JP4720746B2 - 多値直交振幅変調信号の復調 - Google Patents

Description

本発明は、概して直交振幅変調（ＱＡＭ）信号の復調に関し、特に、直交振幅変調シンボルの直交成分の振幅を表し、信号を効率的に復調するための閾値の計算で使用される、整数値の決定に関する。本発明の具体的用途は、ＣＤＭＡ（符号分割多元接続）受信機およびその他のスペクトラム拡散受信機であり、この用途に関連付けて本発明の説明を行う。但し本発明がこの用途での使用にのみ限定されるものでないことを理解されたい。

ＱＡＭ復調器の本質は、受信した各シンボルを元のデジタルデータ表現に再変換する装置である。この受信シンボルに対するコンスタレーションを考えた時、コンスタレーション内の全てのシンボルの座標が明確であることが理想的である。この場合は、図１に示すように、閾値を使用してコンスタレーション内でのシンボルの相対的な位置を判定することにより、各受信シンボルの等価なデータ表現を求めることが可能となるであろう。

しかし、伝送路でよく見られるノイズおよびフェージングが存在する場合、受信コンスタレーションは図２に示すように分散してしまうことになる。復調を行うために必要な閾値もまた、チャネルの状況次第で変化する。適応型復調器を実現する方法として、受信シンボルの｜Ｉ｜および｜Ｑ｜（ＩおよびＱ成分の大きさ）のヒストグラムを解析し、復調を行うのに必要な閾値を導出する技術が提案されてきた。

図３に、受信シンボルのヒストグラムの一例を示し、受信シンボルを復調するのに必要な閾値が、どのようにしてヒストグラムから導出されるかを示す。この図では、ヒストグラムは、あらかじめ決められる最大データ値Ａ_maxまでに限られている。このようなヒストグラムを内部メモリ表現で構築することのできるハードウェア実装は、あるＩ又はＱ成分の振幅が与えられた場合、そのヒストグラム内で関連する小区間を決定できる必要がある。

振幅Ａ及びヒストグラムでの最大振幅Ａ_maxが与えられたものとして、関連した小区間を求めるタスクは数学的に記述することができる。すなわち、次の条件Ｗ×ｋ≦Ａ＜Ｗ×（ｋ＋１）を満たす受信ＱＡＭ復調シンボルの直交成分に対応したｋを求めることである。なお、ＷはＡ_maxをヒストグラムの分解能、すなわち小区間数で割ったものである。
Ａ、Ａ_max、及びＷが通常は浮動小数点数であることから、複雑さは増す。

スペクトラム拡散移動体受信機の観点からは、シリコン面積及び電力消費に関する最適設計が大いに望ましい。またｋを最小限の遅延（即ち、可能な限り最短のクロック周期内）で計算することのできる効率的な設計も大いに望ましい。

本発明の一態様は、直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルの直交成分の振幅Ａを表すｋを求める装置を提供する。この装置は、所定の最大値Ａ_maxと最小値Ａ_minとの間にあるＡの値に対して多段二分探索を行い、各段で単一ビットの２値出力を生成するための多段二分探索回路と、二分探索の連続する各段からの２値出力を並置することによって整数値ｋを構築するための整数値構築回路とを含む。但し、Ｗ＝（Ａ_max−Ａ_min）／ｎ、ｎ＝２ⁱ（ｉは整数）、Ａ_maxは振幅Ａの最大検出可能レベル、Ａ_minは振幅Ａの最小検出可能レベル、Ｗは整数値ｋの連続する値の間の増分レベルである。

こうした機能を有する装置では、除算処理を行う必要がなく、加算器、比較器、マルチプレクサ、レジスタなど単純な回路要素を最大限利用する効率的なハードウェア実装が容易であるという利点を有する。

少なくとも一つの実施形態においては、各直交成分のサンプル及び所定の最大値Ａ_maxは、仮数と指数を含む浮動少数点形式である。この場合、回路には、その指数が所定の最大値Ａ_maxの指数と等しくなるまで仮数をビット・シフトするための指数正規化回路を含むでもよい。

指数正規化回路を使用することにより、直交成分のサンプルと所定の最大値Ａ_maxとの比較を、整数のみの処理によって行うことができ、浮動少数点処理回路が必要でなくなる。

少なくとも一つの実施形態では、所定の最小値Ａ_minはゼロであり、多段二分探索回路は、第１段の探索要素及び１つ又は複数の後続段の探索要素を有し、第１段の探索要素は、所定の最大値Ａ_maxとゼロとの間の中点を求めるためのビットシフトブロックを有する。

