JPS6047765B2 - 同調可能のマイクロ波発振器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 −−Ｗロロ身Ｌ【二、′ 一・つフカ ｒｌ 々＊７＋
−ドヤ士び振動回路を備えた同調可能のマイクロ波発振
器に係る。

之は殊にテレビチューナ中への設置に役立つ。テレビ受
信機のチューナは現在は一般に、機械的および電子的の
切替スイッチと、バンド１、■および■／Ｖの全周波数
範囲に対する別々の■正およびＵＨＦ変換器部分とから
成る組合せと一緒に製作される。

４オクターブ以上を持つ５０乃至８６０ＭＨ２の全周波
数範囲を受組できるように、別々に同調可能の２個の発
振器の構想によつて動作する。

バンド■に対するＶＨＦ発振器は、付加インダクタンス
によりバンドＩの範囲に対して切替えられる。このため
に公知のように浪費を減少するため、従来使用されてい
た単純変換の代り・に、高い１次中間周波数による２重
変換の原理を応用する。その際チューナの第１発振器は
、全周波数範囲を掃過てきるように、１ＧＨ２より高い
範囲で同調可能であり、かつ周波数同調範囲Δｆがほぼ
１ＧＨ２を持たねばならない。フ しカル従来この周波
数範囲に対して使用された発振器は高価てあり、かつ周
波数ピッチｆｍａｘ／ｆｍ、ｎ≧１．５に限定される。

そのため普通の技術は、周波数決定要素としてＹＩＧ共
振器を持つトランジスタ発振器を設置する方向に進む。
しかしモ５ノリシツク集積はこの異説を解決できない。
更に著しい周辺の結線の無駄、高価な機械的構成および
それに関連する製作コストは、テレビチューナへの応用
を推奨てきない情況へと導く。他方において２重変換の
原理および１ＧＨｚの１次中間周波数の使用の下におい
ても０乃至１ＧＨｚの使用周波数を３６ＭＨｚのテレビ
中間周波数位置に変換できるように、テレビチューナに
おいてはなお１乃至２ＧＨｚの周波数範囲において完全
に同調可能の発振器を必要とする。従つて周波数ピッチ
ＦｍａＯ／Ｆｍｉｎ〉２であり、かつ充分な高周波出力
を持つ発振器が希望される。従つてこの発明によれば、
コンデンサおよび（或は）相互インダクタンスを経て結
合可能な発振器振動回路が、無コイルでかつ必要な接続
線を含み、ベースコレクタ区間およびそれに並列に接続
された同調ダイオードにより与えられる如くするのであ
る。

その際トランジスタのコレクタベース容量に対する同調
ダイオードの容量の比が２乃至３．５の範囲、特に２．
５乃至３の範囲に存在し、それに対し振動回路の主とし
てトランジスタ、同調ダイオードおよび接続線により（
すなわちインダクタンスコイルによらず）与えられる所
のナノヘンリで測られた全インダクタンスに対する、ピ
コフアラドで測られた発振器振動回路の全容量の比は、
３乃至４の範囲、最適には３．５に存在すべきである。

発振器信号の分離が相互インダクタンスを経て行われる
場合には、やはりコイル或は変成器巻線を備えす、むし
ろ主として振動回路の周囲に配置された２次導体或は２
次回路を備える。次にこの発明を添付図面によつて詳説
する。

第１図および第２図には回路技術的実施形を示し、第３
図乃至第１０図にこの発明の実際的実施例を示す。第１
図に示すこの発明による装置の接続図にお３いて、バイ
ポーラトランジスタ１、例えばＮｐｎトランジスタのコ
レクタベース区間は、同調ダイオード２により橋絡され
、従つて発振器の振動回路が与えられる。

振動回路容量としてトランジスタ容量ＣＣＢおよび同調
ダイオード２のそのときどき４に調整された容量の和が
役立つ。振動回路インダクタンスとしてはトランジスタ
１およびダイオード２のインダクタンス、並びにそれら
に所属する接続線のインダクタンスが作用する。装置の
動作に対し給電電圧３，４が必要である。

