JPS60245381A - ビデオテ−プレコ−ダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はヘリカルスキャン方式のビデオテープレコーダ
（以下、ＶＴＦｔと略称する）に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ＶＴＲは、記録時間の長時間化、多機能化、小型
化およびコストダウンの方向で開発がどんどん進められ
ている。特に多機能化の方向では、互いにアジマス角度
の異なる２つの主回転ヘッドの近傍にそれぞれアジマス
角度の異なる補助回転ヘッドを設けることにより、画像
ぶれのないフィールドスチル再生や、ノイズバーのない
多倍速再生画を実現する手段が知られている。

さらに多倍速再生において、主回転ヘッドと補助回転ヘ
ッドの切り換え部において発生するスキューを検出し、
可変遅延線を用いて補正する方法１が提案されている。

しかし、切り換え部において切り換え信号がチャタリン
グを起こしたりするとスキュー検出回路が該動作し、ス
キューが補正できない。切り換え信号にチャタリングを
起こさないようにするためには、切り換え信号検出部に
おいてヒステリシスを持たせれば良いが、ヒステリシス
を持たせることにより、希望の切り換え位置に対して大
きく遅れてしまい、場合によっては切り換え位置の遅れ
によりノイズバーが発生するという問題点を有している
。

発明の目的 本発明の目的は、主回転ヘッドおよび補助回転ヘッドを
切シ換えてノイズレスの多倍速再生を実現するビデオテ
ープレコーダにおいて、切り換え信号の切シ換え位置が
遅れることなく完全にチャタリングを除去して、良好な
再生画を得るビデオテープレコーダを提供することであ
る。

発明の構成 本発明のビデオテープレコーダは、互いにアジマス角度
の異なる第１および第２の主回転ヘッドを回転基板の１
８００の位置に設け、かつアジマス角度が前記第１の主
回転ヘッドと異なり前記第２の主回転ヘッドと同一の第
３の補助回転ヘッドおよび、アジマス角度が前記第２の
主回転ヘッドと異なり前記第１の主回転ヘッドと同一の
第４の補助回転ヘッドを、それぞれ前記第１および第２
の主回転ヘッドの近傍に回転ヘッド基板の１８００の位
置に設け、磁気テープを記録時のテープ走行速度とは異
なった速度で走行させる時、前記第１および第２の主回
転ヘッドの再生出力信号と前記第３および第４の補助回
転ヘッドの再生出力信号をそれぞれエンベロープ検波す
る第１および第２の検波手段と、前記第１および第２の
検波手段の出力信号のレベルを比較する比較手段と、前
記比較手段の出力信号により前記主回転ヘッドの再生出
力信号レベルの低下区間を前記補助回転ヘッドの再生出
力信号に置き換えるスイッチ手段之、前記スイッチ手段
により得た再生出力信号を可変遅延線に通し、前記可変
遅延線の遅延時間を変化させることにより、前記置き換
え時に発生するスキューを検出して除去する制御手段を
具備し、かつ前記比較手段の出力信号をチャタリング防
止手段を介し、再生水平同期信うに同期をとって前記ス
イッチ手段に入力するように構成したものであり、これ
により、良好な多倍速再生画を得ることができるもので
ある。

実施例の説明 以下、本発明を図示の実施例に基いて説明する。

第１図は回転ヘッド部の構成図であり、第２図はアジマ
ス記録された磁気テープのトラックパターンの例を示し
ている。第１図において、Ｍｌは＋６　のアジマス角を
有する主回転ヘッドであり、Ｓｌは−６のアジマス角を
有する補助回転ヘッドである。Ｍ２は−６のアジマス角
を有する別の主回転ヘッドであり、Ｓ２は＋６のアジマ
ス角を有する別の補助回転ヘッドである。主回転ヘッド
Ｍ１とＭ２とは互いに１８０°離れている。