各後続段の探索要素は、直前の探索要素の上位の出力値と下位の出力値との間の中点を求めるための加算器を有してもよい。

第１段の探索要素は、所定の最大値Ａ_maxと最小値Ａ_minとの間の中点を比較するための比較器を含み、各後続段の探索要素は、直前の探索要素の上位の出力値と下位の出力値との間の中点を比較するための比較器を有してもよい。整数値ｋは、これらの比較器の出力から整数値構築回路によって構築される。

本発明のもう１つの態様は、直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルの直交成分の振幅Ａを表す整数値ｋを求める方法を提供する。この方法は、（ａ）所定の最大値Ａ_maxと最小値Ａ_minとの間にあるＡの値に対して多段二分探索を行い、各段で単一の２値出力を生成するステップと、（ｂ）二分探索の連続する各段からのバイナリ出力を並置することによって整数値ｋを構築するステップとを有する。但し、Ｗ＝（Ａ_max−Ａ_min）／ｎ、ｎ＝２ⁱ（ｉは整数）であり、Ａ_maxは振幅Ａの最大検出可能レベル、Ａ_minは振幅Ａの最小検出可能レベル、Ｗは整数値ｋの連続する値の間の増分レベルである。

本発明によれば、直交振幅変調シンボルの直交成分の振幅を表し、信号を効率的に復調するための閾値の計算で使用される整数値ｋを最小限の遅延で計算することができる。

以下の説明では、本発明の様々な特徴をより詳細に述べる。本発明の理解を容易にするために、復調装置が好ましい態様で描かれた添付の図面を説明の中で参照する。ただし本発明が、図面に示す好ましい実施形態のみに限定されるものでないことは理解されたい。

図４を参照すると、ＱＡＭシンボルの直交成分の振幅を表す整数値ｋを求めるための装置５が示されている。装置５は適応型ＱＡＭ復調装置の一部をなしており、指数正規化ブロック２０、多段二分探索ブロック２１、及び整数値構築回路２２を含む。多段二分探索回路２１は、第１段の探索要素２３及び後続段の探索要素２４〜２６を含む。整数値構築回路は、二分探索回路２１の連続する各段からの２値出力を格納するためのレジスタ２７〜３０を含む。

指数正規化ブロック２０は、Ｉ／Ｑ成分の浮動小数点表示の指数を所定の最大値Ａ_maxの指数と比較する働きをする。ブロック２０はまた、入力Ｉ／Ｑ成分の絶対値を求め、その指数がＡ_maxの指数と等しくなるまでその成分の仮数表現をビット・シフトする働きをする。このようにして、多段二分探索ブロック２１は整数型にて実装され、浮動小数点計算を行う必要がなくなる。

指数正規化ブロック２０の出力および所定の最大値Ａ_maxの仮数は、多段二分探索ブロック２１の第１段の探索要素２３に入力として与えられる。

図５にさらに詳細に示すように、第１段の要素２３は、１ビット右シフト・ブロック３１、比較器３２、及び２つのマルチプレクサ３３及び３４を含む。１ビット右シフト・ブロック３１は、実際には、所定の最大値Ａ_maxの仮数を２で割る除算を行う。言い換えれば、Ａ_maxの仮数の最下位ビットが使われずに、Ａ_max＿ｄｉｖ＿２の最上位ビットが０に設定されることで、Ａ_max＿ｄｉｖ＿２はＡ_maxの仮数に結び付けられる。

１ビット右シフト・ブロック３１の出力は、比較器３２のＢ入力端に与えられる。振幅Ａの正規化された仮数表現は、指数正規化ブロック２０からの出力として、比較器３２のＡ入力端に与えられる。所定の最大値Ａ_maxは、マルチプレクサ３３の一方の入力端に与えられ、所定の最小値Ａ_minは、今の場合値は０であるが、マルチプレクサ３４の入力端の１つに入力される。１ビット右シフト・ブロック３１の出力、すなわち値Ａ_maxを２で割った商の仮数は、マルチプレクサ３３及び３４両方のもう一方の入力端に与えられる。比較器３２の出力は、マルチプレクサ３３および３４のイネーブル入力端に与えられる。比較器３２で、Ｉ／Ｑ成分の振幅Ａの正規化された仮数がＡ_maxの半分より大きいと判定された場合、Ａ_maxの仮数を表す２値列がマルチプレクサ３３の出力で再生成され、Ａ_maxの半分を表す２値列がマルチプレクサ３４によって送出される。