直流電圧３は電圧範囲の種々の電圧値に調整可能であり
、トランジスタ１のコレクタベース電圧および同調ダイ
オードに対する動作電圧を供給する。同調ダイオードは
もちろんＰｎ遷移として阻止方向で動作しなければなら
ない。この目的で更にトランジスタ１のベース電極およ
びダイオード２の一方の端子は、固定抵抗５を経て直流
電圧源３の一方の極に接続され、ダイオード２の他方フ
の端子およびトランジスタ１のコレクタは可変直流電圧
源３の他方の極に（例えばアースを経て）接続される。
トランジスタ１のベースおよびエミッタの間、或はコレ
クタおよびエミッタの間で、固定の直流電圧源４が作用
し、その際エミツタバ７イアス電圧は固定の前置抵抗６
を経てエミッタ電極に導くと良い。両抵抗５，６はそれ
らが振動回路のＱを損わないような大きさにされる。そ
れらの抵抗値は１ｋΩ以上、殊に１．２乃至１．８ｋΩ
にする。第１図に見られるコンデンサ７，８は発振器の
振動回路中で振動に対して小さいインゼーダンスを示し
、動作電圧３或は４に関し実用上無限大のインピーダン
スを示すように選定され、それらの存在により発振器中
の振動は動作電圧源に伝達されない。

之は例えば１．５ｎＦ（すなわち１０−９Ａｓ／■）に
調整される。発振器中に発生された周波数を導出するた
め端子１０を備え、之はコンデンサ９を経てトランジス
タ１のベース電極と接続される。

しかしまた振動回路と純誘導的に結合された端子１１を
備えることができ、それに発振器中で発生された周波数
が、発振器の振動回路と導体片１２との間の相互インダ
クタンスにより伝達される。コンデンサ９の容量は例え
ば０．５ｐＦ（５．１０−１３Ａｓ／■）を持ち、導体
片１２の長さはほぼ２乃至５μｍてあり、振動回路の導
体片に隣接する部分との間隔はてきるだけ小さく、集積
構成に対しほぼ１０−６ｍ（＝１０μｍ）、分離構成に
対しできるだけ接近し１０乃至１００μｍを持つ。この
場合負インダクタンスは少くもほぼ２．５ｎＨ（２．５
・１０？９Ｖｓ／Ａ）てあるように努力する。上記希望
を実現する有効な発振器を得るため、トランジスタ１の
ベースコレクタ容量の大きさ、すなわちＣＢＣ、並びに
同調ダイオードにより実現される容量の少くとも１つの
大きさが重要である。

すなわち振動回路中にコイルを備えるべきでなく、かつ
損失の無い構造のために短かい接続線のみに努力される
ので、使用される振動回路インダクタンスは最大４乃至
５ｎＨ（４乃至５．１０？９Ｖｓ／Ａ）とすべきである
。従つて振動回路の全容量の大きさも確定される。

最大て２０ｐＦ以上に殊に１０ＰＦ以上になつてはいけ
ない。振動回路の全容量は主としてトランジスタ１の容
量ＣＢＣおよび同調ダイオード２のそのときどきに調整
された容量の和から形成される。その他なおトランジス
タ１の残りの動作容量、特に容量ＣＯ８も、充分小さな
役割であるとしても役割をなす。従つて第１図の回路の
実現に際し、トランジスタ１に対し１０■の動作電圧に
おいて容量ＣＣＢがほぼ１．９乃至２ｐＦ１容量ＣＢＥ
はほぼ１０ｐＦ１容量Ｃ。

。は２ｐＦより大きくないトランジスタタイプを使用す
ることを推奨する。同調ダイオード２はＰｎ遷移部を持
つダイオード或はショットキ形のダイオードであり得る
。

両場合においてダイオードが超階段のＵＣ特性を持つこ
とを推奨する。容量ピッチは４．５乃至６の範囲にあり
、ＩＶにおける最大容量Ｃｎ，ａｘはほぼ１８ｐＦ１３
０Ｖにおける最小容量はほぼ２ｐＦであるべきである。
トランジスタ１に対り例えばＣＢＣが１．８乃至１．９
ｐＦでＦＴ＝２３ＧＨｚ（７）ＢＦＴｌ？が、しかして
ダイオード２に対し超階段容量ダイオードのＢＢｌＯ５
型が問題になる。

