JPS60191319A - 定電圧回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明は出力電圧の実際値に基づき電流制御されるパス
トランジスタにより電源端子から出力端子に至る主回路
中の電圧降下を調整して出力端子電圧を定値に保つとと
もに、バンドギャップ電圧を利用して出力端子電圧の温
度依存性を補償するようにした定電圧回路、とくにバイ
ポーラ形集積回路内に組み込むに有利な定電圧回路に関
する。

〔従来技術とその問題点〕

前述の形式の定電圧回路は、定電圧特性に優れ出力電圧
の温度依存性が少ないことで知られており、独立した定
電圧装置としであるいは電子回路装置内に組み込まれる
形で多用されている。しかし、この褌の定電圧回路は比
較的電力消費が多い欠点があり、主回路のパストランジ
スタ内の電圧降下に基づく電力消費は回路の構成原理上
いたし方がないとしても、制御回路内での電力消費も無
視し得ない程度に達することが多い。

第１図はこの棟の定電圧回路例を示す。図示のように電
圧が変動しつる電源Ｓが１対の電源端子Ｂ、Ｅ間に与え
られ、負荷りに定電圧を供給する出力端子はＣ，Ｅで示
されている。負荷電流ＩＬが流れる主回路は電源端子Ｂ
からパストランジスタＴｐを経て出力端子Ｃに至る経路
を持ち、電源Ｓの電圧変動分はパストランジスタＴｐの
コレクターエミッタ間の電圧降下を鎖線で囲んで示され
た制御回路Ａによっていわゆる電流制御をすることによ
シ補償されて・出力端子には常に定電圧が出力される。

パストランジスタＴｐのベース電流はこの例ではダーリ
ントン接続の電流制御トランジスタ６によって与えられ
ており、この定電圧回路の電流制御用の制御電流Ｉｃす
なわち前述のパストランジスタＴｐのベース電流は、パ
ストランジスタＴｐのベースから電流制御トランジスタ
６の第２段のトランジスタ６ｂのコレクタおよびエミッ
タを経てアースＥに（５） 至る経路を流れる。

この制御電流１ｃを作るために電流制御トランジスタ６
の初段のトランジスタ６ａのベースに与えるべき制御信
号は、１対のトランジスタ１，２と抵抗５によって作ら
れてお如、これらのトランジスタ１．２にはパストラン
ジスタＴｐの出力端子側から高抵抗８．４を介してほぼ
定電流が供給されている。

トランジスタ１，２は公知のいわゆるバンドギャップ・
レファレンスを与えるものであって、これらのトランジ
スタ１．２のエミッタには互いに異なる電流密度が与え
られ、その結果トランジスタ２のコレクタには理論上は
絶対零度に外挿され従って温度依存性のないバンドギャ
ップ・レファレンス信号が作られ、抵抗５によって作ら
れる出力電圧を表わす実際値信号との比較結果がトラン
ジスタ６の初段６ａのベースに与えられる。なお、図の
左上方に示された電界効果トランジスタ７は、基準信号
７ａを受けてパストランジスタＴｐにベース電流を供給
する定電流源トランジスタである。

以上のように構成された従来の定電圧回路にお（６） ける制御回路部Ｎの消費電流の一例を示すとっぎのとお
りである。すなわち、出力端子Ｃにおける出力電圧を８
ｖとし、バンドギャップ・レファレンス効果を得るため
にトランジスタ１，２のエミッタ面積化をｌＩ８と大き
く選び、抵抗８を１０ｋＱとすると、トランジスタ１を
流れる電流は８００／’Ａである。

