JPS60190185A

JPS60190185A - Ｐｗｍインバ−タの制御方法

Info

Publication number: JPS60190185A
Application number: JP59046352A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Nagase; 博長瀬; Nobuyoshi Muto; 信義武藤; Juichi Ninomiya; 寿一二宮; Yuji Yamazawa; 山沢　雄二
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-03-10
Filing date: 1984-03-10
Publication date: 1985-09-27

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明はＰＷＭインバータの制御方法に関する。

〔発明の背景〕

ＰＷＭインバータは誘導電動機や同期電動機などの交流
電動機を駆動するのに用いられる６ＰすＨインバータの
真弧制御を行うための電圧指令信号は電流指令信号とイ
ンバータの出力電流を検出した電流検出信号を比較して
得ている。ＰＷＭインバータで交流電動機を駆動する場
合、電圧指令信号は交流電動機の速度指令信号と速度検
出信号の偏差に比例して振幅の変化する正弦波信号とし
て得ている。

ところで、ＰＷＭインバータで交流電動機を駆動すると
、電動機から磁気音（騒音）が発生する。

磁気音が発生する理由はインバータの出力電流に高調波
成分が含まれているためである。騒音は交流電動機の電
流制御系の応答を高くすると大きくなり、特に電動機の
低速運転時のように機械音のレベルが低いときに不快感
を与える。

一方、交流電動機の設置場所も高騒音の場所のみでなく
低騒音の場所にも設置されるようになってきている。ま
た、交流電動機を高騒音の場所に設置する場合でも、不
快感を与える騒音は作業環境の点からも好ましいことで
ない。このため。

ＰＷＭインバータで駆動される交流電動機の発生する騒
音を低減することが強く要望されている。

従来、ＰＷＭインバータで誘導電動機を駆動する際に騒
音を低減する方法として、１次電流の励磁電流成分を軽
負荷になると小さくして電動機磁束を変化する方法が提
案されている。しかしながら、この方法は無負荷時や軽
負荷時の騒音低減は可能であるが、定格負荷時において
は磁束が定格値となるため騒音を低減できないという欠
点を有する。さらに、永久磁石界磁の同期電動機に対し
てこの方法を適用するのは困難である。

〔本発明の目的〕

本発明は上記点に対処して成されたもので、その目的と
するところは負荷状態に拘らず騒音を低減でき、かつ電
流制御を高応答で行えるＰＷＭインバータの制御方法を
提供することにある７〔発明の概要〕本発明の特徴とするところは電流指令信号と電力変換器
の出力電流を検出した電流検出信号を比較し、電流偏差
に応じて正弦波電圧指令信号を得る際に、電圧指令信号
にリミッタを掛けると共に搬送波の振幅を、変化させる
ようにし、リミッタ値と搬送波振幅の両者を交流電動機
の運転周波数に応じて変えるようにしたことにある。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図において交流電動機２はＰＷＭインバータ１によ
り駆動される。ＰＷＭインバータ１はゲートターンオフ
サイリスタやトランジスタなどのスイッチング素子をグ
レーツ結線し、各スイッチング素子にフライホイールダ
イオードを逆並列接続した構成になっている。ＰＷＭイ
ンバータ１の出力電流ｉは電流検出器１５により検出さ
れる。

交流電動機２には速度検出器３が機械的に直結されてい
る。速度指令回路１１の速度指令信号Ｎ′と速度検出器
３の速度検出信号Ｎは加算器１２において図示の極性で
加算され、その偏差ＡＮが速度制御回路１３に入力され
る。速度制御回路１３は速度偏差ｌＨに比例して電動機
２の入力電流の大きさを指令する電流制御信号（直流信
号）　Ｉｌ＝を出力する。電流制御信号■８は電流指令
回路１４に尋かれる。電流指令回路１４は電流制御信号
Ｉ”を入力し、後述するようにして電流指令信号（正弦
波信号）　ｉＩＩを発生する。電流指令回路１４は電動
機２が３相の場合には１２０’位相差の３個の電流指令
信号を発生するが、説明を簡単にするため１個の電流指
令信号のみを示しである。