この発明の発振器の第１図に示す回路は、例えは第２図
に示す回路て置換することがてきる。

之ては第１図の回路とは反対に１個の可変動作電圧が必
要なのみである。その他は各構成部分に対し第１図に実
施形に類似の値が適用される。周波数範囲１乃至２ＧＨ
ｚに対して有利に設計されたこの発明の振動回路におい
て、振動回路分布インダクタンスは、必要な接続線のイ
ンダクタンスを含むトランジスタおよび同調ダイオード
の寄生インダクタンスから主として成り、それに対し振
動回路容量は同調ダイオードの容量およびトランジスタ
の実効コレクタベース容量に分割される。

従つてトランジスタ１のベースおよびコレクタ電極の間
に、超段階バラクタダイオード１の変化範囲によつて与
えられるこの発明の発振器の全同調範囲にわたつて明確
な負の入力アドミッタンスが生じ、よつて振動条件が常
に満たされ、発振飛躍が避けられる。発振信号は既述の
ように誘導結合ループ或はベース或はエミッタからの容
量結合により取出すことができる。第１の場合は第１図
および第２図の回路において与えられる。各要素をこの
発明の発振器に空間的に総合する１つの可能性を第３図
に示す。トランジスタ１および同調ダイオード２は、絶
縁合成物質１３から成る埋込み部中に存在する。ダイオ
ード２の端子１４はダイオードおよびトランジスタの極
性の考慮の下に、トランジスタ１のベースアノード端子
１５およびコレクタカソード端子１６と不変に例えば溶
接により直結される。その際リード線１４或は１５およ
び１６の寸法が正確であること、並びに例えばはんだ付
け金属の不定の固まりによる固定のために発振器の電気
的データの定義できない変移が生じないように注意すべ
きである。全装置はなお合成物質中に埋込むことができ
る。そのための合成物質およびさや体として、例えばシ
リコーンおよび（或は）ポリイミドを推奨する。端子の
間の実効接触箇所Ａ，Ｂの間隔として主として数ミリメ
ータを持つと良く、よつて振動回路インダクタンスに寄
与する端子線の自由長さは、０．９×０．１６μｍの線
断面においてほぼ０．５−を持つのみである。第４図に
示す実施形において例えばセラミックから成る板状の絶
縁支持体１８を備え、その表面ノに例えば金から成る分
離された金属層１６，１９，２０が蒸着される。

金属メッキ１６は同調ダイオード２のカソードおよびト
ランジスタ１のコレクタの間の接続として役立ち、これ
らは従つて相互に小さい間隔で金属層１６に固定される
。こ７のことは半導体ダイオード２およびトランジスタ
１が普通の仕方でプレーナ技術で製作される場合特に簡
単てある。トランジスタ１のベースから同調ダイオード
２のアノードへ至る例えば例えば金線の接続線は、フー
方において両システム１および２の間の直流接続を作り
、他方においてその幾加学的形状により実用上専有的に
振動回路インダクタンスを決定する。

何となれは層１６の自己インダクタンスが細い線１５の
自己インダクタンスに対して実用上重要でないからであ
る。従つて接続線１５の長さは発振器の希望の周波数範
囲に対して必要なＬ／Ｃ比に対応して選定されるべきで
ある。他の接続線１７，２１はトランジスタ１のエミッ
タおよびコレクタを経る外部端子を形成する。これらは
外部端子として役立つ金属点１９，２０と直接接続され
る。前述のように発振器はこの発明の要旨に対応してＩ
Ｃ技術て実現することもてきる。

第５図はその実施形の断面図、第６図は上面図を示す。
０．０１／Ｃｍの比抵抗を持つｎ形の板状の単結晶シリ
コン体の表面に、ほぼ１乃至１．５／Ｃｍの比抵抗のｎ
形の単結晶のｎ伝導層２３が気体相からエピタキシアル
に析出される。