補助回転ヘッドＳ１とＳ２も互いに１８０　離れている
。これらの主回転ヘッドと補助回転ヘッドは、たとえば
、映像信号の２水平同期信号期間に相当する距離だけ離
れて、第１図に示すように、回転ディスク（まだはドラ
ム）３の同一回転平面上に取り付けられている０回転デ
ィスク３は回転軸４を介して、モータ５により、矢印９
の方向に１８０Ｏｒ、ｐ４ｙ１の回転数で回転せられる
。回転ディスク３の回転位相は、マグネッ）１３．１５
および検出ヘッド１４により検出される。磁気チー−プ
ロは、ガイドポスト７および８に案内され、上記回転デ
ィスク３の周囲に１８ＣＰ以上にわたって巻付けられ、
矢印１０の方向に、ピンチローラ１１およびキャプスタ
ン１２でもって走行せられる。

上記磁気テープ６の模式的なトラツクノくターンを第２
図に示す。第２図において、トラック９９゜１０１．１
０３，１０５，１０７および１０９は＋６°のアジマス
角を有する回転ヘッドで記録され、トラック１００，１
０２，１０４，１０６゜１０８および１１０は一６°の
アジマス角を有する回転ヘッドで記録されたトラックで
ある。

第２図の各トラックにおける斜線は水平同期信号記録位
置を示し、その傾斜角はアジマス角を示している。（磁
気テープ６の幅方向の半分は斜線の記入を省略している
。）寸だ隣接トラックにおける斜線のずれは、記録され
た水平同期信号が、シリンダのジッタのためにずれてい
ることを示している。なお、第２図は、磁気テープ６が
１倍速（記録時のテープ速度と同じ）で走行している時
のトラックパターンを示している。それ故、１倍速再生
時、主回転ヘッドＭ１がフィールド開始点において、ト
ラック１０１の始点を走査したとすると、そのフィール
ド終端においてはトラック１０１の終点を走査する。高
速再生時の一例として、第２図において破線で示すよう
に９倍速再生時、主回転ヘッドＭ１がフィールド開始点
において、トラック１０１の始点を走査したとすると、
そのフィールド終端においてはトラック１０９の終点を
走査する。補助ヘッドＳ１は上記回転ヘッドＭ１と同一
回転平面を有し、主回転ヘッドＭ１に近接して（本実施
例においては、映像信号の２水平同期信号期間相当の距
離だけ離れて）取付けられているので、主回転へ２ドＭ
１とほぼ同一の走査を行なう。このような９倍速再生時
において、主回転ヘッドＭ１は＋６°のアジマス角を有
するため、第３図（Ａ）に示すようなヘッド出力信号を
得る。

また補助回転ヘッドＳ１は一６°のアジマス角度を有す
るため、第３図（Ｂ）に示すようなヘッド出力信号を得
る０通常、これらのヘッド出力信号は、搬送波周波数が
約３．ｇ　ＭＨｚであるＦＭ変調された輝度信号と、色
副搬送波周波数が約６２９ＫＨｚに低域変換された搬送
色信号とから成り立っている。

第３図（Ｆ）に時間スケールを示した。これは、ｔ。

がフィールド開始時刻を示しており、ｔ５がフィールド
終端時刻を示している。ここで第３図（Ａ）に示すよう
な高速再生時において、フィールド内に数本のノイズバ
ー（ヘッド出力信号′Ｉ５玉零の部分）が生じる。

これは、主回転ヘッドＭ１の再生出力信号のレベル低下
部分を、第３図（Ｂ）に示すような補助回転ヘッドＳ１
の再生出力信号で置き換えることにより第３図ｔｃ）に
示すように取り除くことができる。

しかし上記のように主回転ヘッド再生信号と補助回転ヘ
ッド再生信号を切り換える際には、記録された水平同期
信号のずれが、再生される水平同期信号の間隔の変化と
なるため画面上にスキューが現われる。

