JPS6042652B2 - 包絡線遅延補償器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、残留側波帯方式テレビジョン放送波など振幅
変調波の位相の包絡線遅延を補償する包絡線遅延補償器
に関するものである。

一般に、テレビジョン電波は残留側波帯方式を採用して
おり、この残留側波帯方式の振幅変調波は占有周波数帯
域幅が狭くなり、電波の周波数帯域の利用効率を高める
うえですぐれた方式ではあるが、伝送周波数帯域を制限
したことに伴なつて、この方式に特有の伝送歪が生ずる
欠点を有している。

かかる残留側波帯方式に特有の伝送歪としては、側波帯
の非対称性に基づいて生ずる直交成分によるものと、復
調により再生した映像信号の位相特性が周波数に対して
直線的にならないための波形歪とがある。

これらの伝送歪のうち、直交成分による歪は、振幅変調
度が浅い場合には、その画質に及ぼす影響は少なくなる
。これに対して、後者の位相歪によるものは、いわゆる
スミアやリーディングホワイトなどの波形歪を生ずるの
で、顕著な画質劣化の要因となつている。特に、近年、
サテライト中継放送所が増設されて、サテライト中継に
よる放送網が広がるにつれて、かかるサテライト中継が
５段、６段と多大に行なわれるようになつたが、かかる
多段中継においては、・個々の放送機において生ずるそ
れぞれの位相歪が順次に累積されていくので、末端の放
送所からのテレビジョン電波による受信再生画像には著
しい画質劣化が生ずることになる。したがつて、かかる
サテライト多段中継における位相歪による画質フ劣化を
防止するために小形、低価格の位相補償器の開発が切望
されている。しかして、かかる位相補償器開発の要望に
対して、従来は、サテライト中継放送機の中間周波数帯
域に第１図に示すような位相補償器を挿入してク上述し
た位相歪の補償を行なつていたが、第１図示のような構
成の集中定数型ＬＣ回路からなる位相補償器においては
、第２図にそれぞれ示すような位相の包絡線遅延周波数
特性と振幅周波数特性を有しており、周波数帯域の中心
周波数ちにおける最大遅延時間τ。を所望値に設定する
と、位相遅延の帯域特性、例えば半値幅等が図示のよう
に決まつてしまうので、テレビジョン電波に対するサテ
ライト放送機などにおいて、第３図に実線で示すような
台形の広帯域遅延周波数特性を必要とする場合には、第
１図示の構成を有する位相補償器を複数個継続接続して
それぞれの周波数帯域を第３図に点線で示すように順次
ずらし、それら個々の帯域特性を総合して所望の台形特
性を得るようにしていた。また、第１図示のような構成
の位相補償器に用いる回路素子が純リアクタンスではな
く低抗分を有していると、最大遅延時間で示す周波数の
近傍において第２図に示したように伝送損失を生じて振
幅周波数特性が平担でなくなり、特性の劣化が生するの
で、通常は第１図示の構成の位相補償器５に振幅等化器
を縦続接続して、それらを総合した振幅周波数特性が平
担になるようにし、また上述したように、かかる構成の
位相補償器を複数個縦続接続して広帯域の台形特性を得
るような場合には、例えば、第４図に示す実用の位相補
償器の回！路構成例のように、縦続接続する各セクショ
ンの間に、さらに減衰器をを挿入して互間のインピーダ
ンス特性の影響が生ずるのを防止していた。

一方、ブリッジ回路もしくはサーキユレーターを用いて
その１個の端子に直列もしくは並列の共！振回路からな
る反射素子を接続して構成した狭帯域の位相補償器が例
えば特開昭４９−８７２５７号公報によつて知られてい
た。以下にこの種ブリッジ回路等を用いた位相補償器に
ついて説明する。

Ｊ第５図に示すブリッジ回
路においては、端子１および２と３および４とをそれぞ
れ共軛の端子とした４端子対回路を構成するものとする
。ここて、端子１を入力端子とし、端子２を出力端子と
して、端子３に回路の特性インピーダンスに等しクい終
端抵拍只。、端子４に任意のインピーダンスＺをそれぞ
れ接続すると、端子１から端子２までの伝達関数Ｔは、
入出力電圧をそれぞれ■１およびＶ２としてただし、ｚ
＝奈 （２）となる。

したがつて、ｚ＝ＲＯとすればＴ＝０となり出力端子２
には電圧が生ぜず、Ｖ２＝０となる。しかし、端子４に
純リアクタンスベを接続した場合にはただし、ｘ＝山
（４）となり、したがつて、
振幅特性１ＴＩと位相特性θとはとなり、第５図示の回
路構成においては振幅が一定で位相がｘの関数となるか
ら、理想的な位相補償回路を実現するための条件を満た
していることになる。

いま、上述した純リアクタンスベとして、第６図に示す
ように、インダクタンスＬと容量Ｃとの直列共振回路を
用いるととなり、遅延時間τは ただし したがつて、この特性は．第１図、第２図につき前述し
た集中定数型ＬＣ回路を用いた位相補償器の特性と同じ
ものとなる。

