JPS6025356A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
- Publication number
- JPS6025356A JPS6025356A JP58134119A JP13411983A JPS6025356A JP S6025356 A JPS6025356 A JP S6025356A JP 58134119 A JP58134119 A JP 58134119A JP 13411983 A JP13411983 A JP 13411983A JP S6025356 A JPS6025356 A JP S6025356A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- inverting
- circuit
- control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3809—Amplitude regulation arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は復調装置、特に多値振幅変調された受信々号を
復調し複数の２値ディジタル信号を再生する復調装置に
関する。
復調し複数の２値ディジタル信号を再生する復調装置に
関する。
近年、マイクロ波などの搬送波を用いてディジタル信号
全伝送する場合、１６値直交振幅変調（１６値ＱＡＭと
略記）のような多値直交振幅変調方式が周波数帯域を有
効に利用できる高能率な変調方式として注目され、その
開発が進められている。このような高能率変調方式を実
現するに当り、各装置の回路各部で発生する不完全性は
極力除去する必要がワリ、復調装置の識別再生回路およ
びその入力の直流ドリフトもその−“りである。
全伝送する場合、１６値直交振幅変調（１６値ＱＡＭと
略記）のような多値直交振幅変調方式が周波数帯域を有
効に利用できる高能率な変調方式として注目され、その
開発が進められている。このような高能率変調方式を実
現するに当り、各装置の回路各部で発生する不完全性は
極力除去する必要がワリ、復調装置の識別再生回路およ
びその入力の直流ドリフトもその−“りである。
この直流ドリフト成分全効果的に補償し量産にも適した
復調装置が特願昭５６−２００４７号明細書に提案され
ている。この装置は、直焚検波された多値ベースバンド
信号の識別再生を行うアナログ・ディジタル綾換器（Ａ
／Ｌ）変換器と略記）の誤差信号で、Ａ／Ｄ変侠器の入
力側に設けられた直流制御回路を制御して入力の多値ペ
ースノくンド信号に重畳される直流電圧成分を変え、直
流ドリフトを補償する直流霜、圧制御υ−グを備えて構
成されている。
復調装置が特願昭５６−２００４７号明細書に提案され
ている。この装置は、直焚検波された多値ベースバンド
信号の識別再生を行うアナログ・ディジタル綾換器（Ａ
／Ｌ）変換器と略記）の誤差信号で、Ａ／Ｄ変侠器の入
力側に設けられた直流制御回路を制御して入力の多値ペ
ースノくンド信号に重畳される直流電圧成分を変え、直
流ドリフトを補償する直流霜、圧制御υ−グを備えて構
成されている。
一方、多値ベースバンド信号の識別再生にはΔ／Ｄ変（
！１１！器の前に全疲螢流器を設け、入力信号を苓を中
心として折０返すことにより、識別値の数τ半減させる
余波整流方式が知られており、Ａ／１）反挨器の構成が
四路化もしくは数量が減少。
！１１！器の前に全疲螢流器を設け、入力信号を苓を中
心として折０返すことにより、識別値の数τ半減させる
余波整流方式が知られており、Ａ／１）反挨器の構成が
四路化もしくは数量が減少。
でき、経済的な装置構成ができる利点がある。しかしな
がら、この全波整流方式の識別再生回路における直流ト
リットの影響は、人力の多値ベースバンド信号に重畳さ
れる曲流電圧成分を制御するだけでは後述するよりに補
償することができず、１１１述の特許ｔｌｉｊ ５６−
２００４７号明細書記載の制御方式葡そのまま適用ツー
るビリ゛イ１よ十介で几−＼。
がら、この全波整流方式の識別再生回路における直流ト
リットの影響は、人力の多値ベースバンド信号に重畳さ
れる曲流電圧成分を制御するだけでは後述するよりに補
償することができず、１１１述の特許ｔｌｉｊ ５６−
２００４７号明細書記載の制御方式葡そのまま適用ツー
るビリ゛イ１よ十介で几−＼。
本発明の１的は、上述した金波整流方式の識別ゼ）生回
路を用い、曲流ドリフトの影響を補…する手段を侃１え
た、ｔａｊ性１１１で経済的な多値振幅変調４１号の仮
〃、！１装置を提供することである。
路を用い、曲流ドリフトの影響を補…する手段を侃１え
た、ｔａｊ性１１１で経済的な多値振幅変調４１号の仮
〃、！１装置を提供することである。
不発り」の４Ｊｉ詭装随は、多値振幅変調された愛他信
号を復調し複数の２値ディジタル信号を再生する複軸装
置においで、検波さ几た多値ベースバンド信号を複数の
識別値で多値識別し複数の前記２値ディジタル信号を再
生する識別再生回路が、前記多値ベースバンド信号を受
け直〃１シ電圧成分が第１の制御電圧によって制御され
た第１の出力と全波整流さ７’Ｌ直流電圧成分が第２の
制御電圧によって制御さ才した第２の出力と全送出する
少なくとも一つの全波整流回路と、Ｍ１］記第１及び第
２の出力に接続され誤差信号と前記２値ディジタル伯号
とを発生するＡ／１）変換器と、このＡ、 ／ Ｊ）変
換器に接続され前記誤差信号と２値ディジタシ信号とを
論理処理して前記第１及び第２の制御電圧を発生する制
御回路と全備えることによって構成される。
号を復調し複数の２値ディジタル信号を再生する複軸装
置においで、検波さ几た多値ベースバンド信号を複数の
識別値で多値識別し複数の前記２値ディジタル信号を再
生する識別再生回路が、前記多値ベースバンド信号を受
け直〃１シ電圧成分が第１の制御電圧によって制御され
た第１の出力と全波整流さ７’Ｌ直流電圧成分が第２の
制御電圧によって制御さ才した第２の出力と全送出する
少なくとも一つの全波整流回路と、Ｍ１］記第１及び第
２の出力に接続され誤差信号と前記２値ディジタル伯号