本発明は、再生映像信号を可変遅延線に通し、その遅延
時間を変化させることにより、上記の水平同期信号の間
隔の変化を補正し、スキューを取り除くことである。

また第３図［Ａ）　、　（Ｂ）のヘッド出力信号は理想
的に示したものであり、実際は、第４図（Ａ）　、　（
Ｂ）に示すように、走行系やテープのバタツキ等により
レベル変動を生じたり、再生出力信号に含まれているＨ
、５ＹＮＣの情報（１５，７３４ＫＨ２）等の影響を受
けている。さらに、近年のＶＴＲは標準モードと長時間
モードの２種類以上の時間モードがあるため、回転ヘッ
ドのトラック幅をあまり広くできなくなり、再生出力信
号（Ａ）　、　（Ｂｌの低下してノイズバーとなる期間
も多くなる。そのために主補助ヘッド切り換え信号（Ｅ
）はチャタリングを含んだものとなる。

前述したように再生出力信号を切り換える際にスキュー
が発生するのであるから、チャタリングを含んだ主補助
ヘッド切り換え信号弾）で切り換えを行なったのでは、
切シ換え部で短時間にスキューが発生しすぎてスキュー
を十分補正できない。

本発明は、再生出力信号を可変遅延線に通し、その遅延
時間を変化させることにより、水平同期信号間隔の変化
を補正し、発生したスキューを取り除くために、主補助
ヘッド切り換え信号に生じたチャタリングを防止するも
のである。

次に本発明の１実施例の構成について第５図を用いて説
明する。第５図において、主回転ヘッドＭ　１．　、　
Ｍ　２および補助回転ヘッド８１．Ｓ２の再生出力信号
はそれぞれ再生増幅器２６　、２７　。

２８および２９で増幅されてスイッチ２１．２２に入力
される。スイッチ２１．２２の可動片は、ヘッドスイッ
チ信号〔第３図、第４図（Ｄ）〕がＨレベルの時はたと
えばＸ側に、Ｌレベルの時はＹ側に接続される。

ここで、ヘッドスイッチ信号は第１図に示した１８０離
れた２つのマグネノ）１３．１５により検出ヘッド１４
に得られる出力信号を信号処理部２ｏで処理した信号で
あって、１フイールドごとにＨレベル、Ｌレベルを繰り
返す。なお、マグネソ）１３．１６は極性が異なり、シ
リンダの位相を１８０毎に検出できるのでフィールドの
区別が可能である。５５がへッドスイソチ信号の入力端
子である。

今、ヘッドスイッチ信号がＨレベルとすると、主回転ヘ
ッドＭ１．補助回転ヘッドＳ１から、たとえば第４図（
Ａ）　、　（Ｂ）にそれぞれ示すような再生出力が得ら
れる。同様にヘッドスイッチ信号がＬレベルの時は、主
回転ヘッドＭ２．補助回転ヘッドＳ２から第４図（ム）
　、　（Ｂ）に示すのと同様ような信号が得られ、これ
がスイッチ３４およびエンベロープ検波回路２３．２４
に入力される。エンベロープ検波回路２３．２４は周知
のダイオード検波回路等で構成されており、この出力信
号がコンパレータ２６に入力されエンベロープ比較が行
なわれる。コンパレータ２６の出力信号は第４図（Ｒ）
に示す主・補助ヘッド切換信号であり、チャタリングを
含んでいる。３０がチャタリング防止回路３１の入力端
子であり、コンパレータ２６の出力信号が入力される。

チャタリング防止回路３１で主・補助ヘッド切換信号の
チャタリングを除去し、チャタリング防止回路３１の出
力端子３２に出力される。チャタリングが除去された主
・補助ヘッド切換信号は、Ｄ型フリップフロップ回路３
３のＤ入力端子に供給される。Ｄ型フリップフロップ回
路３３のＣ入力端子は、水平同期信号分離回路４０で得
られた水平同期信号が入力されている。