その層の厚さはほぼ６μＭ．．ｎ伝導のドーピング濃度
はほぼ５●１０１５ｃｍ−３を持つ。必要な容量ピッチ
を持つ同調ダイオードを生成させるため、超階段Ｐｎ遷
移部を備える。この目的でプレーナ技術によりダイオー
ド２並びにトランジスタ１が同じ層２３中に生成され、
ダイオード２のＰｎ遷移部のドーピングは公知の仕方て
対応して調整される。例えばドナーの拡散により（拡散
マスクとして対応する有孔のＳｌＯ２および（或は）Ｓ
ｌ３Ｎ４層の使用の下に）、強くドープされた領域２４
（例えは領域２４の表面における燐濃度が７・１０１８
０−３で、深さが２μｍ）が、エピタキシアル層２３中
に埋込まれる。そ合際ｎ＋領域２４中にｐ＋領域２５が
（例えば硼素濃度ほぼ５・１Ｃｆ）Ｃｍ−３をもつて）
埋込まれる。領域２３，２４，２５の列は超階段同調ダ
イオード２を形成する。その際基板物体２２はダイオー
ド端．子として役立つ。更にダイオード２のカソードは
、やはリエピタキシアルｎ領域２３中に生成されるトラ
ンジスタ１のコレクタと接続される。トランジスタ１は
ダイオード２から小さな間隔で生成される。この目的で
やはりプレート技術に．より、領域２３中にｐ伝導のベ
ース領域２６が（例えば硼素濃度がほぼ５・１α７乃至
１０１８ｃＴｎ−３で、侵入深さが０．４μｍ）生成さ
れる。之はトランジスタ１のベース領域を形成し、その
中にドナー例えばＰ或はＳｂの濃度がほぼ５・１Ｃｆ２
０ｃｍ−３で、深さ・が０．３μｍであるｎ形のエミッ
タ領域２７が生成される。ダイオード２の遷移部は拡散
により、トランジスタの遷移部はイオン注入により生成
することを推奨する。すなわちトランジスタ１のコレク
タ領域はもとのエピタキシアル領域２３により与えられ
、之は同時に同調ダイオードの１領域（カソード）を形
成する。

従つて耐伝導の基板２２の存在のために、トランジスタ
１のコレクタおよび同調ダイオード２の間の極めて無イ
ンダクタンスの接続が実現される。装置は領域２４，２
５，２６，２７の作成から、特にＳｌＯ２から成薄い絶
縁層２８により蔽われ、その中に公知の仕方でホトワニ
スエツ）チング技術により、領域２５，２６，２７の接
触に必要な接触窓がエッチングされねばならず、よつて
領域２５，２６，２８の表面は接触位置において（かつ
主としてここにおいて）開放される。その際普通の蒸着
およびエッチング技術により、領域２５から２６へ導か
れる導体路１５および領域２７の接続に役立つ導体路１
７が生成される。第６図のように層２８により完全に半
導体から絶縁された、端子箇所１１を持つ他の導体路１
２が、信号の取出しに役立つ導体ループを形成し、之は
導体路１５から数μｍ１例えば５乃至１０μｍの間隔を
保ち、かつ大きな相互インダクタンスおよび容量を持つ
ように上記の小さい間隔で導体路１５に平行に導かれる
。トランジスタ１のベース領域２６および超階段同調ダ
イオード１のアノードの間の接続を形成する導体路１５
は、やはり発振器の振動回路のインダクタンスに対し決
定的である。

外部接続はエミッタ端子１７或は基板２２を経て与えら
れる。導体路１５の長さ並びにその電流を導く断面は、
振動回路のインダクタンスに関係する。振動回路インダ
クタンスは上記実施例に対応して４乃至肛Ｈを持つ必要
があるので、目的とする周波数範囲を実現するため、そ
の長さ従つてダイオード２およびトランジスタのベース
の間の間隔はこの観点によつて選定される。接続線が直
接に構成され、かつ実用的に均一の断面を持つ場合に対
し、合成のインダクタンスＬは下式によつて決定される
ので、ｌ＝Ｌｑ：μｏである。