一方、拮抗４を２７にΩとし、ダーリントン接続トラン
ジスタ６０２段のベース・エミッタ電圧を１，２ｖとす
ると、トランジスタ２を流れる電流は約７０ｐＡとなる
。従って、定電源７の電流を５０７ｔＡ程度としても、
合計４２０μｋが消費電流となる。この消費電流の値そ
のものはそのままでは僅少なようにも思えるが、最近の
進歩した電子回路装置の消費電流に比べて決して無視で
きない値である。例えば、集積回路中に組み込まれる定
電圧回路の負荷電流は１ｍＡ　程度でよいことが多く、
従って負荷電流の４０係に相当する電流が制御回路中で
消費されてしまうことになる。もちろん、この消費′電
流を小さくするためには、抵抗８，４の抵抗値を上けれ
ばよいわけであるが、集積回路化する際に通常のシート
抵抗１００〜２００Ωの拡散抵抗を用いたとして抵抗８
，４の半導体チップ上に占める面積が多きくなるほか、
面抵抗の抵抗値の比を精度よく製作することが困難にな
り、この抵抗値比が所定の仙からずれると定電圧回路の
温度依存性がもちろん悪化する。このように従来技術に
おいては、回路の性能を維持しながら制御のための消費
電力を減少することが実際上困難である欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明は上述の従来技術の欠点を解消して、制御回路部
の電力消費を少なくしても性能が悪化するおそれがなく
、かつ集積回路化した際にも製作が容易な定電圧回路を
得ることにある。

〔発明の要点〕

本発明によれば上記の目的は、冒頭記載の形式の定電圧
回路において、バンドギャップ電圧発生用の第１および
第２のトランジスタのベースに出力端子電圧の実際値を
表わす実際値電圧信号を与えるとともに該第１および第
２のトランジスタのエミッタ電流を受容する第１および
第２の抵抗を設けて該面抵抗の抵抗値を出力端子電圧の
温度依存性を補償するように選定し、該第１および第２
のトランジスタの内の一方によりパストランジスタのベ
ース電流を制御する電流制御トランジスタを制御するよ
うにすることによって達成される。

〔発明の実施例〕

以下本発明の実施例を図を参照しながら詳細に説明する
。第２図は本発明の実施例回路を示すもので、第１図と
同じ部分には同じ符号が付されており、また第１図にお
いて鎖線で囲まれて示されていた制御回路部Ａに対応す
る制御回路部Ｂが同様に鎖線で囲んで示されている。

第２図において、バンドギャップ・リファレンス効果を
得るだめの第１および第２のトランジスタはＴ１および
Ｔ２で示されておシ、この実施例ではトランジスタＴ１
のエミッタ面積の方がトランジスタＴ２のエミッタ面積
よりも狭く、例えば１／２程度に選ばれている。これら
のトランジスタＴＩ　、Ｔ２には、図の上方に示された
カーレントミラー回路を構成する２個のトランジスタ１
１．１２のそれぞれか（９） ら互いに値の等しい定［流Ｉｔ　、　Ｉ２が給される。

これらのカーレントミラー回路を構成するｐｎｐ　トラ
ンジスタ１１．１２のエミッタは電流バランス用の抵抗
１８．１４を介して出力端子Ｃに接続されており、これ
らの抵抗１８．１４はカーレントミラートランジスタ１
１．１．８が本来もつ大きな等価抵抗とともに、第１お
よび第２のトランジスタＴＩ　、Ｔ２への５１１１ｍ供
給路中の高い等価抵抗を作り出している。なお、抵抗１
８．１４とトランジスタ１１．１８とは、互いに同じ抵
抗値ないしは特性をもつものが必要であるが、抵抗１８
．１４は電流バランスを保つに必要なふつうは数にΩ程
度の抵抗値を有すればよいので高い精度を出すことがで
き、カーレントミラートランジスタ１１．１２とともに
製作上の困難がなくなる。また、良好な電流バランスを
さらに保証するために、図示のようにトランジスタ１５
が公知の態様でこのカーレントミラー回路に付属して設
けられている。

前述の第１および第２のトランジスタＴｌ、Ｔ２のエミ
ッタ回路には、図示のように第１および第２の抵抗Ｒ１
，Ｒ２がアースＥとの間に挿入され、この（ｌＯ） 実施例では第１の抵抗Ｒ１には第１および第２のトラン
ジスタＴＩ　、Ｔ２のエミッタ電流が共通に流れ、第２
の抵抗Ｒ２には第２のトランジスタＴ２のエミッタ電流
が流れるように接続されている。これらの抵抗Ｒ１，Ｒ
２の作用については後に詳述する。