また、比較器３２のＡ入力の値がＢ入力の値より小さい場合には、Ａ_maxの半分の値を表す２値列がマルチプレクサ３３によって送出され、０値の２値列がマルチプレクサ３４によって送出される。

マルチプレクサ３３及び３４の出力は、第２段の探索要素２４に入力として与えられる。第２段及び後続段の探索要素の更に詳細な図を図６に示す。探索要素２４、２５、２６は、直前の探索要素の２つのマルチプレクサの出力をそれぞれ格納するレジスタ４０及び４１、並びに加算ブロック４２、比較器４３、２つのマルチプレクサ４４及び４５を含む。直前の探索段からレジスタ４０及び４１に入力される２つの値は、入力Ｉ／Ｑ成分の振幅Ａの存在領域を画定する上位の値及び下位の値に一致する。周知の二分探索技術に従って、レジスタ４０及び４１に格納された上位の出力値と下位の出力値との間の範囲は、直前の探索要素からの上位の出力値と下位の出力値との間（或いは第１段の探索要素の場合、所定の最大値Ａ_maxと最小値Ａ_minとの間）の範囲の半分に一致する。

２つのレジスタ４０及び４１の出力は、ブロック４２の入力端に与えられ、このブロックで演算

が実施される。ｈとｌはレジスタ４０及び４１に格納された２つの値である。実際には、ブロック４２で、この演算は単純な加算器で実施される。上記で述べた第１段の探索要素の場合と同様に、ｈをｌに加えた後で実施される２で割る処理は、加算器に物理的接続を行って実行される１ビット右シフト処理とまったく同じである。

ブロック４２は、レジスタ４０及び４１に格納されている値の中点を決定し、この中点の値は比較器４３のＢに与えられる。入力Ｉ／Ｑ成分の振幅Ａの正規化された値が、比較器４３のもう一方の入力端Ａに与えられる。正規化された値がブロック４２によって求められた中点の値より大きいか小さいかに応じて、マルチプレクサ４４及び４５はそれぞれレジスタ４０に格納された値及びブロック４２によって求められた中点、又はその中点及びレジスタ４１に格納された値を、上位及び下位の値として出力する。

図４を見るとわかるように、探索要素２３〜２６の各比較器からの２値出力は、レジスタ２７〜３０に格納される。二分探索回路の連続する各段からの２値出力を並置することにより、入力Ｉ／Ｑ成分の振幅Ａを表す整数値ｋが導出される。

上記の望ましいハードウェア実装形態でＡ及びＡ_maxが与えられた場合に、どのようにして整数値ｋを生成するのかを検証する前に、まず図７に示す、ｋの２進数値及びｋの２進数値のＷとＡ_maxに対する関係を考えてみたい。本発明の重要な側面は、０からＡ_maxの範囲内で、Ａが存在する領域を二分探索法で絞り探索しながら、整数値ｋを構築できることである。先の記述が有効であるための必要条件は、Ｗ＝Ａ_max／ｎである。ここに、ｎ∈｛２ⁱ│ｉは整数｝である。

言い換えれば、０からＡ_maxの範囲が、ｎ個の等しい領域に分けられた場合、整数値ｋはｉのビット幅をもつことになる（ｎ＝２ⁱ）。Ａ≧（Ａ_max＋０）／２の場合ｋの最上位ビットは１になる。そうでない場合は０である。Ａが０からＡ_maxの全範囲の上半分にあるか、それとも下半分にあるかが判定された後、ｋの残り（ｉ−１）の未定義ビットの最上位ビットは同じようにして求めることができる。即ち、ｋが属する半分の領域の中で上四半分にあるか、それとも下四半分にあるかを判定する。この処理は、ｋの残り（ｉ−２）ビットに対して繰り返され、後続の各探索で探索範囲がその都度半分になる。Ｗ＝Ａ_max／ｎかつｎ∈｛２ⁱ｜ｉは整数｝であったから、ｎ個の各小領域に対するｋの２進数値は、ｋの最上位ビットが０からＡ_maxまでの上半分で１であるものになる。下半分では値０である。この２つの半分に分割された領域のそれぞれにおいて、ｋの次の上位のビットは上四半分で再び値１、下四半分で値０となる。同じことが、４つの各四半分に分割された領域において、ｋの次の上位のビットに再び適用可能である。