とを発生するＡ／１）変換器と、このＡ、 ／ Ｊ）変
換器に接続され前記誤差信号と２値ディジタシ信号とを
論理処理して前記第１及び第２の制御電圧を発生する制
御回路と全備えることによって構成される。
次に川ｌｌｌ１を参照して本発明の詳細な説明する。
第１図は全波整流方式を用いた１６値ＱＡＭ復ｇ＋：ｖ
装置の従来例のブロック図で、自動４’ｌｌ向制御１３
％１能を有する中間周波増幅器１と、１６値ＱＡＭ波を
検波し２列の４値ベ一スバンド信号１００，１００’を
出力する直交検波器２と、その各出力に設けられ２値デ
ィジタル信号ＸＩ 、Ｘ２ 、Ｘｔ ’ 、Ｘ２’ と
誤差信号Ｙ、Ｙ’とを発生する識別再生回路３，４とか
ら成っている。識別再生回路３，４は同じ構成であり、
それぞれ全波整／７！Ｌ器５と、Ｘｌ又はＸｉ’ を発
生する１ビツトのＡ ／ Ｊ）絞換器６と、Ｘ２．Ｙ又
はＸ２′；Ｙ’７を発生する２ビツトのＡ’／ Ｉ）変
換器７とから構成さ？＋、ている。
装置の従来例のブロック図で、自動４’ｌｌ向制御１３
％１能を有する中間周波増幅器１と、１６値ＱＡＭ波を
検波し２列の４値ベ一スバンド信号１００，１００’を
出力する直交検波器２と、その各出力に設けられ２値デ
ィジタル信号ＸＩ 、Ｘ２ 、Ｘｔ ’ 、Ｘ２’ と
誤差信号Ｙ、Ｙ’とを発生する識別再生回路３，４とか
ら成っている。識別再生回路３，４は同じ構成であり、
それぞれ全波整／７！Ｌ器５と、Ｘｌ又はＸｉ’ を発
生する１ビツトのＡ ／ Ｊ）絞換器６と、Ｘ２．Ｙ又
はＸ２′；Ｙ’７を発生する２ビツトのＡ’／ Ｉ）変
換器７とから構成さ？＋、ている。
第２図はＬ述した第１図の識別再生回路の動作を説明す
るためのＡ／Ｊ）変換器の識別領域図であり、４値ベ一
スバンド信号の入力領域Ｖは三つの信号識別値Ｖ＝Ｏ，
Ｖ−±２ｖ によって四つの信号領域■〜■に分割され
、史に各信号領域は誤差識別値■−±ｖ、Ｖ−±３ｖに
よってそれぞれ二つの誤差領域ｌ＋と［−、ｌ（−＋−
とｉｔ−、［１１＋とｍ−、ｒｖ＋と■−に分割されて
いる。以下第２図を用いて第１図の識別再生回路の動作
を説明する。正常時の４値ベ一スバンド信号入力１００
ｔよＡ−１，Ａ２ 、Ａ８．Ａ４で示され、１ビットＡ
、／Ｊ）変換器６により信号識別値Ｖ＝０に対して１狛
、がｎ１ｌＵ別色れ信号Ｘ１が出力さｔ’Ｌる。
るためのＡ／Ｊ）変換器の識別領域図であり、４値ベ一
スバンド信号の入力領域Ｖは三つの信号識別値Ｖ＝Ｏ，
Ｖ−±２ｖ によって四つの信号領域■〜■に分割され
、史に各信号領域は誤差識別値■−±ｖ、Ｖ−±３ｖに
よってそれぞれ二つの誤差領域ｌ＋と［−、ｌ（−＋−
とｉｔ−、［１１＋とｍ−、ｒｖ＋と■−に分割されて
いる。以下第２図を用いて第１図の識別再生回路の動作
を説明する。正常時の４値ベ一スバンド信号入力１００
ｔよＡ−１，Ａ２ 、Ａ８．Ａ４で示され、１ビットＡ
、／Ｊ）変換器６により信号識別値Ｖ＝０に対して１狛
、がｎ１ｌＵ別色れ信号Ｘ１が出力さｔ’Ｌる。
一方、全波整流器５で零を中心に折り返された信号１０
１は１３１ 、 Ｂ２ 、 Ｂａ 、ＩＪ４となり、２
ビツトＡ／Ｉ）変換器７１１−１信号δＲＭ別値Ｖ＝２
ｖ でこ扛を識別して信号Ｘ２を出力し、更に誤差識別
値Ｖ＝ｖ、Ｖ−３ｖで品別して誤差信号Ｙｆ：発生する
よう構成されている。すなわち、入力信号が第２図のど
の領域にあるかによって、図中に示した２値信号Ｘ１．
Ｘ２゜Ｙが得らｎるように構成されている。いま、入力
信号１００の直流分が変化してＡＩ’、 Ａ２’、 Ａ
ａ’、 Ａ４’となったとすると、全波整流器５の出力
】、０１は８１’、、Ｂ２’、 Ｂａ’、 ８４’の如
くスプリットする。−力、余波整流器５の後の増幅回路
（Ａ／Ｉ）変換器７に含まれる直流増幅器等）の直流ド
リフトけ、信号１０１がＢ１”、Ｂ２″ｌ、 Ｂ３＃、
Ｂ４“の如く平行移動したと等価の影響ヲ与える。従
って、直流ドリフトの影響全除去するためには、入力１
００に重畳される直流電圧成分を制御する手段のみなら
ず、全波整流器５の出力１０１ヲ平行杼動させる補償手
段金併せて備えることが必要となる。
１は１３１ 、 Ｂ２ 、 Ｂａ 、ＩＪ４となり、２
ビツトＡ／Ｉ）変換器７１１−１信号δＲＭ別値Ｖ＝２
ｖ でこ扛を識別して信号Ｘ２を出力し、更に誤差識別
値Ｖ＝ｖ、Ｖ−３ｖで品別して誤差信号Ｙｆ：発生する
よう構成されている。すなわち、入力信号が第２図のど
の領域にあるかによって、図中に示した２値信号Ｘ１．
Ｘ２゜Ｙが得らｎるように構成されている。いま、入力
信号１００の直流分が変化してＡＩ’、 Ａ２’、 Ａ
ａ’、 Ａ４’となったとすると、全波整流器５の出力
】、０１は８１’、、Ｂ２’、 Ｂａ’、 ８４’の如
くスプリットする。−力、余波整流器５の後の増幅回路
（Ａ／Ｉ）変換器７に含まれる直流増幅器等）の直流ド
リフトけ、信号１０１がＢ１”、Ｂ２″ｌ、 Ｂ３＃、
Ｂ４“の如く平行移動したと等価の影響ヲ与える。従
って、直流ドリフトの影響全除去するためには、入力１
００に重畳される直流電圧成分を制御する手段のみなら
ず、全波整流器５の出力１０１ヲ平行杼動させる補償手
段金併せて備えることが必要となる。
第３図は本発明の第１の実施例のブロック図で、第１図
と同様ｙｚｉ６値ＱＡＭの（Ｊｉｔ調装置であり、第１
図と同じ参照番号全件したものは同じ回路金示す。第３
図において、識別再生回路３ａ 、 ４ａｕそれぞれ全
波整流回路８と、Ａ／Ｄ変換器６及び７と、制御回路９
とから構成されており、再生信号出力Ｘ１． Ｘ２．
Ｘｔ’、 Ｘ２’ と誤差信号Ｙを出力する。
と同様ｙｚｉ６値ＱＡＭの（Ｊｉｔ調装置であり、第１
図と同じ参照番号全件したものは同じ回路金示す。第３
図において、識別再生回路３ａ 、 ４ａｕそれぞれ全
波整流回路８と、Ａ／Ｄ変換器６及び７と、制御回路９
とから構成されており、再生信号出力Ｘ１． Ｘ２．
Ｘｔ’、 Ｘ２’ と誤差信号Ｙを出力する。
全波整流回路８は４値ベ一スパントイδ号１００を受け
、第１の制御↑に圧１０２によって直流電圧成分が制御
される第１の減算器８１と、その出力に接続された全波
整流器５と、その出力に接続され第２の制御電圧１０３
によって的ｆ″ＩＩＣ電圧成分が制御さｔＬる第２の減