さて、これらの第１および第２のトランジスタのベース
には、図ではその右方に示された出力端子Ｃ，Ｅ間に直
列挿入された２個の抵抗１７．１８からなる電圧分割回
路の分割電圧としての出力端子電圧を表わす実際値が図
示のように与えられる。もっとも、この電圧分割回路の
回路要素は抵抗に限らずダイオードであってもよい。さ
らに第１のトランジスタＴ１のコレクタは電流制御トラ
ンジスタＴＣのベースに接続されており、これによりパ
ストランジスタＴｐのベースから電流制御トランジスタ
ＴＣのエミッタおよびコレクタを経てアース端子Ｅに流
れる制御電流Ｉｃが第１および第２のトランジスタＴｌ
、Ｔ２のベースに与えられる実際値に応じて調整される
。なお、この制御電流路中にはレベルシフト素子として
ダイオード１８が挿入されているが、制御原理上は考慮
しなくてもよい。また、パストランジスタＴｐに基礎ベ
ース電流を与える定電流源として電界効果トランジスタ
７が公知の態様で図示のように接続されており、この実
施例ではそのゲートには基準電位としてアース電位が与
えられている。この定電流源からの供給電流は出力端子
Ｃに流れる負荷電流ＩＬが零であるときは、上述の制御
電流路を介してアースに流れるが、負荷電流があるとき
にはその負荷状況に応じた電流がパストランジスタＴｐ
のベース中エミッタ、負荷りを経てアースＥに流れる。

上述したような制御ループの動作は次のとおりでめる。

いま出力端子Ｃの電圧が規定値より若干上昇したとする
と、これに応じて抵抗１７．１８の相互接続点電位が上
昇し、第１のトランジスタＴ１のコレクタ電流１１がよ
り多くそのベースに吸い込まれるようになり、これに伴
ってそのエミッタ電流が一定になるように電流制御トラ
ンジスタのエミッタからベース電流がよシ多く吸い込ま
れるので、電流制御トランジスタＴＣは定電流源７から
の電流をより多く流すようになシ、従ってパストランジ
スタＴｐのベース電流はその分だけ減少してそのコレク
タ・エミッタ間電圧降下を増大させ、出力端子Ｃの出力
電圧を減少させる。出力端子Ｃの電圧が規定値より若干
低下した場合は、上述の動作方向が逆になって出力端子
電圧を上昇させるように制御回路が動作する。以上の動
作を結論的に見れば、電圧分割回路の抵抗１７．１８の
相互接続点電位が第１および第２のトランジスタＴＩ　
、Ｔ２ならびに第１および第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２が作シ
出すバンドギャップ・リファレンス電圧に等しくなるよ
うに制御系が働き、それに応じて出力端子Ｃの電圧が定
値に保たれる。

つぎに第１および第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２の役割シを第８
図を参照しながら説明する。同図は第２の実施例回路か
ら理解を容易にするよう要部のみを抽出したもので、前
述のカーレントミラートランジスタ１１．１２およびバ
ランス抵抗１８．１４からなる第１および第２のトラン
ジスタＴｌ　、Ｔ２の定電流供給回路は単純化された等
測高抵抗８，４として描かれ（１Ｂ） ており、またｗ１流制御ループの構成も省かれていて第
１および第２のトランジスタＴＩ　、Ｔ２のベースは第
１のトランジスタＴｌのコレクタ電位にあるものとして
示されている。まず、かかる等価回路においては、公知
の式から次式が成立することがわかる。