ここでＬは自己インダクタンス、ｑは導体１５の断面、
μｏは公知のように１．２５６・１０−６ＶＳ／．Ａｒ
Ｔｌを持つ透磁率てある。従つてｌおよびまたほぼＩに
対応する同調グイオード２およびトランジスタ１の最短
の間隔が、導体路１５の与えられた断面ｑに対して計算
される。第７図に示すこの発明の装置は第５図における
と類似の状態を持つ。

この装置においてトランジスタ１のベース領域は同調ダ
イオード２のアノード領域と共に集積され、それに対し
トランジスタ１のコレクタはダイオード２の強くドープ
されたｎ＋領域と共に単一領域を形成する。すなわちド
ーピングにおいて一方において領域２５，２６が、他方
において領域２４およびトランジスタのコレクタが一致
する。ダイオード２のアノード端子は２９で、トランジ
スタ１のベース端子は３０で示す。

両者は必要なインダクタンス４乃至団Ｈを持つ導体路１
６と接続される。導体路１６は金属から成り、従つて組
合わされたベースアノード領域よりも著しく大きな導電
率を持つので、振動回路は主として領域２４および導体
路１６により形成される。なお同調ダイオードはショッ
トキーダイオードでもあり得ることを注意されたい。こ
の場合第５図の装置において領域２５は金属層により置
換され、之は酎伝導の領域２４と共にショットキーバリ
ヤを形成する。更にＮｎ＋ｐ形の超階段同調ダイオード
およびＮｐｎ形のトランジスタの代りに類似の仕方で、
Ｐｐ＋ｎ形のダイオードとＰｎｐ形のトランジスタとを
組合わせることができる。この発明によるマイクロ波発
振器の有利な他の構成は、それを混合段と組合わせるこ
とであり、その際混合段とマイクロ波発振器とのモノリ
シック集積接続は容易に可能てある。他の構成は、マイ
クロ波発振器のトランジスタのコレクタが、別個の人力
を経て外部信号を受ける混合段において、次位の中間周
波段と接続され、この混合段は、マイクロ波発振器のト
ランジスタのコレクタと導電的に接続されたコレクタを
持つ他のトランジスタによつて与えられ、更に両トラン
ジスタはそのコレクタをもつて、発振器周波数に対して
は低抵抗てあり、之に反し中間周波数に対しては高抵抗
てある導出コンデンサ（之は両トランジスタのコレクタ
ベース回路に所属する）に接続される如くなるのである
。

自励混合器は発振器が同時に混合器として設置された装
置を呼ぶが、この原理はこの発明による同調可能のマイ
クロ波発振器においても応用可能である。

よつて例えば第１図および第２図に示す回路において、
１０は外部信号の導入に対し使用し、出力１１および１
２は中間周波振動回路に接続される。しかしかかる解決
手段はすべての場合に充分な大信号特性を持たず、よつ
て多くの場合、例えばテレビチューナにおいて外部制御
の混合器の設置が有効である。

すなわちその際装置の各要素自体が最適であり得る利点
を持つ。この発明およびそれによつて得られる利点を第
８図乃至第１０図について説明する。

第８図には接続例、第９図にはＩＣ技術の実施形の断面
図、第１０図にはトポロジカルに少しく変形した装置の
上面図を示す。

この発明の装置の第８図に示す接続図において、バイポ
ーラトランジスタ１例えばＮｐｎトランジスタのコレク
タベース区間は、同調ダイオード２により橋絡され、従
つてマイクロ波発振器の振動回路を与える。

振動回路容量としてトランジスタ容量ＣＢＯおよび同調
ダイオード２のそのときどきに調整された容量の和が役
立つ。振動回路インダクタンスとしてトランジスタ１お
よびダイオード２のインダクタンス並びに所属の接続線
のインダクタンスの和が作用する。装置の動作にためや
はり２個のバイアス電圧３，４が必要てある。