指数が正規化されたＩ／Ｑ成分の振幅Ａが与えられると、まずＡが０からＡ_maxまでの間の上半分にあるのか、それとも下半分にあるのかを判定することにより、条件Ｗ×ｋ≦Ａ＜Ｗ×（ｋ＋１）を満たす整数値ｋを求めることができる。既に説明したように、Ａが上半分にある場合、ｋの最上位ビットは値１となる。従って、第１段の探索要素２３は、Ａ≧Ａ_max／２かどうかを判定するように設計される。Ａ≧Ａ_max／２である場合、ｋの最上位ビットは１に設定される。そうでない場合は、０に設定される。Ａが上半分または下半分のどちらにあるかが判定されると、次いでＡの存在する半分の領域の上限と下限が、次段の探索要素のために多重化される。この探索要素２４では、まず上限と下限との間の中点を求め、再びＡがこの中点より上にあるのか下にあるのかを調べ、その結果に従って、ｋの次の上位のビットが設定される。次段の探索要素のための上限と下限もまた同様に設定される。これがｋのビット幅分繰り返される。言い換えれば、二分探索法によって０からＡ_maxまでの幅の中でＡが存在する区域が絞られ、探索されていくにつれて、ｋのビット値が構築されていく。

一例として、Ａ_max＝０．０１１０１１１０００×２¹、ｎ＝１６、かつＩ／Ｑ成分が−０．１０１０１１０１００×２^-1である場合を考えてみる。ｎが値１６をもつということは、ｉが４であることを意味する。即ちｋが４ビットの２進数で表され、対応する実装が４段の探索要素パイプラインになることを意味する。

この説明では、Ａ_maxの仮数が２進表現０１１０１１１０００をもつと仮定する。指数正規化ブロック２０の出力におけるＡの値は、この場合、０．００１０１０１１０１となり、この実施形態では、単に００１０１０１１０１で表される。

第１段の探索要素２３では、Ａ_maxの仮数表現は比較器３１繋がっていて、Ａは００１１０１１１００と比較される。００１０１０１１０１は００１１０１１１００より小さいので、比較器３２の出力は０になる。そうである場合、探索要素２３でマルチプレクサ３３及び３４の出力は、それぞれ値が００１１０１１１００及び００００００００００になる。この２つの値並びにＡ及び比較器３２の出力は、それぞれ後続の探索要素のレジスタ４０及び４１に入力される。

次の計算

を実施するブロック４２の出力は値が０００１１０１１１０であり、次いで比較器４３でＡの値＝００１０１０１１０１が０００１１０１１１０と比較される。００１０１０１１０１は０００１１０１１１０より大きいので、比較器４３の出力は１になる。したがって、マルチプレクサ４４及び４５の出力は、この第２段の探索要素２４で、それぞれ００１１０１１１００及び０００１１０１１１０となる。前段と同様、この２つの値並びにＡ及び比較器４３の出力は、それぞれ後続段のレジスタ４０及び４１に入力される。先に入力されている、前段で導出されたｋの最上位ビットもまた、次の段へ入力される。

同様にして、Ａ＝００１０１０１１０１が００１０１００１０１と比較され、Ａは後者の値より大きいため比較器の出力は１に設定され、それにより００１１０１１１００と００１０１００１０１の２つの値が、この段のマルチプレクサの出力で多重化される。最終段でＡの値が００１１００００００と比較され、Ａはこの値より小さいため比較器の出力は０に設定される。従って、ｋの値として２進数値０１１０が与えられる。

ｋの値を求めるために、Ｗの値を計算する必要がないことに留意されたい。また最後の探索要素における２つのマルチプレクサは不要であり、回路設計から取り除いてもよい。更に、この例では、４段パイプ・ラインとして構成されるので、パイプラインに入力があって最初のｋの値を獲得するまでに、４クロックサイクルかかる。パイプラインに入力があれば、１クロックサイクル当たり１入力のＩ／Ｑ成分データを処理することができるようになる。

図８は、第１段の探索要素２３の他の実施形態の詳細な図である。この実施形態では、第１段の探索要素５０は、比較器５２、マルチプレクサ５３及び５４を含み、これらは図５に関して説明したものと動作の点では同一である。しかし、この実施形態では、所定の最小値Ａ_minの仮数の初期値は０ではない為、１ビット右シフト処理ブロック３１は、図６に関して説明した加算器４２と同じように動作する加算器５１で置き換えてある。更に、所定の最小値Ａ_minの正規化された指数を、所定の最大値Ａ_maxに関して上記で説明したのと同様にして導出することが必要である。