ただし、８１．８２はそれぞれ第１および第２のトラン
ジスタＴＩ　、Ｔ２のエミッタ面積（８２＞Ｓｉ）　、
Ｒ２は第２の抵抗Ｒ２のもつ抵抗値・ｖＴはボルツマン
定数をに、絶対温度をＴとして■Ｔ−に−Ｔで与えられ
る一址である。（１）式において、ｖＴは使用温度Ｔで
決まる定数と見なせるから、定電流源８．４から第１お
よび第２のトランジスタＴｌ　、Ｔ２に供給すべき電流
、すなわち制御回路の消費電流１１十Ｉ２は、第１およ
び第２のトランジスタＴＩ、Ｔ２のエミツタ面積比８１
／Ｓ２と、第２の抵抗Ｒ２の抵抗値とで決まることにな
る。いま、前述の説明のように例えばエミツタ面積比を
８１／８２　＝　１／２と選んだとし、第２の抵抗Ｒ２
の抵抗値を比較的低い抵抗値としてＲ２＝１．８にΩと
した（１４） とすると、１１＝Ｉ２＝１０μへすなわち制御回路部の
常時消費電流は２０μＡとなシ、前述の従来例の場合よ
り１桁以上小さくできることがわかる。

つぎに、この回路の温度依存性を補償するだめの条件に
ついて考える。この回路では上述の出力端子Ｃの笥１圧
を決定する第１のトランジスタのアースＥに対するベー
ス電位をＥＢとすると、これは電流１１＋Ｉ２が流れる
第１の抵抗Ｒ１中の電圧降下と第１のトランジスタＴＩ
のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥとを加えたものにほか
ならないから、ＢＢ＝ＶＢＥ　＋　（Ｉ　１＋Ｉ　２　
）・Ｒ１（２）で表わされ、前の（１）式を考慮すると
、Ｅ　Ｂ＝Ｖ　ｎ　ｇ　＋２　’　Ｂ　’　ｋ　＠Ｔ　
＠ｅ　ｎ　＋となる。従って、その温度依存性は上式を
Ｔで微分して、 となるから、温度依存性を完全に補償する条件はである
。さて、この種トランジスタのベース・エミッタ間電圧
は室温においてＶＢＥ＝０．７Ｖ程度であり、その温朋
依存性は、 （ＶＢＥ）＝　−２ｍＶ／　０Ｋ Ｔ 程度であるから、的の８２／５１＝２．　Ｒ２＝１．８
にΩの条件で（８）式を満足する第１の抵抗Ｒ１の抵抗
値はＲ，１＝８０にΩとなり、ちょうど集積回路内に作
り込める抵抗値に納まる。

以上が本発明によ多温度依存性を完全に補償しながら制
御回路の消費電流を大幅に圧縮できる原理であるが、こ
の実施例におけるように第１の抵抗Ｒ１に第１および第
２のトランジスタＴｌ、Ｔ２の合計電流が流れ、第２抵
抗Ｒ２に第２のトランジスタＴ２の電流が流れるように
常に回路を構成する必要は必ずしもない。回路構成が異
なれば、（８）式の温度依存性の補償条件は異なっては
くるが、第１および第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２に第１および
第２のトランジスタの電流が流れるように構成すれば、
同様にエミツタ面積比と回路定数を適宜選択することに
より温度依存性を補償することができる。また、第１お
よび第２のトランジスタＴＩ、Ｔ２に常に均等な電流を
供給する要がないことももちろんである。

つぎに、電流制御トランジスタＴＣの好ましい態様につ
いて説明する。第２図に帰って第１のトランジスタＴ１
には電流制御トランジスタＴＣのベース電流が流入する
から、このベース電流値が余り大きいと前述の（２）式
の１１にこのベース電流を加える要があり、（８）式の
条件が変わってくることになり、かつ出力端子を流れる
負荷電流ＩＬの大小によってこの条件が左右されること
になる。従って電流制御トランジスタのベース電流が小
、すなわちその増幅率が犬であることが望ましいことが
わかる。

さらに精密にいえば、定電流源７も高抵抗性とはいえ有
限の抵抗値をもつから、電源端子Ｂの電圧が非常に高く
なるとその定電流値が増加することは避けられず、これ
に応じて電流制御トランジスタのベース電流もその増幅
率に応じて若干増加するから、やはシ前の（８）式の条
件から少し狂って来ることになる。このように電源電圧
への依存性を少なくする上でも、電流制御トランジスタ
ＴＣの増幅率は大であることが望ましい。第４図は電流
側（１７） 御トランジスタＴＣをダーリントン方式の２段複合構成
にして増幅率を増加させた態様を例示するもので、同図
（ａ）は２段のトランジスタＴＣＩ、ＴＣ２のコレクタ
を共通接続した例を、同図（ｂ）は２段のトランジスタ
ＴＣ８、Ｔｅ３を完全縦続接続した例を示す。