算器８２とからイ・〜１成され、第１の出力１０４ヲ減
算器８１の出力側から分岐し、第２の出力１０５を減算
器８２の出力から送出し、ている１、制御回路９は一致
回路９１と低域）、ｆυりり２ａ 、 ９２ｂから成り
、ＸｌとＹとの一敗出力によって第１ｍ（ｒこ示す論理
出力”ｆｌを発生し１、低域フィルタ’１２ａで第 １
表 直流成分をとり出し減算器８１に加えるよう構成されて
いる。第２図に示すＡＩ’〜Ａ４／の場合、Ｙｌ小出力
う゛べての入力に対して１“となり直流電圧を低下させ
ん１〜Ａ４とする矢印方向の制彊が杓われる。逆に入力
がＡ１−Ａ４よ０頁となった用台ＬＬ、Ｙｌがすべての
入力に対し７で′０″と４・９直ｔ／ｌｉ、 ｔＪ（、
圧を増加させるよう昂°成さ几−ておつ、入力イロ号の
直流ドリフトに対して常に正しい鼠１１作状態Ａ１〜Ａ
４を保つよう制制さｉする。このとき全波ぜ一流器５の
出力１０１は第２図のスプリット状態Ｂｌ′〜０４′が
正常状態Ｂ１−１１４に同時に制ｒ−１１さｔする。−
・力、全波整流器５以少の直流ドリフト、扮１えけＡ／
ＩＪ変換器７の曲流増幅部のドリフトに刻してね、第１
表にＹｌとヌづ比（７て舊掲した誤差１ｂ号Ｙを低域フ
ィルターｌ９２ｂを通して減算器８２ Ｋ ７Ｊｉ＋え
ることによって、第２図のＢｌ“〜Ｂ４“をＢ １−Ｂ
４にもどす、ＩｊＩＪ御が行われる。この回路によれ
ば、全波整’ｔＸｔ器５よＱ前の曲流ドリフトと後の直
流ドリフトを共に補償することができるので、雑音や干
渉の混入した場合でも符号の再生誤りの発生いｒ（＜い
、正しい動作状態を常に維持することができる。
、第１の制御↑に圧１０２によって直流電圧成分が制御
される第１の減算器８１と、その出力に接続された全波
整流器５と、その出力に接続され第２の制御電圧１０３
によって的ｆ″ＩＩＣ電圧成分が制御さｔＬる第２の減
算器８２とからイ・〜１成され、第１の出力１０４ヲ減
算器８１の出力側から分岐し、第２の出力１０５を減算
器８２の出力から送出し、ている１、制御回路９は一致
回路９１と低域）、ｆυりり２ａ 、 ９２ｂから成り
、ＸｌとＹとの一敗出力によって第１ｍ（ｒこ示す論理
出力”ｆｌを発生し１、低域フィルタ’１２ａで第 １
表 直流成分をとり出し減算器８１に加えるよう構成されて
いる。第２図に示すＡＩ’〜Ａ４／の場合、Ｙｌ小出力
う゛べての入力に対して１“となり直流電圧を低下させ
ん１〜Ａ４とする矢印方向の制彊が杓われる。逆に入力
がＡ１−Ａ４よ０頁となった用台ＬＬ、Ｙｌがすべての
入力に対し７で′０″と４・９直ｔ／ｌｉ、 ｔＪ（、
圧を増加させるよう昂°成さ几−ておつ、入力イロ号の
直流ドリフトに対して常に正しい鼠１１作状態Ａ１〜Ａ
４を保つよう制制さｉする。このとき全波ぜ一流器５の
出力１０１は第２図のスプリット状態Ｂｌ′〜０４′が
正常状態Ｂ１−１１４に同時に制ｒ−１１さｔする。−
・力、全波整流器５以少の直流ドリフト、扮１えけＡ／
ＩＪ変換器７の曲流増幅部のドリフトに刻してね、第１
表にＹｌとヌづ比（７て舊掲した誤差１ｂ号Ｙを低域フ
ィルターｌ９２ｂを通して減算器８２ Ｋ ７Ｊｉ＋え
ることによって、第２図のＢｌ“〜Ｂ４“をＢ １−Ｂ
４にもどす、ＩｊＩＪ御が行われる。この回路によれ
ば、全波整’ｔＸｔ器５よＱ前の曲流ドリフトと後の直
流ドリフトを共に補償することができるので、雑音や干
渉の混入した場合でも符号の再生誤りの発生いｒ（＜い
、正しい動作状態を常に維持することができる。
第４図は第３図に示した余波整流回路８の他の実施例の
ブロック図であり、後述する本発明の他の実施例におい
ても用いることができる。第４図にボす全波整流回路８
ａは第３図と同様な減算器８１と、その出力に接続され
極性の反転された反転信号１０６を発生する反転増幅器
８３と、これと並列に設けられ極性の反転されない非反
転信号１０７を発生する非反転増幅器８４と、反転信号
１０６及び非反転信号１０７をそれぞれ半波整流器８Ｇ
及び８７で半波整流して合成する整流回路８５とから構
成されている。反転増幅器８３と非反転増幅器８４は同
じ差動増幅器の和および差入力を逆に使用することによ
り構成されている。入力の４値ディジタシ信号１００の
直流分は第１の制御電圧１０２によって補償され、減′
＃−器８１の出力から分岐された第１の出力１０４の直
流分は常に零となり、反転増幅器８３及び非反転増幅器
８４は正常時に反転信号１．０６及び非反転信号１０７
の直流分が零となるよう調整されていて、整流回路８５
により全波整流され第２の出力１０５が送出される。
ブロック図であり、後述する本発明の他の実施例におい
ても用いることができる。第４図にボす全波整流回路８
ａは第３図と同様な減算器８１と、その出力に接続され
極性の反転された反転信号１０６を発生する反転増幅器
８３と、これと並列に設けられ極性の反転されない非反
転信号１０７を発生する非反転増幅器８４と、反転信号
１０６及び非反転信号１０７をそれぞれ半波整流器８Ｇ
及び８７で半波整流して合成する整流回路８５とから構
成されている。反転増幅器８３と非反転増幅器８４は同
じ差動増幅器の和および差入力を逆に使用することによ
り構成されている。入力の４値ディジタシ信号１００の
直流分は第１の制御電圧１０２によって補償され、減′
＃−器８１の出力から分岐された第１の出力１０４の直
流分は常に零となり、反転増幅器８３及び非反転増幅器
８４は正常時に反転信号１．０６及び非反転信号１０７
の直流分が零となるよう調整されていて、整流回路８５
により全波整流され第２の出力１０５が送出される。
第２の出力１０５は、第２の制御電圧１０３によって反
転増幅器８３及び非反転増幅器８４の反転基準電圧を同
時に制御することにより、第２図に示したＢｌ“〜Ｂ４
“をＢ１−８４にもどすような補・償制御が行われる。
転増幅器８３及び非反転増幅器８４の反転基準電圧を同
時に制御することにより、第２図に示したＢｌ“〜Ｂ４
“をＢ１−８４にもどすような補・償制御が行われる。
第５図は本発明に用いられる全波整流回路の更に別の実
施例のブロック図である。第５図の余波、整流回路８ｂ
は、反転増幅器８３ａ と非反転増幅器８４ａ と整流