Ｄ型フリップフロップ３３のＱ出力端子には、主・補助
ヘッド切換信号を水平同期信号に同期をとった信号が出
力され、スイッチ３４の制御信号となる。スイッチ３４
の可動片は、たとえば、Ｄ型フリップフロッグ３３の出
力信号がＨレベルの時はＹ側、Ｌレベルの時はＸ側に接
続されるようにすれば、スイッチ３４の出力端には第４
図（Ｃ）に示す再生出力信号が得られる。このノイズバ
ーのない再生出力信号をスキュー補正回路３６を通して
映像信号復調回路３８によりスキューやノイズバーのな
い再生映像信号が得られる。３６はスキュー補正回路３
６０入力端子であり、３７はスキュー補正回路３６の出
力端子である。３９は再生映像信号出力端子であり、再
生映像信号は水平同期信号分離回路４０に入力されてい
る。

次にスキューの補正方法について第６図および第７図を
用いて説明する。

スキューは前記のように水平同期信号の間隔が変化する
ことにより生ずるから、再生出力信号を遅延線に通し、
遅延時間を切り換え、間隔を補正することにより取り除
くことができる。そのためには間隔の変化を検出し誤差
信号を得なければならない。誤差信号は位相比較器、ロ
ーパスフィルタ、電圧制御型発振器（以下、ｖＣＯと略
称する）より成る閉ループ回路よシ次のようにして得る
。

第６図のスキュー補正回路３６の入力端子３６に得られ
るノイズバーのない再生出力信号をｔｉｅ図の映像信号
復調回路９ｏにより再生映像信号に復調し、水平同期信
号分離回路８７を通し、水平同期信号を取り出し、位相
比較器４７に入力する。

位相比較器４７に入力された水平同期信号は、ＶＣＯ４
２の出力と位相を比較される。位相差は誤差信号電圧と
なって位相比較器４７の出力端子に現われる。この出力
はローパスフィルタ４３を経てＶＣＯ４２の発振周波数
を制御する。従って誤差電圧は、たとえば第６図（ム）
に示すような波形となり、誤差の情報はその尖頭値に現
われる。

このようにして得られた誤差信号電圧をサンプルホール
ド回路５０．５１で構成される演算回路６０に入力し、
電圧制御型発振器を動作させる信号を得る。上記演算回
路６０の動作を次に説明する。

ＣＯＤ遅延線７１は主回転ヘッドＭ１．Ｍ２と補助回転
ヘッド８１．８２を切り換えた時に位相比較器４７より
得られた誤差信号電圧に応じて、その時の遅延時間を増
減させるように制御する。

従って演算回路６０は誤差信号電圧の尖頭値を、誤差信
号電圧が現われる直前の演算回路６ｏの出。

力値に加え、それを新たな出力値とするように演算を行
う必要がある。実際の動作は次のように行う。

位相比較器４７の出力に得られた誤差信号電圧は、サン
プルホールド回路５１の出力と加算されてタイミング信
号発生回路３９より出力されるサンプルパルスによりサ
ンプルホールド回路５０に記憶される。この時、サンプ
ルホールド回路５１にはサンプルパルスが入力されず、
出力値は変化しない。次にタイミング信号発生回路３９
よりサンプルパルスがサンプルホールド回路６１に送ら
れ、サンプルホールド回路５１に記憶され、その値が出
力される。このようにして誤差信号電圧が次々と積算さ
れてサンプルホールド回路５１の出力に現われる。また
、２つのサンプルホールド回路５０．５１は垂直同期信
号を入力端子６２に入力してリセットを行い、誤差信号
電圧が積算されて回路が飽和するのを防ぐ。

以上のようにして得られた演算回路６０の出力を電圧制
御型発振器７０に加え発振周波数を変えることにより、
ＣＯＤ遅延線７１の遅延時間を可変して、発生したスキ
ューを補正することができる。