この複合化トランジスタの集積回路化にあたっては、第
４図（、）の例ではＴＣＩを横形ｐｎｐ）ランジスタに
、　Ｔｅ３を横形ｎｐｎ　）ランジスタとするのがよく
、第４図（ｂ）の例ではＴｅ３．Ｔｅ３の双方を縦形の
ｐｎｐトランジスタとするのがよい。

複合化トランジスタの効果を数値的に説明するとつぎの
とおシである。定電流源７の供給定電流値を５０μＮと
し、出力端子Ｃに負荷電流ＩＬが流れないときを考える
と、この定電流値はすべて電流制御トランジスタＴＣ’
に流れるから、その増幅率を仮に１０程度に低いものと
仮定すると、そのベース電流は４．５μ八へ度となシ、
これが前述の１１＝１０μＡに加わって１４．５μ人に
増加させて（８）式の条件を大きく狂わせる。もちろん
、この時に（８）式が成立するように回路定数を選ぶこ
とはできるが、これでは出力端（１８） 子Ｃに大きな負荷電流が流れたときには、定電流源７か
らの５０μＮの供給定電流は大力パストランジスタＴｐ
のベース電流として流れることになるので、再び（８）
式の条件が狂ってしまう。電源電圧への依存性について
も同様であって、定電流源７がＩＭＯ程度の等測高イン
ピーダンスを有するとして、電源端子Ｂの′電圧が５Ｖ
のとき、電源制御トランジスタＴＣのベース電流が４μ
八へ度に納まっていたとしても、なんらかの原因で電源
電圧がかりに２０Ｖにまで上がったとすると、ベース電
流は７μＮ程度になって、第１の抵抗Ｒ１の電圧降下が
これに応じて増加して（８）式からの外れが大きくなる
。しかし、電流制御トランジスタの増幅率が１００ある
とすると、前述のベース電流は０．４μＡ程度となって
、（８）式の条件はほとんど影４１１１を受けない。第
４図（ｂ）のように高増幅率接続すると、この桃縦形ｐ
ｎｐ　トランジスタは各段が５０程度の増幅率をもつか
ら、総合増幅率は２５００程度にまで上が９、定電流源
７からの供給電流が５０μＡであっても、電流制御トラ
ンジスタＴＣのベース電流は２０ｎＡですみ、（８）式
の条件が狂う心配は皆無となる。

つぎにレベルシフト素子としてのダイオード１８の役割
りについて説明する。これは電流制御トランジスタＴＣ
のベース電位を回路の動作上必要な値に置くためのもの
でろって、この雷、位をＥＣとすると容易にわかるよう
に前述の第１のトランジスタのベース電位ＥＢよりは高
く、カーレントミラートランジスタ１１．１２のベース
電流よりは低いことが必要である。これを式で表わすと
、 ＥＢ＜ＥＣ＜ＶＯ−Ｒ１８・ＩＩＢ である。ただし、■０は出力端子Ｃの電圧、Ｒ１８はバ
ランス抵抗１８の抵抗値、工１８はカーレントミラート
ランジスタ１１のエミッタ電流（中Ｉｔ）である。

ダイオード１８はその順方向電圧降下により、パストラ
ンジスタＴｐのベース電位（実用上はぼｖＯに等しい）
に対して電流制御トランジスタＴＣのベース電位を上式
を満足するように定める。もちろん、このトランジスタ
ＴＣのベース電位を定める手段としては、ダイオード１
８を制御電流路に直列挿入する以外に種々の公知の手段
をとることができる。