すなわち、第１図示の回路構成と第６図示の回路構成と
は同一の遅延時間特性を有していることとなる。以上が
、ブリッジ回路やサーキユレーターの１個の端子に直列
もしくは並列の共振回路を接続して位相補償回路を構成
する所以である。

なお、第６図示の回路構成における遅延時間の周波数特
性は第７図に示したようになる。ここでＩ肋帯域幅をΔ
ＦＯとすればの関係があるので、最大遅延時間τ。

を大きくすると狭帯域特性となる。また、上式の帯域幅
ΔＦＯはインダクタンスＬの関数であり、容量Ｃには依
存しない。したがつて、第６図示の位相補償器の遅延特
性を調整する方法としては、インダクタンスＬはそのま
まの値に保ち、容量Ｃの値のみを変えると、第８図ａに
示すように、遅延帯域特性の形状はそのまま保つて中心
周波数Ｆ。

だけが移動することになり、インダクタンスＬの値を変
化させてそのときの中心周波数ｔのずれを容量Ｃの値を
変えて上述のように補正していくと、第８図ｂに示すよ
うな回路構成によつて、第８図ｃに示すように、遅延帯
域特性の形状を変化させることができる。しかして、ブ
リッジ回路やサーキユレーターを用いて構成した位相補
償器についても、大きい遅延時間を得る必要がある場合
には、（９）式の関係からＱＬが大きくなり、中心周波
数Ｆ。の近傍において、第９図ｃに示すように、振幅周
波数特性に凹部が生ずる。第１図示の集中定数型ＬＣ回
路を用いた位相補償器においては、振幅特性にかかる凹
部が生ずるのを防ぐために第４図に示したような振幅等
化器を用いて振幅周波数特性を平担にしているが、それ
だけ回路構成が複雑となつていた。したがつて、ブリッ
ジ回路もしくはサーキユレーターを用いた位相補償器に
ついても、振幅等化器を用いて凹部の補償をすることも
できるが、別途振幅補償器を用いたのでは構成が甚だ複
雑となる。この問題に対し、本発明による位相の遅延補
償器においては、第９図ａに示した回路構成において端
子４に接続するＬＣ共振回路の抵抗分による損失抵抗ｒ
１が無視できない場合には、第１０図に示すように、Ｌ
Ｃ共振回路と並列に特定の抵抗値を有する抵抗Ｒ２を接
続することのみによつて遅延時間の周波数特性を損わな
い範囲で振幅等化を行なうことができる。

すなわち、本発明包絡線遅延補償器は、ブリッジ回路も
しくはサーキユレーターの入出力端子を除く１個の端子
に少なくとも１個の直列もしくは並列の共振回路をそれ
ぞれ並列もしくは直列に接続するとともに、前記少なく
とも１個の直列もしくは並列の共振回路にそれぞれ並列
もしくは直列に抵抗素子を接続し、その抵抗素子の抵抗
値と前記少なくとも１個の直列もしくは並列の共振回路
の損失抵抗との積を前記ブリッジ回路もしくはサーキユ
レーターの前記入出力端子に接続すべき線路の特性イン
ピーダンスの自乗に等しくすることにより、平担な振幅
周波数特性の包絡線遅延補償を行なうように構成したこ
とを特徴とするものである。

以下に図面を参照して本発明の詳細な説明する。

ます、本発明包絡線遅延補償器の構成例を第１０図に示
す。

しかして、第１０図示の構成例において、端子４に接続
した回路素子のアドミッタンスＹはとなる。

そこで、このアドミッタンスＹの値を端子２，３に接続
する終端抵抗Ｒ。、すなわち、端子１に接続する線路の
特性インピーダンスの値によつて正規化するとただし したがつて、第１０図に示した回路構成の伝達関数Ｔは
ここで、損失抵抗ｒ１が並列抵抗Ｒ２よりきわめて小さ
く、ｒ１くＲ２とすればであり、またｇ＝ｒすなわちＲ
ｌｒ２＝ＲＯ２（１５）となるように並列抵抗Ｒ２の値
を設定すると、上式（１３）はただし、θ＝ー２ｔａｎ
−１ｘ（１７） となり、第１０図示の回路構成においては、振幅一定で
あつて、その位相特性が第５図示の回路構成における（
６）式の位相特性と同じになる。

したがつて、テレビジョンサテライト中継放送機などの
位相遅延特性の補償に必要な台形の広帯域遅延時間特性
を得るため、特開昭５３−１０７２５四公報に記載のと
おりに、第１１図に示すように、ＬＣ共振回路を多段に
接続する場合においても、第１２図に示すように、多段
のＬＣ共振回路に対して単一の抵抗Ｒ２を接続するだけ
で平担な振幅周波数特性を得ることができる。以上の説
明においては、本発明による包絡線遅延補償としてブリ
ッジ回路を用いた例についてのみ述べて来たが、本発明
包絡線遅延補償器は、ブリッジ回路のみに留らず、第１
３図に示すように、サーキユレーターを用いても同様に
構成することができる。