以上のように水平同期信号の間隔変化を検出し、遅延線
によって間隔を整えるのであるが、検出から遅延線を切
り換えるまでには処理時間を要する。

従って、その期間の信号は水平同期信号の間隔が補正さ
れていないので、１水平開期信号間（以下、１Ｈと称す
）前の信号と次のように置き換える。

タイミング信号発生回路３９から補正処理を行う間、Ｈ
レベルとなる信号が第６図のスイッチ８３に送られ、そ
の時、同動片がＸ側に接続される。

その結果、補正処理を行う間は１Ｈ遅延線を経た信号、
すなわち１Ｈ前の信号に置きかえられ、それがスキュー
補正回路３６の出力端子３７に得られる。

このようにして高速再生時にノイズバーがなく、しかも
主回転ヘッド、補助回転ヘッドを切り換える際にスキュ
ーのない再生画面を得ることができる。

逆転高速再生時においては、主回転ヘッドＭ１゜Ｍ２お
よび補助回転ヘッドＳ１，５２の磁気テープ６に対する
走査軌跡は前述した説明と異るが、第３図（ム）および
（Ｂ）に示すような主回転ヘッドＭ１゜Ｍ２の出力信号
および補助回転ヘッド８１．Ｓ２の出力信号と同等な（
すなわち、最大出力レベルを示す点の時刻と最小出力レ
ベルを示す点の時刻とがほぼ一致する）関係を有するた
め、第５図に示した回路構成により高速再生時と同等の
効果が得られる。

ここで、タイミング信号発生回路３９は、たとえば単安
定マルチバイブレータにより構成する。

タイミング回路３９にはヘノトスイッチ信号５５と水平
同期信号を入力し、それを基準にしてサンプルパルス、
主補助ヘッド切り換え信号、１Ｈ遅延線切り換え信号を
作る。

以上の説明から明らかなように、主・補助ヘッド切換え
信号にチャタリングがあった場合は、チャタリングの幅
にもよるがスキューが十分補正できない。

次に上記スキュー補正を十分に行なわせるだめのチャタ
リング防止回路の一実施例について、第８図、第９図を
用いて説明する。第８図はチャタリング防止のためのロ
ジック部であり、第９図は第８図の要部波形図である。

第８図は、ＡＮＤゲート回路１１１．１１２゜１１３と
インバータ回路１１４とＮＡＮＤゲート回路１１５，１
１６，１１７，１１８，１１９゜１２２．１２３，１２
４，１２６，１２７，１２８および１２９とＤ型フリッ
プフロップ回路１３１゜１３２．１３３で構成されてお
り、３ｏがチャタリング防止回路の入力端子であり、３
２が出力端子である。

ＮＡＮＤゲート回路１１５と１１６でＲ−８フリップフ
ロップ回路を構成しており、以下同様に１１７と１１８
，１１９と１２０，１２３と１２４および１２７と１２
８でそれぞれＲ−ＳフＩＪ　、プフロップ回路を構成し
ている。

Ｄ型フリップフロップ回路１３１，１３２゜１３３でカ
ウンターを構成しており、カウンターのクロック信号は
、たとえば水平同期信号や第６図に示す水平同期信号周
期の電圧制御型発振器４２の出力信号を用い、１２５が
クロック信号の入力端子である。Ｄ型フリップフロップ
回路１３１゜１３２．１３３の各リセヅト端子には、Ａ
ＮＤゲート回路１１３の出力信号が入力されており、ム
ＮＤゲート回路１１３の出力信号がＨレベルの時はカウ
ンター動作を禁止し、Ｌレベルの時はカウンタ動作を行
なうよう構成されている。