直流電圧３は電圧範囲の種々の電圧値に調整可能であり
、トランジスタ１のコレクタベース電圧、およびＰｎ遷
移として阻止方向に動作されねばならない同調ダイオー
ド２・に対する動作電圧を供給する。この目的て更にト
ランジスタ１のベース電極およびダイオード２の一方の
端子は、固定抵抗５を経て直流電圧源３の一方の極に接
続され、ダイオード２の方の端子およびトランジスタ１
のコレクタは、可変直流電圧・源３の他方の極に例々ば
アースを経て接続される。その際トランジスタ１並びに
なお説明する混合器中のトランジスタに対する電圧供給
がチョークコイルを経て確保される。トランジスタ１の
ベースおよびエミッタの間にノ固定の直流電圧源４が作
用し、その際エミッタバイアス電圧はトランジスタ１の
エミッタ電極の固定抵抗６を経て導入すると良い。

両抵抗５，６は発振器振動回路のＱを劣化しないように
選定される。その抵抗値は例えば１．２乃至１．８ｋΩ
てある。両コンデンサ７，８は発振器振動回路における
振動に対して低い抵抗を示すのみで、動作電源３或は４
の電圧に関しては実用上無限大の抵抗を示すように選定
され、よつてその存在のため発振器中の振動が動作電圧
源に伝達されない。容量値は例えは１．５ｎＦ（すなわ
ち１０−９．Ａｓ／Ｖ）に調整される。この発明の場合
発振器トランジスタ１のベースに現われる信号は、線１
１１，１２１の結合部１０１により次位の混合段に至る
。

このことは混合段のトランジスタ９１が集積半導体技術
において、この発明におけるＩＣ装置と総合されるとき
も可能である。発振器周波数と混合されるべき外部信号
は、入力２３１を経て混合トランジスタ９１のエミッタ
に、しかしてアースおよびコンデンサ２０１を経てベー
ス電極に印加される。

混合段のトランジスタ９１に対する動作電圧は点２１１
に印加される。

トランジスタ９１は特性に関し発振器段のトランジスタ
１に対応する。トランジスタ１が実施例のようにＮｐｎ
トランジスタの場合、トランジスタ９１もＮｐｎトラン
ジスタである。その他において両トランジスタ１，９１
は、その作用が対応するように選定される。

このことは、トランジスタ１が最適の発振特性、すなわ
ち殊に発振器の全周波数にわたり良好な振動安定を持ち
、かつ混合段への充分な出力送出が可能であり、之に反
しトランジスタ９１は最適の混合動作および小さなエミ
ッタベース容量を持つようにすることを意味する。トラ
ンジスタ９１のエミッタおよびベースに対するバイアス
電圧の発生に対し、抵抗１７１，１８１，１９１および
端子２１１が役立つ。

このバイアスはアースおよび端子２１１の間に接続され
る付加の直流電源により与えることができる。

しかし図に示すようにトランジスタ１のエミッタベース
電圧を供給する電圧源４は、混合トランジスタ９１のエ
ミッタ回路の給電に関与し、例えば４の負極を端子２１
１に接続する。コンデンサ２０１はトランジスタ９１の
ベースを高周波的に接地し、トランジスタ９１をベース
接地で動作させる目的を持ち、例えば４７０ｐＦ（すな
わち４７０・１０−１２ＡＳ／■）に選定される。

導出コンデンサ１４１はコイル２２１およびコンデンサ
１６１と共に中間周波数振動回路を形成する目的を持つ
。コンデンサ１４１は他方において発振器周波数の導出
に役立つべきである。すなわち発振器出力が導出され、
中間周波数例えば３５ＭＨｚは阻止するように選定され
る。その容量値は例えば８．２ｑＦ１コンデンサ１６１
の容量値は例えば２．２１ｆ′を持つ。振動回路コイル
２２１のインダクタンスは１９０乃至４００ｎＨ（＝１
．９乃至４．１０−７ＶＳ／Ａ）に、導出チョーク２４
１のインダクタンスはほぼ４．５μＨ（＝４．５・１０
−６ＶＳ／Ａ）にされる。固定抵抗１５１は中間周波回
路における帯域巾を決定し、例えば６．８ｋΩに固定さ
れる。抵抗１７１例えは８．２ｋΩはトランジスタ９１
に対しベース電圧を供給する目的を持つ。