電流指令信号ｉ１１　と電流検出器で検出した電流検出
信号ｉは加算器１６において図示の極性で加算される。

電流制御回路１７は電流偏差を入力し。

電流偏差Ａｉに応じた振幅の正弦波電圧指令信号Ｖａ’
を出力する。リミッタ値設定回路２８は速度検出信号Ｎ
を入力し、第３図に示すように低速域で回転速度に比例
するリミッタ値設定信号Ｖ＆″を発生する。リミッタ回
路２９はリミッタ値設定信号ｖＬ＊に応じて電圧指令信
号ｖａ′の正負の振幅最大値を制限する。電流制御回路
１７とリミッタ回路２９の詳細については後述する。一
方２発振器１８は三角波信号を発生する。振幅設定回路
４１は速度検出信号Ｎを入力し、第４図に示すように。

回転速度が低くなるにともないその信号が大きくなるよ
うな振幅設定信号ｇｚ”を発生する。掛算器４２は振幅
設定信号ｇ１″と三角波信号とを掛算し。

振幅設定信号ｇ工′に応じて三角波信号の大きさを変え
る。掛算器４２の出力信号は搬送波Ｔとなり加算器１９
に入力される。加算器１９は電圧指令信号（変調波）ｖ
、”と搬送波Ｔを図示の極性で入力し加算する。パルス
発生回路２０は加算器１９の出力信号の極性に基づきイ
ンバータ１を構成するスイッチング素子をオン、オフす
るパルス幅変調パルス（ＰＷＭパルス）を発生する。

なお、第１図において電流検出器１５．加算器１６、電
流制御回路１７．加算器１９およびパルス発生回路２０
はインバータ１の相数に応じて設ける必要があるが２図
示を簡単にするため１相分のみを示しである。

第２図に電流制御回路１７（加算器１６を含む）、およ
びリミッタ回路２９の詳細回路図を示す。

第２図において電流指令信号１”ｌと電流検出信号ｉは
入力抵抗Ｒ，，Ｒ２を介して突き合わされ。

その偏差Δｉが演算増幅器１０６の負極性久方端子（−
）に入力される。演算増幅器１０６の正極性入力端子（
＋）は接地抵抗Ｒ１を介して接地され、また、負極性入
力端子（−）と出力端子の間にコンデンサＣと帰還抵抗
Ｒ４の直列回路が接続されている。演算増幅器１０６．
抵抗Ｒ□〜Ｒ４およびコンデンサＣによって加算器１６
と電流制御回路１７を構成する。演算増幅器１０７はそ
の負極性入力端子（−）に入力抵抗Ｒ１ｏを介して、リ
ミッタ値設定信号ｖｔ＊が入力され、また正極性入力端
子は接地抵抗Ｒｇ　を介して接地されている。

演算増幅器１０７の負極性入力端子（−）と出力端子の
間に帰還抵抗Ｒ工、が接続され、また２両演算増幅器１
０６，１０７の出力端子間は分圧抵抗。

Ｒ７，Ｒ，を介して接続されている。演算増幅器１０６
の出力端子と演算増幅器１０７の負極性入力端子（−）
の間は分圧抵抗Ｒ，，ＲＧおよびＲ１゜を介して接続さ
れている。抵抗Ｒ５とＲ８の接続点はダイオードＤ□の
カソードに接続され、ダイオードＤ□のアノードは増幅
器１０６の負極性入力端子（−）に接続される。また、
ダイオードＤ２のアノードは抵抗Ｒ７とＲ８の接続点に
接続され。

またカソード増幅器１０６の負極端子（−）に接続され
る。演算増幅器１０７．抵抗Ｒ５〜Ｒ１ｏおよびダイオ
ードＤ１．Ｄ２によってリミッタ回路２９を構成する。

次にその動作を説明する。

速度制御回路１３は速度偏差ＩＮに応じて交流電動機２
の入力電流（有効分電流）ｉの大きさを指令する電流検
出信号工８を出力する。

まず、交流電動機２が同期電動機の場合には次式により
電流指令信号ｉ＊をめる。

ｉ　＊＝　Ｉ　”ｓｉｎｗ　ｔ　・＝　（］）（１）式
のｓｉｎｗｔは正弦波位相基準信号であり。

この正弦波位相基準信号は良く知られているように交流
電動機２の軸端に取付けられる位置検出器（図示せず）
あるいは電動機２の端子電圧から得られる。

交流電動機２が誘導電動機で、１次電流のトルク電流成
分（有効分電流）と励磁電流成分を別個に制御する。い
わゆるベクトル制御を行う場合には次式により電流指令
信号ｉ”Ｉ　をめる。