次にこのように構成された第８図のチャタリング防止回
路の動作について第９図（ａ）乃至（ｑ）に示す信号波
形図を用いて説明する。

チャタリング防止回路の入力端子３ｏにチャタリングを
含んだ入力信号ａが入力される。この入力信号はＡＮＤ
ゲート回路１１１に入力される。

ＡＮＤゲート回路１１１のもう一方の入力信号には、Ｎ
ＡＮＤゲート回路１２３の出力信号ｊが入力されており
、今、ＬレベルからＨレベルに変わる時を説明すると、
ＡＮＤゲート回路１１１の出力にはチャタリングを含ん
だそのままの信号すが出力される。この時、ＮＡＮＤゲ
ート回路１１５゜１１６で構成されているＲ−８フリッ
プ回路の出力信号ＣはすでにセットされているためＨレ
ベルの１１変化しない。ＡＮＤゲート回路１１１とＷＡ
ＮＤゲート回路１１６の出力信号す、ｃが入力されてい
るＮＡＮＤゲート回路１２１の出力信号ｄは信号すに反
転したものとなる。

ＮＡＲＤゲート回路１２１の出力信号ｄがＨレベルから
Ｌレベルに変わることによりＮＡＮＤゲート回路１１７
，１１８で構成されているＲ　−Ｓフリップフロップ回
路がセットされ、ＮＡＮＤゲート回路１１７の出力信号
ｅはＨレベルからＬレベルに変わる。この出力信号ｅは
ＡＮＤゲート回路１１３に入力されており、ＡＮＤゲー
ト回路１１３の出力信号ｐもＨレベルからＬレベルとな
り、Ｄフリップフロップ回路１３１，１３２゜１３３で
構成されているカウンター回路がカウンター動作を開始
する。クロック信号入力端子１２５の入力クロック信号
がｋであり、カウンター動作を開始することによりＤフ
リップフロップ回路１３１．１３２，１３３のＱ出力信
号はそれぞれｔ、ｍ、ｎに示すようになり、Ｑ出力信号
のｍとｎをＮＡＮＤゲート回路１２９に入力することに
よシクロツク信号ｋが５カウントされると、ＮＡＮＤゲ
ート回路１２９にＨレベルからＬレベルに変わる出力信
号０を得る。ＮＡＮＤゲート回路１２９の出力信号０は
ＮＡＮＤゲート回路１１５に入力され、結果としてＮＡ
ＮＤゲート回路１１６の出力信号ＣはＨレベルからＬレ
ベルとなり、ＮＡＮＤゲート回路１１７の出力信号ｅは
ＬレベルからＨレベルになる。ＡＮＤゲート回路１１３
の出力信号もＬレベルからＨレベルとなり、Ｄフリップ
フロラプ回路１３１．１３２，１３３は再びすべてリセ
ットされる。

一方、ＮＡＮＤゲート回路１１７の出力信号ｅはＮＡＮ
Ｄゲート回路１２８およびＡＮＤゲート回路１１２に入
力されており、ＮＡＮＤゲート回路１２７　、１２８で
構成されるＲ−Ｓフリップフロップはセットされてチャ
タリング防止回路の出力端子３２にチャタリングが除か
れた出力信号ｑを得る。

ＡＮＤゲート回路１１２のもう一方の入力端子には入力
信号ａがインバータ回路１１４で反転された信号ｆが入
力されているが、その出力信号ｑには、チャタリング成
分が除かれているため、ＮＡＲＤゲート回路１１９　、
１２０および１２３゜１２４で構成されているＲ−Ｓフ
リッププロップは何ら変化しない。このように、Ｌレベ
ルからＨレベルの変化によって出力信号もすぐＬレベル
からＨレベルに変えると共にカウンターを動作させて設
定した期間だけチャタリングに相当する信号変化受けつ
けないようにしてチャタリング信号を除去している。

なお、ＨレベルからＬレベルの変化も入力信号ｄをイン
バータ回路１１４で反転して、ＬレベルからＨレベルの
変化にしているだめ、前述の説明と同様の動作で行なわ
れる。ＮＡＮＤゲート回路１２０の出力信号をり、ＮＡ
ＮＤゲート回路１２２の出力信号ｔ、ＮＡＮＤゲート回
路１２３の出力信号をｊにそれぞれ示す。