回路８５とから成り、第１の制御電圧１０２によって第
４図の場合と同様に反転基準電圧を同時に制御して入力
１００の直Ｄｔｊドリフトを補償するよう構成さｎてい
る。更に、反転増幅器８３ａ及び反転増幅器８４ａは電
源回路に挿入される定電流回路の電流値を、第２の制御
電圧１０３によって同時に制御するよう構成されており
、これによ０第２の出力１０５は第４図の場合と同様に
制御される。第１の出力１０４は非反転増幅器８４ａの
出力から分岐されているので、第２の制御電圧１０３に
よって直流分が同時に変動する。従って、第３図のＡ／
Ｄ変換器６にはＡ／Ｄ変換器７と同じドリフト特性の直
流増幅回路を附加することが耀ましい。これを附加する
ことによｌ）Ａ／’Ｄ変換器６によるＸＩの識別もドリ
フトに影響されずに行うことができる。
施例のブロック図である。第５図の余波、整流回路８ｂ
は、反転増幅器８３ａ と非反転増幅器８４ａ と整流
回路８５とから成り、第１の制御電圧１０２によって第
４図の場合と同様に反転基準電圧を同時に制御して入力
１００の直Ｄｔｊドリフトを補償するよう構成さｎてい
る。更に、反転増幅器８３ａ及び反転増幅器８４ａは電
源回路に挿入される定電流回路の電流値を、第２の制御
電圧１０３によって同時に制御するよう構成されており
、これによ０第２の出力１０５は第４図の場合と同様に
制御される。第１の出力１０４は非反転増幅器８４ａの
出力から分岐されているので、第２の制御電圧１０３に
よって直流分が同時に変動する。従って、第３図のＡ／
Ｄ変換器６にはＡ／Ｄ変換器７と同じドリフト特性の直
流増幅回路を附加することが耀ましい。これを附加する
ことによｌ）Ａ／’Ｄ変換器６によるＸＩの識別もドリ
フトに影響されずに行うことができる。
第６図は本発明の第２の実施例の識別再生回路のブロッ
ク図であり、第２の実施例は第３図の識別再生回路３ａ
、４ａを第６図の識別再生回路３ｂに置き換えて構成さ
れる。上述した第１の実施例においては、′！Ｉ″Ｊ１
の制御電月二を得るため第１表に示す￥１を用いており
、４値ディジタル信号入力が第２図のＡ１′〜Ａ４’
のとき、すべての入力レベルに対してＹｌは′１“とな
り矢印方向の制御情報を任するよう構成されている。し
かしながら、Ｃ１〜Ｃ４で示すような大きな直流ドリフ
トが発生すると、ＣＩに対してはＹｌが′１“となり白
矢印αで示す正しい制御情報が得られるが、０２〜Ｃ４
に対してはＹｔが１０＃となって太い黒矢印で示す誤っ
た制御情報を発生する。この結果、誤った制御情報の方
が多いため、Ｃ２−Ａｌ、 Ｃ３−Ａ、２． Ｃ４−、
Ａ３ という誤った制御が行われる。逆にＣＩ’〜Ｃ４
′となった場合も同様であって、Ｃ１′〜Ａ−２，ｃ２
／−Ａ ３ｐ Ｃ３’ −Ａ ４という誤制御が行わｎ
る。このような現象は通常動作時には発生しないが、入
力信号が一度切れて再び印加された場合に擬似引き込み
現象として発生することがある。このような擬似引き込
みの発生を防止する一方法が、本願と同一の出願人によ
り特願昭５８−４８２４９ 号明細書に提案されている
。この方法は、例えば誤った制御情報を発生する恐れの
ある領域■−〜■＋からの情報は使用せず、その恐れの
ない頭載■十及び■−からの情報のみを使用して制御電
圧を発生するものであって、全波整流方式を用いた場合
、第６図に示す制御回路９ａによってＸｉ、Ｘ２及びＹ
ｉ論理処理してめられる。第６図の識別再生回路３ｂは
、全波整流回路８．Ａ／Ｉ）変換器６及び７゜制御回路
９ａから成り、制御回路９ａｌｄＡ、ＮＤ回路９３ａの
出力８１で７リツプフロツプ９６ａ Ｑセットし、ＡＮ
Ｄ回路９３ｂの出力）（Ｘで７リツプフロツ７’９６８
＆リセットし、フリップフロノプ９６ａの出力Ｑ１を
低域フィルタ９２ａ を通すことによって第１の制御電
圧１０２ ｔｌ−発生するよう構成さ１している。参照
番号９５ｒｊ：ＡＮＤ回路９３ｂのＸ１人力を反転する
ＮＯＴ回路である。又、第２の制御電圧１（＋３はＮへ
゛Ｄ回路９３ｃの出力Ｓ２で７リツプ７０ツブ９６ｂ
をセットし、Ｎｏ几回路９４の出力Ｒｚでフリツプフロ
ツプ９６ｂ をリセットし、フリップ７０ツブ９６ｂの
出力Ｑ２を低域フィルタ９２ｂを通すことによって得ら
ｎる。 フリック７０ツブ９６ａ、９６ｂの入力８１．
Ｒ４，Ｓ’２゜Ｒ，ｚけ人力信号の各領域に対してＮ
！Ｊ２表に示すような出力と力９、第１の制６１１１電
圧１０２はＩ十領域第２表 からの“Ｉ“情報と■−働域からの′１“情報とを用い
、フリラグフロップ９６ａ ’に動作させてめられ擬似
引き込みを起こすことがない。又、第２の制御電圧１０
３は、■＋＠域からの′１“１１１報と■−儂域からの
！工“情報によってめられ、第２図Ｄ ｌ−Ｄ ４又は
Ｄ１′〜Ｄ４／に対して正しい制御情報βのみを使用す
るよう構成されており、擬似引き込みを起こすことなく
第１の実施例と同様に全波整流回路の入力側および出力
側の直流ドリフトを補償することができる。なお、擬似
引き込みを防止する上述と同様な方法および類似の方法
が特願昭５８−４８２４９号明細内に述べられているの
で参照されたい。
ク図であり、第２の実施例は第３図の識別再生回路３ａ
、４ａを第６図の識別再生回路３ｂに置き換えて構成さ
れる。上述した第１の実施例においては、′！Ｉ″Ｊ１
の制御電月二を得るため第１表に示す￥１を用いており
、４値ディジタル信号入力が第２図のＡ１′〜Ａ４’
のとき、すべての入力レベルに対してＹｌは′１“とな
り矢印方向の制御情報を任するよう構成されている。し
かしながら、Ｃ１〜Ｃ４で示すような大きな直流ドリフ
トが発生すると、ＣＩに対してはＹｌが′１“となり白
矢印αで示す正しい制御情報が得られるが、０２〜Ｃ４
に対してはＹｔが１０＃となって太い黒矢印で示す誤っ
た制御情報を発生する。この結果、誤った制御情報の方
が多いため、Ｃ２−Ａｌ、 Ｃ３−Ａ、２． Ｃ４−、
Ａ３ という誤った制御が行われる。逆にＣＩ’〜Ｃ４
′となった場合も同様であって、Ｃ１′〜Ａ−２，ｃ２
／−Ａ ３ｐ Ｃ３’ −Ａ ４という誤制御が行わｎ
る。このような現象は通常動作時には発生しないが、入
力信号が一度切れて再び印加された場合に擬似引き込み
現象として発生することがある。このような擬似引き込