本発明の範囲から逸脱することのない、上記で説明した構成の変更形態及び変形形態が多く存在しうることは、当業者には理解されよう。

理想的な１６値ＱＡＭ受信シンボルのコンスタレーションを示す概略図である。 伝送路にノイズが存在する場合の１６値ＱＡＭのコンスタレーションを示す概略図である。 １６値ＱＡＭコンスタレーションにおける受信シンボルのヒストグラムである。 本発明の一実施形態による、ＱＡＭシンボルの直交成分の振幅を表す整数値ｋを求める装置の概略図である。 第１段の探索要素の第１の実施形態の概略図である。 後続段の探索要素の一実施形態を示す概略図である。 整数値ｋが、ＱＡＭシンボルのＩ／Ｑ成分の振幅を表す様子を表す図である。 第１段の探索要素の第２の実施形態の概略図である。

Claims (8)

1. 直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルの直交成分であって仮数及び指数を含む浮動小数点表示された振幅Ａの最小検出可能レベルであるＡｍｉｎと前記振幅Ａの最大検出可能レベルであるＡｍａｘとの間がｎ個の等しい領域で分けられ、それぞれの領域に対応する整数値ｋが設定されている場合に、前記振幅Ａが前記ｎ個の等しい領域のいずれの領域に対応するかを求める装置であって、
   前記振幅Ａの指数が、前記Ａｍａｘの指数と等しくなるまで前記振幅Ａの前記仮数をビットシフトする指数正規化回路と、
   前記Ａｍａｘと前記Ａｍｉｎとの間にある前記振幅Ａの前記ビットシフトされた仮数の値に対して多段二分探索を行い、各段で単一ビットの２値出力を生成するための多段二分探索回路と、
   前記二分探索の連続する各段から出力される前記２値出力を並置することによって前記整数値ｋを構築する整数値構築回路と、を備える装置。
2. 前記Ａｍｉｎがゼロであり、前記多段二分探索回路が第１段の探索要素及び１つ又は複数の後続段の探索要素を含み、前記第１段の探索要素が前記Ａｍａｘとゼロとの間の中点を求めるためのビットシフトブロックを含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 各後続段の探索要素が、直前の探索要素の上位の出力値と下位の出力値との間の中点を求めるための加算器を含むことを特徴とする請求項２に記載の装置。
4. 前記第１段の探索要素が、前記Ａｍａｘと前記Ａｍｉｎとの間の中点を比較するための比較器を含み、各後続段の探索要素が、直前の探索要素の上位の出力値と下位の出力値との間の中点を比較するための比較器を含み、前記整数値ｋが、前記比較器の出力から前記整数値構築回路によって構築される、請求項２又は３に記載の装置。
5. 直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルの直交成分であって仮数及び指数を含む浮動小数点形式で表示された振幅Ａの最小検出可能レベルであるＡｍｉｎと前記振幅Ａの最大検出可能レベルであるＡｍａｘとの間がｎ個の等しい領域で分けられ、それぞれの領域に対応する整数値ｋが設定されている場合に、前記振幅Ａが前記ｎ個の等しい領域のいずれの領域に対応するかを求める方法であって、
   前記振幅Ａの指数が、前記Ａｍａｘの指数と等しくなるまで前記振幅Ａの前記仮数をビットシフトするステップと、
   前記Ａｍａｘと前記Ａｍｉｎとの間にある前記振幅Ａの前記ビットシフトされた仮数の値に対して多段二分探索を行い、各段で単一ビットの２値出力を生成するステップと、
   前記多段二分探索の連続する各段から出力される前記２値出力を並置することによって前記整数値ｋを構築するステップと、を備える方法。
6. 前記Ａｍｉｎがゼロであり、前記多段二分探索が第１段及び１つ又は複数の後続段を含み、前記第１段が前記Ａｍａｘとゼロとの間の中点を求めるビットシフトを行うステップを有することを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 前記後続段が、直前の探索段の上位の出力値と下位の出力値との間の中点を求めるステップを有することを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 前記第１段が、前記Ａｍａｘと前記Ａｍｉｎとの間の中点を比較し、各後続段が、直前の探索要素の上位の出力値と下位の出力値との間の中点を比較するステップを有し、前記整数値ｋが前記比較の結果から構築されることを特徴とする請求項６又は７に記載の方法。

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