以上のように本実施例によれば、信号切り換えが遅れる
ことなく完全にチャタリングを除去することができる。

次に本発明の他の実施例を第１０図に示す。

第１０図は第５図および第８図のチャタリング防止回路
３１の入力側に積分器とコンパレータを設けたものであ
る。

第１０図において、３０がチャタリング防止回路の入力
端子であり、抵抗１５０およびコンデンサ１５１で構成
される積分回路を通してコン７くレータの■端子に入力
される。コン７くレータのｅ端子には抵抗１６２、抵抗
１６３により抵抗分割された電圧が入力されている。１
６０が電源端子である。コンパレータ１５４の出力信号
が前述のチャタリング防止回路３１に入力され、チャタ
リングが除去されて出力端子３２に出力される。

次に本発明の動作について第１１図（−）乃至（ｄ）に
示す信号波形図とともに説明する。ａが入力端子３０に
入力される入力波形の一例であり、細いノ（ルスおよび
チャタリングを含んでいる。前述したように切り換えの
遅れなくチャタリングを除去するように構成しているた
め、入力信号ａの細い）（ルスのところで信号が切り換
わってしまう。入力信号ａを抵抗１５０とコンデンサ１
５１で構成される積分回路を通すことによりｂの波形と
なる。

波形すと抵抗１５２と抵抗１５３で設定されるスレッシ
ュ電圧を比較することにより、コン７くレータ１６４の
出力には細いパルスが除去されたＣの波形が得られる。

Ｃの波形を前述のチャタリング防止回路３１に通すこと
により、出力端子３２に細いパルスでは切り換わらずチ
ャタリングの除去された波形ｄを得ることができる。

なお、本実施例のチャタリング防止回路は、ゲート回路
、フリップフロップ回路、カウンター回路で構成したが
、これに限定されるものではなく、信号切り換えの遅れ
がない、あるいは非常に少なくチャタリングを除去でき
る構成であれば何でも良い。例えば、リトリガブルモノ
マルチバイブレータを用いることができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は、互いにアジ
マス角度の異なる２つの主回転ヘッドの近傍にそれぞれ
アジマス角度の異なる補助回転ヘッドを設け、多倍速再
生時主回転ヘッドの再生信号の低下した期間を補助回転
ヘッドで補うよう切り換えを行ない、切り換え部に発生
するスキューを検出し可変遅延線を用いて補正すること
により、ノイズバーおよびスキューのない多倍速再生画
を得るよう構成されたヘリカルスキャン型のビデオテー
プレコーダであって、切り換え信号がチャタリングを持
つことにより、スキュー補正が十分できないという問題
に対して、切り換え位置を遅らせることなくチャタリン
グを除去し、また、切り換え位置を水平同期信号にタイ
ミングを取ることにより、切り換え位置が画面に現われ
ることなく、良好な多倍速再生を得ることができるもの
である。

