｂの点火信号の出現はサイリスタ３，４を点火
させる。一般に、各バッファの２本の出力の各々は完全
な点火順序を定める６対のサイリスタ点火の内の１つの
点火に関係する。この点火法の利点は、バッファ入力ａ
からｆまでに順序信号ＳＥＱｌ−６を直接印加すること
によりサイリスタ当りの６対のサイリスタ点の再現順序
を課し、第２図の回路７０−１のような窓発生器回路を
除去した点である。３個の６重バッファ繋子の内の１個
の選択が誤差角の３つの所要域の内の適正な１つを設定
することを保証するため、６重バッファ入力が信号ＳＥ
Ｑｌ−６を受取るよう接続される順序と６重バッファ出
力が抵抗対７７に出力するよう接続された順序は十分考
慮して選択されなければならない。

所望の結果を与えるいくつかの可能な入出力接続の組合
せがあるが、第８図に示した接続の組合せがその直接的
なことから望ましいものである。第８図の回路では、同
一文字の６重バッファ入力は並列に接続される、すなわ
ち同じ順序信号を受取る。しかしながら、６重バッファ
の出力は、同じサイリスタ対を点火すべき６重バッファ
出力が並列に接続されるように接続されている。特定の
サイリスタ対の点火と特定の６重バッファ出力の関係は
第８図で６重バッファブロック８６″，８Ｃ，８２″内
に現われるかつこ内の番号の対により示される。この入
出力接続の組合せは以前第４ａから４ｃ図に関して記述
したものと同じ順序のサイリスタ点火を与えることを理
解されたい。） 第８図の回路と第２図の回路の最終的
な差は第８図の線８３の存在てある。

点火時期信号ＦＴがその真又は点火状態にある時この線
はフリップフロップ６２を禁止する役割を果たす。この
ようにして、線８３は信号ＦＴを誤差信号ビットＥＳＢ
９５とＥＳＢｌＯの状態変化と整合させ、サイリスタ対
を点火している間は誤差角の範囲が変化しないよう作用
する。従つて線８３は所要幅以下のサイリスタ点火信号
の発生を防止する同期機能を果たす。θ 以上のことか
ら、本発明は信号ＳＥＱｌ−６により運ばれる順序情報
、誤差信号ＥＳの最大位ビットにより運ばれる角度域情
報、信号ＦＴにより運ばれる点火時期情報を組合せる特
定の順序には制限されないことが理解できる。

従つて第８図の回路７『と第２図の回路７０（７０−１
＋７０−２＋７０−３）は単に本発明により考えられる
信号発生装置の２つの例示用実例である。上述のように
、本発明の回路は広範な交流入力と制御整流器形態に対
してその全モータ域及び全反転域に渡つてモータの動作
を制御するために使用することが可能である。

これら他の形態の代表的なものを制御するため本発明の
回路を用いる例を以下に簡単に説明する。他の可能な交
流入力及び制御整流器構成の１つに６相交流入力電圧及
び６相全波制御整流器回路がある。

このような構成では、制御整流器回路の点火順序は交流
入力電圧の各全サイクルに対して１２のサイリスタ点火
事象を含む。この結果、連続するサイリスタ点火事象の
間隔は定常状態下では交流入力電圧の３６００割る１２
又は３０下に等しい。加えて、モータ制御の所要域が１
８００にわたつて延びるため、モータ及び反転制御の全
域を満たすのに必要な誤差角の範囲の数は１８００割る
３００すなわち６に等しい。従つて本発明の回路に適合
する６相全波入力構成は６つの３００域の誤差角を必要
とする。６つの３００域の誤差角を与えるための本発明
の回路の修正には直接的な回路修正のみが必要である。