ほぼ同じ目的に役立つ抵抗１８１は例えば３９ｋΩにさ
れ、之に対しエミッタ電流を制限する抵抗１９１の値は
低く、例えば６８０Ωに選定される。ブロックコンデン
サ１３１に対しては例えばほぼ１００ｎＦ′の容″量値
を与えることができる。混合トランジスタ９１がトラン
ジスタ１から供給された発振器振動を受けるために、発
振器トランジスタ１のベースコレクタ回路および混合ト
ランジスタ９１のエミッタベース回路の間の充分な結合
を考慮しなければならない。

すなわち対応する狭い間隔で行われる所の両回路の線部
分１１１或は１２１の平行柵導による、両回路の充分な
容量結合１０１或は誘導結合を考慮し、或はこの目的で
余分にコンデンサを備えねばならない。必要な方策は明
らかなようにトランジスタ９１の雑音特性および制御特
性に対して整えられ、例えは第１０図に示されるように
モノリシックの集積実施形の表面における導体路によつ
ても実行できる。すなわち要約すれば下記のようになる
。全回路のマイクロ波発振器に関係する部分は、第８図
の部分１乃至８およびコンデンサ１４１により実現され
る。混合器はトランジスタ９１により与えられる。その
給電電圧は端子２１１を経て導入され、例えば電源４に
より実行される。その動作点は抵抗１７１，１８１，１
９１により調整される。発振器信号に対し導出コンデン
サ１４１は短絡を与える。中間周波信号は部分１４１，
１５１，２２１および１６１の装置により？波される。
チョーク２４１は両トランジスタ１，９１のコレクタ端
子を接地する。評価されるべき外部信号は端子２３１に
結合することができる。更に発振器周波数の混合トラン
ジスタのエミッタへの伝達が考慮される。第９図および
第１０図に示す実施形は、両トランジスタ１，９１並び
に同調ダイオード２の集積を示す。

これら要素はすべてｎ或はｐ伝導のエピタキシアル単結
晶シリコン層２７１中に生成され、このシリコン層は同
じ伝導形の強くドープされたシリコン結晶２６１の表面
に生成される。同調ダイオード２は領域２７１と、それ
に接する同じ伝導形てあるが弱くドープされた領域２８
１と、反対の伝送形の強くドープされた領域２９１とか
ら成る。領域２７１の接触は基板２６１を経て、領域２
９１の接触は導体路３１１を経て行われ、この導体路は
装置の表面を接触窓を除いて隙間なしに蔽う絶縁層、例
えばＳｊＣ２層３０１上に設けられる。すなわちダイオ
ードは階段或は超階段同調ダイオード２として形成され
る。発振器トランジスタ１はコレクタ領域２７１、ベー
ス領域３２１およびエミッタ領域３３１から成る。

領域３２１は、領域２６１，２７１，２８１に反対の伝
導形を持つ。例えば領域２６１，２７１，２８１がｎ伝
導形であればトランジスタ１のベース領域はｐ伝導形で
あり、その中に挿入されたエミッタ領域３３１はやはり
ｎ伝導形である。混合トランジスタ９１を表わす領域列
２７１，３５１，３６１に対しても類似である。絶縁層
３０１上に設けられた導体路３１１，３４１，３８１，
３７１により装置が完成される。その際導体路３１１は
ダイオード２の領域２９１を発振器トランジスタのベー
ス領域３２１と接続し、之に対し導体路３４１はトラン
ジスタ１のエミッタ領域３３１の接触に、導体路３８１
は混合トランジスタ９１のベース領域３５１の接触に、
導体路３１１は発振器回路との結合およびトランジスタ
９１のエミッタ領域３６１の接触に役立つ。実現のため
に第１０図から分かるような幾何学的形状を用いると良
い。図は導体路を設けられたＳｉＯ２層３０１の外側を
示し、その際まずエピタキシアル層２７１中に、ドーピ
ング物質の対応するマスクによる拡散により生成された
領域２８１，３２１，３５１の輪部を破線で示す。線３
１１の接続箇所を４０１で、導体路従つて発振器トラン
ジスタ１のエミッタ３３１の装置箇所を４２１で、かつ
導体路３８１、従つて混合トランジスタ９１のベース領
域の接続箇所を４１１て示す。明らかに線３１１および
３７１は、発振器トランジスタ１のベースコレクタ回路
中の、および混合トランジスタ９１のエミッタベース回
路中の、第８図に１１１および１２１で示す線に対応す
る。従つてこれらは小さい間隔、例えば５乃至２０μｍ
の距離で、長い区間例えば５０乃至３００ｐｍの長さを
互に平行に導かれる。その際ほぼ１ｐＦの結合容量或は
ほぼ５０ｎＨの結合インダクタンスを持つ。回路の他の
要素、特に抵抗およびコンデンサは所要の場合なお半導
体技術で実現することができ、第９図および第１０図の
回路中に挿入される。