みの発生を防止する一方法が、本願と同一の出願人によ
り特願昭５８−４８２４９ 号明細書に提案されている
。この方法は、例えば誤った制御情報を発生する恐れの
ある領域■−〜■＋からの情報は使用せず、その恐れの
ない頭載■十及び■−からの情報のみを使用して制御電
圧を発生するものであって、全波整流方式を用いた場合
、第６図に示す制御回路９ａによってＸｉ、Ｘ２及びＹ
ｉ論理処理してめられる。第６図の識別再生回路３ｂは
、全波整流回路８．Ａ／Ｉ）変換器６及び７゜制御回路
９ａから成り、制御回路９ａｌｄＡ、ＮＤ回路９３ａの
出力８１で７リツプフロツプ９６ａ Ｑセットし、ＡＮ
Ｄ回路９３ｂの出力）（Ｘで７リツプフロツ７’９６８
＆リセットし、フリップフロノプ９６ａの出力Ｑ１を
低域フィルタ９２ａ を通すことによって第１の制御電
圧１０２ ｔｌ−発生するよう構成さ１している。参照
番号９５ｒｊ：ＡＮＤ回路９３ｂのＸ１人力を反転する
ＮＯＴ回路である。又、第２の制御電圧１（＋３はＮへ
゛Ｄ回路９３ｃの出力Ｓ２で７リツプ７０ツブ９６ｂ
をセットし、Ｎｏ几回路９４の出力Ｒｚでフリツプフロ
ツプ９６ｂ をリセットし、フリップ７０ツブ９６ｂの
出力Ｑ２を低域フィルタ９２ｂを通すことによって得ら
ｎる。 フリック７０ツブ９６ａ、９６ｂの入力８１．
Ｒ４，Ｓ’２゜Ｒ，ｚけ人力信号の各領域に対してＮ
！Ｊ２表に示すような出力と力９、第１の制６１１１電
圧１０２はＩ十領域第２表 からの“Ｉ“情報と■−働域からの′１“情報とを用い
、フリラグフロップ９６ａ ’に動作させてめられ擬似
引き込みを起こすことがない。又、第２の制御電圧１０
３は、■＋＠域からの′１“１１１報と■−儂域からの
！工“情報によってめられ、第２図Ｄ ｌ−Ｄ ４又は
Ｄ１′〜Ｄ４／に対して正しい制御情報βのみを使用す
るよう構成されており、擬似引き込みを起こすことなく
第１の実施例と同様に全波整流回路の入力側および出力
側の直流ドリフトを補償することができる。なお、擬似
引き込みを防止する上述と同様な方法および類似の方法
が特願昭５８−４８２４９号明細内に述べられているの
で参照されたい。
第７図は本発明の第３の実施例の識別再生り路のブロッ
ク図で、全波整流回路を２段縦続接続した例を示す。第
７図において、全波整流回路８′は余波整流回路８の余
波整流された第２の出力１０８を、更に第２図に示す信
号領域■とｌとを識別する（ｍ号識別値Ｖ＝２Ｖを中心
に余波整流して折り返し、分岐した第した第１の出力１
ｏｃｔ’ｔｉビツトのＡ／Ｄ変換器６ａで信号領域Ｉと
■とを識別して２値ティジタル信号Ｘ１を出力し、余波
整流された第２の出力１１０を１ビツトのＡ／Ｄ変換器
６ｂで誤差領域Ｉ十とｌ−とを識別して誤差信号Ｙ２を
出力する」、う構成されている。Ａ ／ Ｉ）変換器６
ｂの誤差イ１」号Ｙ２は第２図の各領域に対して第３表
のよりになり、第１及び！ａ２の実施例の誤差信号第３
表 Ｙとは異なった出力となる。制御回路９ｂは一致［ｑ１
路９１ａ、９１ｂ及び低域フィ、Ｑｚり９２Ｃ，９２ｄ
。
ク図で、全波整流回路を２段縦続接続した例を示す。第
７図において、全波整流回路８′は余波整流回路８の余
波整流された第２の出力１０８を、更に第２図に示す信
号領域■とｌとを識別する（ｍ号識別値Ｖ＝２Ｖを中心
に余波整流して折り返し、分岐した第した第１の出力１
ｏｃｔ’ｔｉビツトのＡ／Ｄ変換器６ａで信号領域Ｉと
■とを識別して２値ティジタル信号Ｘ１を出力し、余波
整流された第２の出力１１０を１ビツトのＡ／Ｄ変換器
６ｂで誤差領域Ｉ十とｌ−とを識別して誤差信号Ｙ２を
出力する」、う構成されている。Ａ ／ Ｉ）変換器６
ｂの誤差イ１」号Ｙ２は第２図の各領域に対して第３表
のよりになり、第１及び！ａ２の実施例の誤差信号第３
表 Ｙとは異なった出力となる。制御回路９ｂは一致［ｑ１
路９１ａ、９１ｂ及び低域フィ、Ｑｚり９２Ｃ，９２ｄ
。
９２ｅから成り、誤〉）２値号Ｙ２とｐｔ生信号Ｘ１．
Ｘｚとから全波整流回路８及び８′の各制御電圧を発生
するように構成されていＺ）。一致１ｒＪｉｉ格９１．
ａ の出力１１１は、第３図および第１図に示したＹ
！ と同じ出力に、一致回路９１ｂの出力１１２はＹと
同じ出力となり、全波整’ｔＡｔ回路８の！４目及び第
２の制御圧ゝ １％２及び１０３が得られ、誤差信号￥２から妹全波整
流回ｌＩ！Ｉ８’の弗２の制御電圧１０３′が得られる
。
Ｘｚとから全波整流回路８及び８′の各制御電圧を発生
するように構成されていＺ）。一致１ｒＪｉｉ格９１．
ａ の出力１１１は、第３図および第１図に示したＹ
！ と同じ出力に、一致回路９１ｂの出力１１２はＹと
同じ出力となり、全波整’ｔＡｔ回路８の！４目及び第
２の制御圧ゝ １％２及び１０３が得られ、誤差信号￥２から妹全波整
流回ｌＩ！Ｉ８’の弗２の制御電圧１０３′が得られる
。
従って、各段階の直流ドリフトを制御することが可能と
なる。なお、余波＠流９回路８′の第１の制ａ電圧１０
２′は一定電圧に固定さｔ′Ｌ、ている。この実施例に
おいて、全波整流口に！８８及び８′が共に第３図と同
じ構成とすると、制？１ＩＩｉ電圧１０３と１ （＋
２’ とを入れ替えても同じでるり、全波整流回路８又
は８′の減算器を１個省尋しても差支えないことが容易
に理解できる。又、余波整流された第２の出力を直結結
合方式でなく、直流分管除去したＡＣ結合とすれば、Ａ
／Ｄ変換器５ａ、６ｂはＡｌ１）変換器６と全く同一の
構成の簡単なものが使用できる利点があり、各信号レベ
ｔの発生頻度分布による直流分変動も直流ドリフトとし
て補ｐｆされる効果が娶る。
なる。なお、余波＠流９回路８′の第１の制ａ電圧１０
２′は一定電圧に固定さｔ′Ｌ、ている。この実施例に
おいて、全波整流口に！８８及び８′が共に第３図と同
じ構成とすると、制？１ＩＩｉ電圧１０３と１ （＋
２’ とを入れ替えても同じでるり、全波整流回路８又
は８′の減算器を１個省尋しても差支えないことが容易
に理解できる。又、余波整流された第２の出力を直結結
合方式でなく、直流分管除去したＡＣ結合とすれば、Ａ
／Ｄ変換器５ａ、６ｂはＡｌ１）変換器６と全く同一の
構成の簡単なものが使用できる利点があり、各信号レベ