さらに積分回路とコンパレータを追加することにより、
細いパルスを効果的に除去することができ、その工業的
価値は非常に太きいものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の要部構成図、第２図はアジ
マス記録された磁気テープのトラックパターンの一例を
示した図、第３図および第４図は本発明の実施例におけ
る信号のタイムチャート、第５図は本発明の一実施例の
ブロック図、第６図は本発明で使用し得るスキュー補正
回路の一例のブロック図、第７図は第６図における演算
回路の入力信号と出力信号の一例を示した波形図、第８
図は本発明で使用し得るチャタリング防止回路の一例の
回路図、第９図は第８図の要部信号波形図、Ｍｌ、Ｍ２
・・・・・・主回路ヘッド、Ｓｌ　、３２・・・・・・
補助回転ヘッド、６・・・・・・磁気テープ、２１，２
２゜３４・・・・・・スイッチ回路、２３，２４・・・
・・・エンベロ’：ｊ　検波回路、　２５・・・・・・
コンパレータ、３１・・・・・・チャタリング防止回路
、３６・・・・・・スキュー補正回路、３８．９０・・
・・・・映像信号復調回路、４０゜８７・・・・・・水
平同期信号分離回路、４２・・・・・・電圧制御型発振
器、４３・・・・・・ローパスフィルタ、４７・・・・
・・位相比較器、６ｏ・・・・・・演算回路、７０・・
・・・・電圧制御型発振器、７１・・・・・・ＣＯＤ遅
延線、１１１゜１１２．１１３・・・・・・ＡＮＤゲー
ト回路、１１４・・・・・・インバータ回路、１１５，
１１６，１１７゜１１８．１１９，１２０，１２２，１
２３，１２４゜１２６．１２７，１２８，１２９・・・
・・・ＮＡＮＤゲート回路、１３１，１３２，１３３・
・・・・・Ｄ型フリップフロップ回路、１５０　、１５
２　、１５３−・・・・・抵抗、１５１・・・・・・コ
ンデンサ、１５４・・・・コンパレータ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第３図 ＋月間 第４図 （Ｅ） 第７図 第９図 （ハ （ｔ）

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）互いにアジマス角度の異なる第１および第２の主
   回路ヘッドを回転基板の１８ｄＯの位置に設け、かつア
   ジマス角度が前記第１の主回転ヘッドと異なり前記第２
   の主回転ヘッドと同一の第３の補助回転ヘッド、および
   アジ、マス角度が前記第２の主回転ヘッドと異なり前記
   第１の主回転ヘッドと同一の第４の補助回転ヘッドを、
   それぞれ前記第１および第２の主回転ヘッドの近傍に回
   転ヘッド基板の１８００の位置に設け、磁気テープを記
   録時のテープ走行速度とは異なり一だ速度で走行させる
   時、前記第１および第２の主回転ヘッドの再生出力信号
   と前記第３および第４の補助回転ヘッドの再生出力信号
   をそれぞれエンベロープ検波する第１および第２の検波
   手段と、前記第１および第２の検波手段の出力信号のレ
   ベルを比較する比較手段と、前記比較手段の出力信号に
   より前記主回転ヘッドの再生出力信号レベルの低下区間
   を、前記補助回転ヘッドの再生出力信号に置き換えるス
   イッチ手段と、前記スイッチ手段により得た再生出力信
   号を可変遅延線に通し、前記可変遅延線の遅延時間を変
   化させることにより、前記置き換え時に発生するスキュ
   ーを検出して除去する制御手段を具備し、かつ前記比較
   手段の出力信号をチャタリング防止手段を介し、再生水
   平同期信号に同期をとって前記スイッチ手段に入力する
   ように構成したことを特徴とするビデオテープレコーダ
   。
2. （２）チャタリング防止手段はゲート回路とカウンター
   回路とフリップフロップ回路を含めてなり、比較手段の
   出力信号反転を受けて、前記フリップフロップ回路を動
   作させると共に前記カウンター回路を動作させて一定の
   期間のパルスを作り、前記ゲート回路によりチャタリン
   グを防止するように構成したことを特徴とする特許請求
   の範囲第（１）項記載のビデオテープレコーダ。
3. （３）チャタリング防止手段は、その入力側に積分器と
   コンパレータを有することを特徴とする特許請求の範囲
   第（１）項または第（２）項記載のビデオテープレコー
   ダ。
4. （４）制御手段は、位相比較器と電圧制御型発振器およ
   びローパスフィルタを含めてなる帰還ループ回路を具備
   し、前記位相比較器には再生水平同期信号が入力され、
   前記位相比較器の出力信号をスキュー量として検出する
   ように構成されていることを特徴とする特許請求の範囲
   第（１）項記載のビデオテープレコーダ。
5. （５）比較手段にヒステリシスを持たせないことを特徴
   とする特許請求の範囲第Ｏ）項記載のビデオテープレコ
   ーダ。