なお、第４図（ｂ）に示すような複合化トランジスタ構
造を用いた場合には、このレベルシフト素子を用いる必
要は実際上なくなる。すなわち、このような縦続接続ト
ランジスタでは同図（ａ）の例と異なり、その初段のト
ランジスタＴＣ８のベースとパストランジスタＴｐのベ
ースに接続される２段目のトランジスタＴＣ４のエミッ
タとの間には、２段のベース・エミッタ間電圧が介在し
ており、１段あたり約０．６■のベース嗜エミッタ間電
圧として計１．２ｖの電位差が生じ、ちょうど上式の制
限条件内に初段トランジスタＴＣ８のベース電位が定ま
るからである。これを別の観点から見ると２段目のトラ
ンジスタテＣ４ノヘース・エミッタ間がレベルシフトダ
イオード１８の役目を果していることになり、この意味
で２段目のトランジスタＴＣ４は電流増幅率を増大させ
る役目とレベルシフト素子としての二重の役目を果して
いるわけである。

前述のように電流制御トランジスタＴＣの増幅率を高く
することが望ましいが、反面そのベース電流が僅少にな
ると回路の動作安定性が低くなリノ（２１） イズ等の影響を受けやすくなる。しかし、この点は第２
図に示すように電流制御トランジスタＴＣのベースに小
容量のコンデンサ１６を付することによシ比較的簡単に
改善をすることができる。この安定化用コンデンサ１６
はもちろん回路の動特性を改善するためのものでおって
、前述のような回路の静的な制御性能になんらの悪影響
をも及ぼすものではない。

以上説明したような本発明回路においては、バンドギャ
ップリファレンス回路の消費電流が従来技術によるよシ
も本質的に少ない。にＩ述の実施例に挙げた数値から見
てもわかるように、この回路部分に要する消費電流は２
０／’Ａ程度ですむ。これに比べて定電流源７が供給す
る電流は５０μＡ程度であり、かなフ多いように思える
かも知れないが、この供給定電流が純な消費電流になる
のは負荷電流が零である場合のみであって、通常の負荷
電流条件ではこの大部分は負荷への供給電流の一部とし
て有効に使用される。また、この無負荷状態での消費電
流を軽減するためには、適当な公知のスイ（２２） ッチ手段を用いれば実質上塔にすることも可能である。

さらには、電源電圧の実際値を検出するための電圧分割
回路に若干の消費電流が必要であるが、抵抗値を高く選
ぶことによシ減少させることができ、またダイオード分
割ないしはダイオードと抵抗とを併用した分割方式をと
ることによりさらに減少させることができる。本発明回
路を採用した８■給宵の集積化された定電圧回路例にお
いては、電圧分割用に製作容易なシート抵抗を用いた拡
散抵抗を採用した場合でかつ負荷が零の最悪の条件下で
も、消費電流はほぼ１００μ八程度でるる。

〔発明の効果〕

以上の説明かられかるとおり、本発明によれば出力端子
の電圧変動率が少ない電流制御方式の利点と出力電圧の
温度依存性を理論上平とすることができるバンドキャッ
プ・リファレンス方式の利点とを守りながら、制御回路
に必要な消費電流を従来回路に較べて数分の−に減少さ
せることが可能になる。また、本発明回路を集積化する
に当っては、トランジスタなどの機能回路素子や抵抗類
もむりなく容易に製作することができる。とくに抵抗と
しては原理上高抵抗値のものを用いる必要がないので、
製作上再現性のよいシート抵抗を有する拡散抵抗を採用
することができ、抵抗値のばらつきを少なくできかつそ
のチップ中に占める面積を大きくとる必要がないＯ製作
上抵抗値の比を厳密に制御すべき抵抗対、例えば第１お
よび第２の抵抗、カーレントミラー回路に付属の抵抗対
。