ｔの発生頻度分布による直流分変動も直流ドリフトとし
て補ｐｆされる効果が娶る。
第８図及び第９図は本発明の第４及び第５の実施例の識
別再生回路のブロック図であり、６４ （ｉＭＱＡＭ復
調装置の実施例で直交検波−、ｔｆｌたベースバンド信
号が８値の場合である。第８図において、８値ベ一スバ
ツド伯号１００“は第３図と同じ余波整流回路８を経て
１ビツトＡ／Ｄ変換器６及び３ビツトＡ／Ｄ変換器１０
で識別再生され、２値ディジタル信号Ｘ１“・ｘ２“、
Ｘｓ“と誤差信号Ｙ３を発生し、第３図と同様の制御回
路９によって第１及び第２の制御電圧１０２及び１０３
ヲ発生するよう構成されている。第９図は全波整流回路
を２個接。
別再生回路のブロック図であり、６４ （ｉＭＱＡＭ復
調装置の実施例で直交検波−、ｔｆｌたベースバンド信
号が８値の場合である。第８図において、８値ベ一スバ
ツド伯号１００“は第３図と同じ余波整流回路８を経て
１ビツトＡ／Ｄ変換器６及び３ビツトＡ／Ｄ変換器１０
で識別再生され、２値ディジタル信号Ｘ１“・ｘ２“、
Ｘｓ“と誤差信号Ｙ３を発生し、第３図と同様の制御回
路９によって第１及び第２の制御電圧１０２及び１０３
ヲ発生するよう構成されている。第９図は全波整流回路
を２個接。
続した実施例であり、１ピツ）Ａ／Ｄ変換器６゜６ａ′
及び２ピツ）Ａ／Ｄ変換器７′により２値ディジタル信
号及び誤差信号Ｙ３′を発生し、第７図と同じ制佃ｊ回
路９ｂを用いて直流分変動を補償するよう構成されてい
る。
及び２ピツ）Ａ／Ｄ変換器７′により２値ディジタル信
号及び誤差信号Ｙ３′を発生し、第７図と同じ制佃ｊ回
路９ｂを用いて直流分変動を補償するよう構成されてい
る。
上述の実施例においては、１６値ＱＡＭ及び６４値ＱＡ
Ｍ復調装置について説明したが、本発明の技術思想は上
記以外の多値直交振幅変調方式および不等間隔の多値直
交振幅変調である８相ＰＳＫ方式の復調装置に適用でき
ることはｅつまでもなく、直交でない多値振幅変調方式
の復調装置や識別再生回路に使用することができる。又
、第３図において、＠、算器８１，８２は加算器とじて
構成することも可能であり、具体的には差動増幅器によ
り容易に実境できる。又、第４図の余波整流回路におい
て、第１の出力１０４は非反転増幅器８４の出力から分
岐してもよく、第２の制御電圧１０３によって第５図の
場合と同様に電源に挿入される定電流回路の電流値を制
御するようにしてもよい。更に、第５図の余波整流回路
において、第１の制御電圧１０２と第２の制御電圧１０
３とを入れ替えても同じ結果が得られる。なお、上述の
各実施例で述べたように、本発明は余波整流方式を採用
した多値信号の識別再生回路において、全波整流器の前
段および後段で発生する直流ドリフト成分をそれぞれ補
償できるよう二つの制御手段を備えたものであるが、そ
の一方例えば後段の制御手段を省略しても、他方の直流
ドリフトの発生を少なくする設計上の配慮がなされてお
れば、完全ではないがそれなりの効果があり実用上有効
であることは言うまでもない。
Ｍ復調装置について説明したが、本発明の技術思想は上
記以外の多値直交振幅変調方式および不等間隔の多値直
交振幅変調である８相ＰＳＫ方式の復調装置に適用でき
ることはｅつまでもなく、直交でない多値振幅変調方式
の復調装置や識別再生回路に使用することができる。又
、第３図において、＠、算器８１，８２は加算器とじて
構成することも可能であり、具体的には差動増幅器によ
り容易に実境できる。又、第４図の余波整流回路におい
て、第１の出力１０４は非反転増幅器８４の出力から分
岐してもよく、第２の制御電圧１０３によって第５図の
場合と同様に電源に挿入される定電流回路の電流値を制
御するようにしてもよい。更に、第５図の余波整流回路
において、第１の制御電圧１０２と第２の制御電圧１０
３とを入れ替えても同じ結果が得られる。なお、上述の
各実施例で述べたように、本発明は余波整流方式を採用
した多値信号の識別再生回路において、全波整流器の前
段および後段で発生する直流ドリフト成分をそれぞれ補
償できるよう二つの制御手段を備えたものであるが、そ
の一方例えば後段の制御手段を省略しても、他方の直流
ドリフトの発生を少なくする設計上の配慮がなされてお
れば、完全ではないがそれなりの効果があり実用上有効
であることは言うまでもない。
以上詳細に説明したように、本発明の復調装置によれば
、検波された多値ベースバンド信号を全波整流方式によ
って識別再生し、得られれた再生信号と誤差信号とを論
理処理して直流ドリフト成分の変動を補償することがで
きるので、構成が簡単で且つ再生祠号誤９の発生しにく
い復調装置が得られる効果がある。
、検波された多値ベースバンド信号を全波整流方式によ
って識別再生し、得られれた再生信号と誤差信号とを論
理処理して直流ドリフト成分の変動を補償することがで
きるので、構成が簡単で且つ再生祠号誤９の発生しにく
い復調装置が得られる効果がある。
第１図は１６値Ｑ Ａ、 Ｍ復調装置の従来例のブロッ
ク図、第２図は識別再生動作を説明する識別領域図、第
３図は本発明の第１の実施例のブロック図、第４図およ
び第５図は本発明に用いられる全波整流回路の他の実施
例のブロック図、第６図は本発明の第２の実施例の識別
再生回路のブロック図、第７図は本発明の弗３の実施例
の識別再生］す１路のブロック図、第８図および第９図
は６４値ＱＡＭに適用した本発明の第４及び第５の実施
例の識別再生回路のブロック図である。 １・・・・・・中間周波増幅器、２・・・・・・直交検
波器、３゜３ａ、３ｂ、３Ｃ，４，４ａ・・・・・・識
別再生回路、５・・・・・・全波整流器、６．６ａ、６
ａ’、６ｂ、７，７’ 、１０−・−・Ａ／ Ｄ変換器
、８．８’ 、８ａ、８ｂ−−−−−−全波整流回路、
９，９ａ、９ｂ・・・・・・制御回路、８１．’８２・
・・・・・減算器、８３，８３ａ・・・・・・反転増幅
器、８４，８４ａ ・・・・・・非反転増幅器、８５・
°゛・・・整流回路、８６．８７・・・・・・半波整流
器、９１．９１ａ、９１ｂ−・−・−−一致回路、９２
ａ、９２ｂ、９３Ｃ，９２ｄ。 ９２ｅ−−°・−低域フィルタ、９３ａ、９３ｂ、９３