ｉ　’　＝　１．Ｘｃｏｓｗｔ＋Ｌ”ｓｉｎｗｔ　＝　
Ｉ’ｓｕｎ　（ｗｔ＋　０　）　−（２）ここで。

である。

（２）式において、■、＊はトルク電流成分で速度制御
回路１３の出力信号工８に相当する。また工２は誘導電
動機の励磁電流成分に相当し、一般には一定値である。

またｓｉｎｗｔ、　ｃｏｓｗｔは２相の正弦波位相基準
信号で２周知のように誘導電動機の磁束位相に対応する
。

電流指令回路１４は以上のようにして電流指令信号１８
を発生する。

電流制御回路１７は電流指令信号１１＋と電流検出信号
ｉの偏差Δ１に比例した振幅の電圧指令信号ｖｃ″を出
力し、加算器１９に加える。電圧指令信号Ｖ♂の振幅最
大値はリミッタ回路２９によって制限される。その詳細
動作を第２図に基づき説明する。

演算増幅器１０６は電流指令信号ｉ″と電流検出信号ｉ
の偏差Δｉを増幅する偏差増幅器としての機能を果す。

今、入力抵抗Ｒ２とＲ３の抵抗値を等しく選定し、信号
ｉｌｌとｉを逆極性にすると。

演算増幅器１０６の出力°である電圧指令信号Ｖ。Ｘは
次式で与えられる。

ここで、　Ｔ１＝Ｒ，Ｃ，Ｔ２＝Ｒ，Ｃ（４）式から明
らかなように、電流制御回路１７は比例積分動作を行う
。

電流制御回路１７の発生する電圧指令信号Ｖ♂はその振
幅値をリミッタ回路２９により次のように制限される。

演算増幅器１０７は入力抵抗Ｒ１゜と帰還抵抗Ｒ１１の
値を等しく選定すると、リミッタ値設定回路Ｖｔ”の極
性を反転した信号−Ｖ♂を出力する。分圧抵抗Ｒ５〜Ｒ
，ｌの抵抗値を等しく選定すると、演算増幅器１０６の
出力信号Ｖ♂はリミッタ値±Ｖ♂の範囲内に制限される
。演算増幅器１０６の出力信号ｖ０８がリミッタ値十ｖ
１１ｘより大きくなるとダイオードＤ２が導通する。し
だがつて、信号Ｖ。″はリミッタ値ｖＬ＊に保たれる。

また、信号■。＊が負極性となりその絶対値１ｖ♂１が
リミッタ値ｖｔ”より大きくなると、ダイオードＤ、が
導通ずるため信号ｖ０′はリミッタ値−ｖＬｚに保たれ
る。このようにして電流制御回路１７の出力信号■。′
はリミッタ回路２９により制限される。したがって、リ
ミッタ値設定信号Ｖａ”の値を任意に選ぶことにより、
電圧指令信号Ｖ♂の最大値（絶対値）を自由に変えられ
ることになる。

第１図に戻り、リミッタ値設定回路２８は速度検出信号
Ｎを入力し、第３図に示すように回転速度Ｎに比例する
リミッタ値設定信号Ｖｔ＊を出力する。したがって、電
流制御回路１７の出力する電圧指令４３号ｖｃ″の振幅
は、電動機２の回転速度が高くなるのに伴い大きくなる
。このようにして電流制御回路１７から得られる電圧指
令信号ｖ０′は変調波として加算器１９へ加えられる。

振幅設定回路４１は第４図（ａ）に示すように回転速度
Ｎが大きくなると小さくなる振幅設定信号ｇげを出力す
る。搬送波Ｔと振幅設定信号ｇ１”は掛算器４２で掛算
され、加算器１９に入力される。

加算器１９に入力される搬送波Ｔの振幅、すなわち三角
波の振幅値は速度の増加とともに小さくなる。電流制御
回路１７の電圧指令信号Ｖ。１の振幅値をＶ”　ｌ掛算
器４２の出力信号である搬送波Ｔ（三角波）の振幅値を
Ａとすると、ＰＷＭインバータ１からの出力電圧の大き
さ■は（５）式のようになり。