さらには抵抗分割を採用した場合の電圧分割用抵抗対は
、回路図から見て容易にわかるようにすべて互いに近接
したチップ内の位置に配置をすることができるので、高
い抵抗比精度で作り込むことができ、生産管理上の大き
な利益が得られる。さらには、これらの抵抗対の機能の
異なるものは相互に離して配置しても、回路性能に影響
を与えな〆硲、回路素子のチップ内配置に当って大きな
自由間が許される利便もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術による定電圧回路例を示す回路図、第
２図は本発明による定電圧回路の実施例を示す回路図、
第８図は第１および第２の抵抗の役目を説明するための
第２図の実施例回路内の要部を抽出した要部回路図、第
４図は本発明回路内の電流制御トランジスタの好ましい
態様を示す該トランジスタの構成回路図である。図にお
いて、１１．１２　：出力端子電圧の実際値を作る電圧
分割回路の分割抵抗、Ｂ；電源端子、Ｃ：出力端子、Ｅ
：アース端子、′ＦＬ１：第１の抵抗、Ｒ２：第２の抵
抗、Ｔ１；第１のトランジスタ、Ｔ２；第２のトランジ
スタ、ＴＣＳ　’直流制御トランジスタ、Ｔｅ１〜’Ｉ
’Ｃ２Ｓ複合化された電流制御トランジスタを構成する
各段のトランジスタ、’ｒｐ　：パストランジスタ、で
あるＯｌｎｃ） 特開昭ＧＯ−１９１３１９（８） （Ｇ）　（ｂ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）出力電圧の実際値に基づき電流制御されるパストラ
   ンジスタによ如電源端子から出力端子に至る主回路中の
   電圧降下を調整して出力端子電圧を定値に保つとともに
   、バンドギャップ電圧を利用して出力端子電圧の温度依
   存性を補償するようにしたものにおいて、バンドギャッ
   プ電圧発生用の第１および第２のトランジスタのベース
   に出力端子電圧の実際値を表わす実際値電圧信号を与え
   るとともに該第１および第２のトランジスタのエミッタ
   電流を受容する第１および第２の抵抗を設けて該両抵抗
   の抵抗値を出力端子電圧の温度依存性を補償するように
   選定し、該第１および第２のトランジスタの内の一方に
   よりパストランジスタのベース電流を制御する電流制御
   トランジスタを制御するようにしたことを特徴とする定
   電圧回路。 ２、特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、第１の
   抵抗が第１および第２のトランジスタのエミッタ電流を
   受容し、第２の抵抗が第２のトランジスタのエミッタ電
   流を受容するようにしたことを％徴とする定電圧回路。 ８）特許請求の範囲第２項記載のものにおいて、第１の
   トランジスタが電流制御トランジスタを制御することを
   特徴とする定電圧回路。 ４）特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、第１お
   よび第２のトランジスタが互いに異なるエミッタ面積を
   有することを特徴とする定電圧回路。 ５）特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、電流制
   御トランジスタが複合化トランジスタとして構成された
   ことを特徴とする定電圧回路。 ６）特許請求の範囲第５項記載のものにおいて、電流制
   御トランジスタがコレクタを共通接続された複合化トラ
   ンジスタであることを特徴とする定電圧回路。 ？）％許請求の範囲第５項記載のものにおいて、電流制
   御トランジスタがエミッタベース間電圧が相加するよう
   複数個のトランジスタを縦列接続した複合化トランジス
   タであり、該電流制御トランジスタのベース電位がその
   エミッタ回路に挿入されたレベルシフト素子により調整
   逼れることを特徴とする定電圧回路。 ８）　＊許請求の範囲第７項記載のものにおいて、レベ
   ルシフト素子がダイオードであることを特徴とする定電
   圧回路。 ９）特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、第１お
   よび第２のトランジスタがカーレントミラー回路を構成
   する第８および第４のトランジスタにより互いに均等な
   電流をそれぞれ給電されることを特徴とする定電圧回路
   。 １０）特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、電流
   制御トランジスタがそのベースに接続されたコンデンサ
   にエリ動作を安定化されることを％徴とする定電圧回路
   。 １１）特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、パス
   トランジスタがｎｐｎ　トランジスタでめり、電流制御
   トランジスタがｐｎｐ　トランジスタであり、第１およ
   び第２のトランジスタがそれぞれｎｐｎ　）ランジスタ
   であることを特徴とする定電圧回路。 １２、特許請求の範囲第１１項記載のものにおいて、ト
   ランジスタならびに第１および第２の抵抗が１チツグ内
   に集積化されることを％徴とする定電圧回路。