ｃ ・−・−ＡＮＤ回路、９４・・・・・・ＮＯ几回路
、９５・・・・・・ＮＯＴ回路、９６ａ 、 ９６ｂ・
・・・・・７リツグ７０ツブ。 代理人 弁理士 内 原 晋 −１，ｌ卒 １ 回 茅 ３ 回 ’Ｈ２−Ｌ−Ｊ 亭 ４− 図 第 ３ 回 峯 Ｚ 回 ３秋 早７頂 （″ 亭 ８ 回 を 乎 ／ ン
ク図、第２図は識別再生動作を説明する識別領域図、第
３図は本発明の第１の実施例のブロック図、第４図およ
び第５図は本発明に用いられる全波整流回路の他の実施
例のブロック図、第６図は本発明の第２の実施例の識別
再生回路のブロック図、第７図は本発明の弗３の実施例
の識別再生］す１路のブロック図、第８図および第９図
は６４値ＱＡＭに適用した本発明の第４及び第５の実施
例の識別再生回路のブロック図である。 １・・・・・・中間周波増幅器、２・・・・・・直交検
波器、３゜３ａ、３ｂ、３Ｃ，４，４ａ・・・・・・識
別再生回路、５・・・・・・全波整流器、６．６ａ、６
ａ’、６ｂ、７，７’ 、１０−・−・Ａ／ Ｄ変換器
、８．８’ 、８ａ、８ｂ−−−−−−全波整流回路、
９，９ａ、９ｂ・・・・・・制御回路、８１．’８２・
・・・・・減算器、８３，８３ａ・・・・・・反転増幅
器、８４，８４ａ ・・・・・・非反転増幅器、８５・
°゛・・・整流回路、８６．８７・・・・・・半波整流
器、９１．９１ａ、９１ｂ−・−・−−一致回路、９２
ａ、９２ｂ、９３Ｃ，９２ｄ。 ９２ｅ−−°・−低域フィルタ、９３ａ、９３ｂ、９３
ｃ ・−・−ＡＮＤ回路、９４・・・・・・ＮＯ几回路
、９５・・・・・・ＮＯＴ回路、９６ａ 、 ９６ｂ・
・・・・・７リツグ７０ツブ。 代理人 弁理士 内 原 晋 −１，ｌ卒 １ 回 茅 ３ 回 ’Ｈ２−Ｌ−Ｊ 亭 ４− 図 第 ３ 回 峯 Ｚ 回 ３秋 早７頂 （″ 亭 ８ 回 を 乎 ／ ン
Claims (4)
- （１）多値振幅変調された受信４号を復調し複数の２値
ティジタル信号を再生する復調装置にお（八て、検波さ
れた多値ベースバンドに号を複数の識別値で多値識別し
複数の前記２値ディジタル信号を再生する職別再生回路
が、前記多値ベースバンド信号を受け直流電圧成分が第
１の制御電圧によって制御された第１の出力と余波整流
され直流電圧成分が第２の制御電圧によって制御された
第２の出力とを送出する少なくとも一つの余波整流回路
と、前記第１及び第２の出力に接続され誤差信号と前記
２値ディジタル信号とを発住するアナログ・ディジタル
変換器と、このアナログ・ディジタル変換器に接続され
前記誤差信号と２値ディジタυ信号とを論理処理して前
記第ｌ及び第２の制御電圧を発生する制御回路とを備え
たことを特徴とする復調装置。 - （２）前記全波整流回路が、前記多値ベーツバンド伯号
を受け出力の直流電圧成分が前記第１の制御電圧によっ
て制御される弗１の曲流制御回路と、この第１の直流制
御回路の出力に接続された余波整流器と、この余波整流
器の出力に接続され直流電圧成分が前記第２の制御電圧
によって制御された前記第２の出力を送出する第２の直
流制御回路とを備え、ｎｉ＋記第１の直流制御回路の出
力から前記第１の出力を分岐するよう構成されたことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調装置。 - （３）前記余波整流回路が、前記第１の直流制御回路と
、その出力に並列に接続され極性反転された反転信号と
極性反転されない非反転信号と全発生し前記第２の制御
電圧によって前記反転信号と非反転信号との訂流電圧成
分を同時に制御する制御手段を有する反転および非反転
増幅器と−この反転および非反転増幅器の出力をそれぞ
ｎ半波整流して合成し前記第２の出力を発生する整流回
路とを備え、前記第１の直流制御回路の出力または前記
非反転増幅器の出力から前記第１の出力全分岐するよう
構成さ几たことを特徴とする特『［請求の範囲第１項記
載の復調装置。 - （４）前記余波整流回路が、前記多値ペースノくンド信
号入力に並列に接続されたｎｉｉ記反軸反転び非反転増
幅器と、この反転および非反転増幅器に接続して設けら
れた前記整流回路とを備え、前記非反転増幅器の出力か
ら１１１１記第１の出力を分岐し、前記反転および非反
転増幅器が更に前記第１の制御電圧によって前記反転信
号と非反転信号との直流電圧成分ケ同時に制御する制御
手段を併せ有することを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の復調装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58134119A JPS6025356A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 復調装置 |
| DE8484108699T DE3467485D1 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-23 | Demodulator for multilevel amplitude modulation system |
| EP84108699A EP0135057B1 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-23 | Demodulator for multilevel amplitude modulation system |
| US06/633,315 US4553102A (en) | 1983-07-22 | 1984-07-23 | Multilevel amplitude modulation demodulator with DC drift compensation |
| AU30948/84A AU559584B2 (en) | 1983-07-22 | 1984-07-23 | Demodulator for multilevel amplitude modulation system |