第９図および第１０図について次のように要約される。

領域２６１は強くドープされた例えば耐伝導の基板材料
であり、その上に著しく弱くドープされた、基板の伝導
形のエピタキシアル領域２７１が設けられる。その中に
領域２７１，２８１，２９１から成るダイオード２、領
域２７１，３２１，３３１から成るトランジスタ１、し
かして領域２７１，３５１，３６１から成るトランジス
タ９１がマスク拡散或はイオン注入技術により生成され
る。発振器トランジスタ１のベースは接続線３１１を経
て同調ダイオード２のアノードと接続され゛る。

接続線３１１は発振器に対する振動回路インダクタンス
として作用する。混合トランジスタのエミッタは端子３
７１を経て利用信号および給電電流を得る。発振器信号
は接続線３７１を経て結合される。混合トランジスタ９
１のエミッタ３６１は拡散エミッタとして実施される。
ショットキー接触として構成されたエミッタは、混合利
得も高めるので、少数キャリヤの欠除のため具合が良い
であろう。混合トランジスタ９１は、希望の中間周波数
に対し充分な増幅を示すような寸法にさ）れる。しかし
混合トランジスタ９１の入力区間３７１は寄生回路要素
が最小であり、記憶時間が最短であるべきである。それ
により殊にベースエミッタ区間に並列に容量を除くべき
である。何となればこの区間の制御関係が悪化されるか
らである。この発明の装置の挿入は、殊にテレビ領域の
チューナとして、或はスペクトルアナライザにおいて、
すなわち例えば１オクターブの広い周波数範囲て動作し
なければならない所のマイクロ波範囲におけるすべての
応用に推奨される。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は回路技術的の実施形を示し、第３
図乃至第１０図は有利な実現例を示す。 殊に第８図乃至第１０図は発振器に混合段を組合せた場
合を示す。図において１は発振器トランジスタ、２は同
調ダイオード、９１は混合トランジスタである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ トランジスタ１、同調ダイオード２ならびに抵抗、
   コンデンサから成るマイクロ波発振器の回路において、
   トランジスタ１のベースは抵抗５を介して特に調整可能
   の直流電圧源３の一方の極したがつてベース電位に接続
   され、トランジスタ１のコレクタは該直流電圧源３の他
   方の極したがつてコレクタ電位に接続され、トランジス
   タ１のコレクタ−ベース−ｐｎ接合から成るダイオード
   が同調ダイオード２によつて両ダイオードが阻止方向に
   なるように橋絡され、コレクタ−ベース電流を供給する
   直流電圧源３は容量７によつて橋絡され、トランジスタ
   １のエミッタはエミッタ抵抗６を介して第２の直流電圧
   源４の一方の極したがつてエミッタ電位に接続され、当
   該第２の直流電圧源４の他方の極はベース抵抗５を介し
   てトランジスタ１のベースに接続され、第２の直流電圧
   源４のエミッタ電位を供給する極はコンデンサ８を介し
   てトランジスタ１のコレクタ電位に接続され、トランジ
   スタ１のベース−コレクタ回路は容量９または相互イン
   ダクタンスを介して信号出力と接続されていることを特
   徴とする同調可能のマイクロ波発振器。