つぎに上述した本発明による振幅特性等化の動作原理は
つぎのように説明することもできる。

例えば第１２図示の回路構成における端子４に接続する
反射素子を第１４図ａに示すような構成であるとすれば
、中心周波数Ｆ。における振幅特性は、同図ｂからとな
り、中心周波数Ｆ。

から十分離れた周波数における振幅特性は、同図ｃから
となるので、これらの振幅特性が等しいとすると、した
がつて、ＲＯ２＝Ｒｌｒ２となつて、上述した（１５）
式と同じ形となる。

上述と同様にして、第１５図ａに示すように、ｑ℃並列
共振回路を反射素子として接続した場合には、中心周波
数Ｆ。

における振幅特性は、同図ｂからとなり、中心から十分
離れた周波数における振幅特性は、同図ｃからここで、
已＝ノニＨ ｒｌ＋ＲＯＲＯ＋ち したがつて、ＲＯ２＝Ｒｌｒ２（１８） なる関係が得られるので、上述した関係の値を有する直
列抵抗を挿入すれは振幅特性の補償を行なうことができ
る。

なお、高い周波数においてはインダクタンスＬの抵抗分
ｒ１の抵抗値がある程度大きくなり、Ｒｌｒ２＝ＲＯ２
の関係から上述した並列もしくは直列の挿入抵抗Ｒ２の
値が小さくなるので、かかる場合には、抵抗素子Ｒ２に
直列にコンデンサーを挿入し、そのコンデンサーを抵抗
Ｒ２とよりなる直列回路を並列等価変換した値の抵抗を
もつて上述した抵抗Ｒ２の値とすることができる。

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、ブリ
ッジ回路もしくはサーキユレーターとリアクタンス性の
反射素子とを組合わせて構成した包絡線遅延補償器にリ
アクタンス反射素子の損失抵抗によつて生ずる振幅周波
数特性の乱れを、単一の抵抗素子を直列もしくは並列に
付加するだけで補償することができ、多数のリアクタン
ス反射素子を用いて広帯域化した場合にも位相補償器の
振幅周波数特性を平坦にして振幅特性に乱れのない位相
遅延補償特性を得ることができる。

したがつて、従来の位相補償器に比べて回路構成が極め
て簡単となり、調整容易で小形、安価な包絡線遅延補償
器を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の集中定数型ＬＣ回路を用いた位相補償器
の１セクションの構成を示す回路図、第２図は同じくそ
の遅延時間および振幅の周波数特性を示す特性曲線図、
第３図は従来の多段構成の位相補償器の遅延時間周波数
特性の例を示す特性曲線図、第４図は同じくその構成例
を示す回路図、第５図はブリッジを用いた従来の包絡線
遅延補償器の原理的構成の例を示すブロック図、第６図
は同じくそのＬＣ直列共振回路を反射素子に用いた構成
例を示すブロック図、第７図は同じくその遅延時間周波
数特性を示す特性曲線図、第８図Ａ，ｂ，ｃは同じくそ
の特性調整方法を説明するための特性曲線図およびブロ
ック線図、第９図Ａ，ｂ，ｃは第５図示の位相補償器の
構成例において反射素子に損失抵抗がある場合の回路構
成および遅延時間、振幅周波数特性をそれぞれ示すブロ
ック線図および特性曲線図、第１０図は本発明包絡線遅
延補償器の構成例を示すブロック図、第１１図は複数個
の田直列共振回路を用いた包絡線遅延補償器の構成例お
よび遅延時間周波数特性の例をそれぞれ示すブロック線
図および特性曲線図、第１２図は同じくその多段構成の
場合の振幅等化の例を示すブロック線図、第１３図はサ
ーキ・ユレーターを用いて構成し振幅等化を施した本発
明補償器の例を示すブロック線図、第１４図Ａ，ｂ，ｃ
は直列共振反射素子を用いた場合における振幅等化の原
理を説明するための等価回路図、第１５図Ａ，ｂ，ｃは
並列共振反射素子を用いた場合における振幅等化の原理
を説明するための等価回路図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ブリッジ回路もしくはサーキュレーターの入出力端
   子を除く１個の端子に少なくとも１個の直列もしくは並
   列の共振回路をそれぞれ並列もしくは直列に接続すると
   ともに、前記少なくとも１個の直列もしくは並列の共振
   回路にそれぞれ並列もしくは直列に抵抗素子を接続し、
   その抵抗素子の抵抗値と前記少なくとも１個の直列もし
   くは並列の共振回路の損失抵抗との積を前記ブリッジ回
   路もしくはサーキュレーターの前記入出力端子に接続す
   べき線路の特性インピーダンスの自乗に等しくすること
   により、平担な振幅周波数特性の包絡線遅延補償を行な
   うように構成したことを特徴とする包絡線遅延補償器。