８ ■α＝−・・・（５）電圧指令信号Ｖ。″の振幅値ｖ８に比例し、搬送波Ｔの
振幅値Ａに反比例する。電圧Ｖは回転速度に比例して大
きくなるので、加算器１９に入力する搬送波Ｔの振幅値
Ａを速度Ｎの増加に従って小さくすると、電圧指令信号
Ｖ♂の振幅値Ｖ＊の変化を小さくすることができる。

第１図に戻り、加算器１９は掛算器４２の発生する三角
波イ目号Ｔを入力し、変調波■。′と搬送波Ｔの関係が
Ｖ。″＞Ｔの期間に正極性の信号を出し。

逆にＶ♂くＴの期間に負極性の信号を出力する。

パルス発生回路２０は加算器１９の出力信号が正極性の
期間に、′１′　レベルとなり、負極性の期間に１０′
　レベルとなるＰＷＭパルスを発生する。

このＰＷＭパルスでインバータ１のスイッチング素子を
オン、オフ制御することにより、インバータ］−の出力
電流ｌは電圧指令信号士８に追従するように制御される
。このような動作は他の相についてもインバータ１が３
相であれば１２０度位相差をもって同様に行われる。そ
の結果、交流電動機２は速度制御回路１２が発生する電
流制御信号エフに比例した大きさの電流が供給され、速
度指令信号Ｎ１１に比例する速度で回転する。

以上のようにしてＰＷＭインバータ１の制御を行うので
あるが、リミッタ値設定信号Ｖｔ”を交流電動機２の回
転速度Ｎに比例して大きくするとともに、搬送波Ｔの波
高値Ａを回転速度Ｎの増加に応じて小さくする。このよ
うにすると、電圧指令信号Ｖ♂のリップル分による無駄
なスイッチング回数が低減できる。このことを第５図を
参照して説明する。

第５図はＰＷＭインバータ１に加えられるＰＩｔ１Ｍパ
ルスが本発明の適用によってどのように異なるかを示す
波形図である。

第５図（ａ）はリミッタがなく、搬送波Ｔの波高値Ａが
一定のときの搬送波Ｔと電圧指令信号Ｖ。′の関係と、
このときパルス発生回路２０から得られるＰＷＭパルス
を示す。なお、同図（ａ）に破線で示す波形は信号Ｖ♂
の基本渡分Ｖを示す。また。

第５図（ｂ）はリミッタがあり、波高値Ａが変えら九る
ときの搬送波Ｔと電圧指令信号Ｖ。″の関係。

およびこのとき得られるＰＷＭパルスを示す。

さて、パルス発生回路２０の発生するＰＷＭパルスはＰ
ＷＭインバータ１の出力電圧（実効値）に関係する。第
５図（ｂ）に一点鎖線で示すリミッタ値Ｖｌ”で演算増
幅器１０６の出力を制限し２ｍ送波Ｔの波高値を変える
と２図かられかるように電圧指令信号Ｖ。″に含まれる
リップル分の振幅が小さくなり、信号ｖ０′の最大値は
その基本波成分Ｖの波高値と大差ないようになる。この
ため。

ＰＷＭパルスは第５図（ｂ）のようになり、同図（ａ）
と比較して斜線を施したＰＷＭパルスだけスイッチング
回数を減らすことができる。

リミッタ値±Ｖ♂はリミッタ値設定回路２８から与えら
れる。第５図に点線で示すＰＷＭインバータ１の出力電
圧基本枝分Ｖは速度に比例して大きくなる。リミッタ値
設定回路２８は第３図に示すように回転速度Ｎに比例す
るリミッタ値設定信号ｖＩを出力する。なお、ＰＷＭイ
ンバータ１の出力電圧の基本枝分Ｖが大きな高速域では
電圧が十分に得られるように、リミッタ値Ｖ♂が三角波
Ｔの振幅値Ａよりわずかに大きくなるように設定してい
る。また。リミッタ値設定回路２８は回転速度Ｎを入力
信号としているが、インバータ１の出力電圧の基本枝分
の周波数を入力信号としても等価である。