最初に、デコーダ４４が一連の１２の出力状態−を与え
、基準カウンタ４２がこれら１２のデコーダ状態の各々
の間にそのカウント列を巡回するよう基準カウンタ４２
とデコーダ４４の周波数分割関係を変更しなければなら
ない。第２に、使用される誤差カウンタ部５７−２の出
力数を１つだけ増．加して所要の３つの誤差角の範囲を
与える誤差信号ＥＳの最大位ビットの６種の組合せを与
えなければならない。これら最大位ビットの６種の組合
せは０００，００１，０１０，０１１，１００，１０１
を含む。最後に、第８図の信号ゲート回路を用いると、
６重バ．ツフアの数を１２（対間で有効な３０と位相シ
フトを与えるため６対の６入力６重バッファ）に増して
大量のサイリスタ及びサイクル当り大量のサイリスタ点
火に適合させなければならない。加えて、デコーダ回路
は所要の６個の角度域選択信号を設・定するため６個の
３入力ＮＡＮＤゲートを含むよう拡張されなければなら
ない。これらの修正の図示は単に現存の図面に既に図示
した型式の回路を描くのみであるため、本発明のこの実
施例は本明細書では図示しない。６相全波実施例と関連
して以上記述したのと同様な方法で第１図、第２図、第
８図に示した回路を修正することにより他の交流入力と
制御整流器構成も容易に適合できることを理解されたい
。

従つて本発明の回路は交流入力の特別な相数に限定され
ず、又サイリスタの特別な数にも限定されない。以上の
ことから、本発明により構成した回路はモータに改良さ
れた制御を実施し、この制御はモータ動作の全モータ及
び反転域に渡り、この制御はサイリスタ点火順序の各サ
イリスタ点火事象に対して別々の制御回路を設ける必要
性を除去することが理解できる。

本発明の回路は種々の交流入力や制御整流器構成に容易
に適合する十分強力な角度域選択技術を用いていること
も理解できる。最後に、本発明の回路は任意の必要程度
の角度分解能を与える滑らかで正確かつ安定な機能を提
供することも理解できる。本発明の上述の実施例は図解
説明用のものであり、本発明の真の範囲は添附した特許
請求の範囲によつてのみ定まることを理解されたい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の回路の１実施例の組合されたブロック
概路線図である。 第２図は第１図においてブロック形式で示したいくつか
の制御回路の概路線図である。第３ａ図から第３ｅ図、
そして４ａ図から第４ｃ図は第１図、第２図の回路に現
われる選択された波形を示す。第５図、第５Ａ図、第６
図及び第７図は第１図にブロック形式で示した回路の概
路線図である。第８図は第２図の回路の別な実施例の概
路線図てある。１−６・・・・・・サイリスタ、１０・
・・・・・交流源、１２・・・電機子、１４・・・・・
・制御整流器回路、２４・・基準信号発生回路、２６・
・・・・・誤差信号発生回路、６６・・・・・・点火時
期制御回路、７０・・・・・・点火信号発生回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流源に接続される交流入力と、モータに接続さ
   れる直流出力と、交流入力と直流出力間の電力の流れを
   制御する制御整流器回路と、制御整流器回路に点火信号
   を印加して電力流の大きさと方向を制御する点火制御回
   路であつて、少なくとも８ビットの周期的ディジタル基
   準信号を発生する基準信号発生装置と、該基準信号は交
   流入力の電圧に対して所定の位相及び周波数関係に保持
   され、モータ変数の所望値を指示する基準信号を指示す
   る指令信号とモータ信号の実際値を指示する帰還信号と
   の間の差に従つて変動するディジタル値を有するディジ
   タル・誤差信号を発生する誤差信号発生装置と、該誤差
   信号は基準信号より多くのビットを有し、誤差信号の最
   大位ビットにより定まる角度範囲内でかつ誤差信号とデ
   ィジタル基準信号の最小位ビットにより実質的に定まる
   時に制御整流器回路へ点火信号を印加する装置とを含む
   前記点火制御回路とを含み、ディジタル制御回路がモー
   タ及び反転域の両方に渡つてモータの動作を制御するデ
   ィジタル直流モータ制御回路。