| CA000459445A CA1224542A (en) | 1983-07-22 | 1984-07-23 | Demodulator for multilevel amplitude modulation system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58134119A JPS6025356A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6025356A true JPS6025356A (ja) | 1985-02-08 |
| JPH0519349B2 JPH0519349B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=15120901
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58134119A Granted JPS6025356A (ja) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6025356A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61274454A (ja) * | 1985-05-29 | 1986-12-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直流ドリフト補償回路 |
| JPH0645963U (ja) * | 1992-11-24 | 1994-06-24 | 村田機械株式会社 | トラバースシュー |
| JP2007515093A (ja) * | 2003-12-17 | 2007-06-07 | 日本電気株式会社 | 多値直交振幅変調信号の復調 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58120351A (ja) * | 1982-01-13 | 1983-07-18 | Fujitsu Ltd | 直流ずれ補償方式 |
-
1983
- 1983-07-22 JP JP58134119A patent/JPS6025356A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58120351A (ja) * | 1982-01-13 | 1983-07-18 | Fujitsu Ltd | 直流ずれ補償方式 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61274454A (ja) * | 1985-05-29 | 1986-12-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直流ドリフト補償回路 |
| JPH0645963U (ja) * | 1992-11-24 | 1994-06-24 | 村田機械株式会社 | トラバースシュー |
| JP2007515093A (ja) * | 2003-12-17 | 2007-06-07 | 日本電気株式会社 | 多値直交振幅変調信号の復調 |
| JP4720746B2 (ja) * | 2003-12-17 | 2011-07-13 | 日本電気株式会社 | 多値直交振幅変調信号の復調 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0519349B2 (ja) | 1993-03-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4250458A (en) | Baseband DC offset detector and control circuit for DC coupled digital demodulator | |
| JP3414052B2 (ja) | 位相変調信号復調方式 | |
| CN102055471B (zh) | 用于定时恢复环路的相位检测器 | |
| CA1224542A (en) | Demodulator for multilevel amplitude modulation system | |
| CA1214834A (en) | Demodulator with agc circuit for multi-level quadrature amplitude-modulated carrier wave | |
| JPS6025356A (ja) | 復調装置 | |
| US4809298A (en) | Radio data transmission system | |
| JPS637024A (ja) | 自動ドリフト制御回路 | |
| JPS6365264B2 (ja) | ||
| JPS60208145A (ja) | デ−タ判定回路 | |
| JP4946353B2 (ja) | オフセット・キャンセル回路及びオフセット・キャンセル方法 | |
| JPS6025357A (ja) | 復調装置 | |
| JPS59218051A (ja) | 自動波形等化器 | |
| JP3182878B2 (ja) | 制御信号発生回路 | |
| JP2540958B2 (ja) | ディジタル変復調システム | |
| US7541856B2 (en) | Baseline wandering correction device and related method | |
| JPH01270433A (ja) | 制御信号発生回路 | |
| JPS59139752A (ja) | 位相比較型軟判定回路 | |
| JPH0795763B2 (ja) | 復調装置 | |
| JPH0775355B2 (ja) | 直流ドリフト補償回路 | |
| JPH0220941A (ja) | データ識別回路 | |
| JPH08274818A (ja) | 自動等化回路 | |
| JPS6272227A (ja) | 自動利得制御回路 | |
| JPS63193625A (ja) | 復調装置 | |
| JPS59174058A (ja) | 直流電圧制御回路 |