一方、第４図（ａ）に示す振幅値設定回路４１の特性は
低速度域に・おいて掛算器４２が飽和するときには同図
（ａ）に破線で示すように低速度域で一定にしてもよい
。また、振幅値設定回路４１の特性は同図（ｂ）に示す
ように双曲線状にしてもよい。

このように、電圧指令信号Ｖ、、＊にリミッタを掛け、
搬送波Ｔの振幅を変えることによって、交流電動機２の
誘起電圧が小さく、入力電圧のリップル分の割合が大き
い低速運転時にインバータ１のスイッチング回数を少な
くしている。したがって。

低速運転時に交流電動機２に流れる高調波電流が少なく
できるので騒音を低減できる。

この理由は次のように説明できる。もし、搬送波Ｔの振
幅制御だけで低騒音化を実現しようとすると、搬送波Ｔ
の振幅はＰＷＭ制御を行うために十分に小さくできない
ので、電圧指令信号Ｖ。＊のリップル分は十分に小さく
ならない。一方、電圧指令信号ｖｃ″のリミッタは信号
ｖｃ″の基本枝分Ｖに最大値（最小値）近辺の信号■♂
のリップル除去には効果があるが、基本枝分Ｖが零に近
いところでは前記リップルは十分に除去できない。しか
しながら、これら二つの制御を併用すると、リップル分
がそれらを単独で用いる場合よりも小さくなり、その結
果、インバータ１のスイッチング回数が少なくなって交
流電動機２に流れる高調波電流が少なくなる。

以上のように本発明はＰＷＭインバータの出力電圧を指
令する電圧指令信号のリップル分の振幅を小さくするの
で、ＰＷＭインバータが無駄なスイッチングをすること
がなく、特に低速運転時に騒音を低減できる。

なお、交流電動機の回転速度、すなわち誘起電圧の大き
さにほぼ比例して電圧指令信号（変調波）のリミッタ値
と、搬送波の振幅を変えているので。

交流電動機を含む電流制御系の応答を良好に保つことが
できる。また、交流電動機の高速運転時にはリミッタが
作用せず、搬送波の振幅変化も小さいので、騒音＜ｍ気
者）は大きくなる可能性がある。しかし、高速度域では
運転機械音が大きくなるのでｆｆｌ磁音は相対的に問題
にならなくなる。

第６図、第７図に第１図に示す実施例における実験結果
を示す。

第６図は本発明者達が実測した電流指令信号１８一定時
における電圧指令信号Ｖ。″のリップル分の大きさと騒
音の関係を示す特性図である。第６図から明らかなよう
に、騒音はリップル分が小さい程低レベルになる。

第７図に回転速度と騒音の実測特性図を示す。

第７図の一点鎖線で示す特性ａはリミッタを設けず、搬
送波Ｔの振幅が一定の場合、実線すは電流制御回路１７
のゲインだけを回転速度Ｎに比例して変えた場合、二点
鎖線Ｃは本発明の特性で。

第１図の実施例によるものを示す。この特性から明らか
なように９本発明によれば全速度範囲にわたり全体的に
騒音レベルが低下し、特に低速回転時には従来のものと
比較して、騒音レベルを著しく低減できることが分る。

さらに、第１図の実施例においては、掛算器４２を設け
て搬送波Ｔの振幅を変えたが２発振器１８の内部で直接
変えるようにすることもできる。

第８図はその一例を示す。発振器５１は一定周期のパル
ス信号を出力する。それは、たとえば水晶発振器と分局
器とで構成される。発振器５１の出力はカウンタ５２に
入力される。カウンタ５２は発振器５１の出力パルスを
計数し、その数値に応じた信号を出力し、それをメモリ
５３に入力する。カウンタ５２は、定められたビット数
（たとえば８ビツトではＯ〜２５７を搬送波の一周期０
〜３６０°に対応させる）を越えて計数する場合には、
オーバーフローさせて計数すれば良い。メモリ５３はそ
の入力信号に応じて、三角波信号が得られるディジタル
信号を出力するもので、ＲＯＭが用いられる。メモリ５
３の出力はＤ／Ａコンバータ５４に入力される。Ｄ／Ａ
コンバータ５４はメモリ５３からのディジタル信号をア
ナログに変えるもので、このとき、アナログ信号の大き
さ。

すなわち三角波の波高値はＤ／Ａコンバータ５４に入力
されるリファレンス信号に応じて決定される。リファレ
ンス信号として、振幅値設定回路４１からの振幅設定（
目号ｇｘ＊を用いると、Ｄ／Ａコンバータ５４の出力信
号の大きさはｇｘ″によって決定される。このようにし
て、Ｄ／Ａコンバータ５４から得られた信号を搬送波Ｔ
として加算器１９に入力する。

このようにして搬送波Ｔを得ると一筆１＠の場合より構
成が簡単になる。一方、特性的には第１図の場合と変化
はない。

尚、上記の実施Ｊ１では電動機２の磁束がほぼ一定で、
回転速度Ｎに比例してその誘起電圧の大きさが変わる場
合について述べた。これとは別に、定出力制御や高効率
制御の目的のために、磁束を変える場合がある。この場
合、リミッタ値設定回路２８と振幅値設定回路４１の入
力信号は回転速度Ｎとするのではなく、誘起電圧の大き
さを検出または演算し、この信号をリミッタ値設定回路
２８と振幅設定回路４１の入力信号としても良い。

なぜならば、先の実施例のように搬送波の振幅やリミッ
タ値を制御するのは、誘起電圧の大きさが回転速度に比
例して変わるからであり、もし、そうでない場合、（磁
束制御を行う場合）には誘起電圧の大きさに応じて変え
るべきだからである。

誘起電圧の大きさは次のようにしてめられる。

ＰＷＭインバータ１の出力電圧を検出し、その高調渡分
を除去した後、全波整流等をすれば誘起電圧の大きさが
検出できる。また、磁束指令信号と回転速度を掛けあわ
せても検出できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば電圧指令信号Ｖ。

″のリミッタ値と搬送波の振幅を速度に応じて変えるの
で、電圧指令信号ｖ０′に含まれるリップル分を著しく
小さくすることができる。その結果として、交流電動機
の発生する騒音を負荷状態に拘らず広い速度範囲で低減
できる。特に低速回転時に発生する騒音を著しく低減で
きる。さらに、電流制御の応答性を良くできるので、全
速度範囲で高応答の速度制御ができる。

また、上述の実施例はアナログ構成のものを示したが、
マイクロプロセッサなどを用いてディジタル制御する場
合にも本発明を採用できるのは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図に示す部品の詳細構成図、第３図、第４図は第１図に
示す部品の特性図、第５図〜第７図は第１図の実施例の
動作特性図、第８図は第１図とは異なる他の構成例を示
す。〈符号の説明〉１・・・ＰＷＭインバータ、２・・・交流電動機、１７
・・・電流制御回路、１８・・・発振器、２８・・・リ
ミッタ値設定回路、４１・・・振幅値設定回路。才２１目俟：ゑ２ｇ金１日給ノ／を月　／り（／１）第３１元１１転、Ｌ夜〃→ ｔり１邑畝ノ１財べ庄及Ｉ　− 才４１目　（ｂ））４虫遁支Ｎ− オ、４−ノ＠（ａ）寸、ｆ−＋１（ｂλ −１・乙　）、：１゜ｉ　７　＋’ｉ２Ｉ”ｉｌ、ｆノζノ（１：、及　ｌ　９−１”　ｊ゛　
ル１手続補正書（方式）％式％Ｈ許庁長官若杉和夫　ｈ１ツ小作の表示昭和５９年ＫｉＱ願第　４６３５２　−υ発明の名相、ＰＷＭインバータの制御方法補正をする者 ’Ｉｊｆ１．！：のｌＲ］ｆ！　ｆ寺許出１ｑｆｊ人と
、旧５１０１株式会社　日　Ｒ’Ｒｆｌ−’　ｉ’Ｊｉ
代　理　人

Claims

【特許請求の範囲】

１、交流電動機を駆動するものであって、電流指令信号
と電流検出信号の偏差に応じて得た電圧指令信号を変調
波とし、この変調波と搬送波を比較して得られるパルス
幅変調パルスによって制御されるＰＷＭインバータにお
いて、前記電流指令信号と電流検出信号の偏差から電圧
指令信号を得る際のリミッタ値を交流電動機の回転速度
に比例して変化させると共に、前記搬送波の振幅値を前
記交流電動機の回転速度に反比例して変化させて行うこ
とを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法。