JPS60169915A - 直流電圧調整器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は、負荷と直流に接続される直流電圧調整器（Ｓ
ｅｒｉｅｓＶｏｌｔａｇｅ　Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）に関
する。

（発明の技術的背景とその問題点） 従来用いられる直流電圧調整器は第１図に示されるよう
に構成され、負荷に安定した直流電圧を供給するような
されている。この直流電圧調整器から公称出力電圧を得
るために、その入力電圧は一定の臨界値以上に維持され
ねばならない。もし入力電圧が上記臨界値以下に降下す
ると、差動増幅器は調整用トランジスタを飽和状態に駆
動する。この場合、調整用トランジスタＴに生じる低い
コレクターエミッタ飽和抵抗のだめに妨害電圧、例えば
妨害交流電圧は上記飽和状態において何隻減衰されるこ
となく調整器の出力側に到達する。上記妨害電圧の抑制
は通常の電圧範囲、すなわち入力端子が臨界値よりも高
い場合においてのみ可能であり、この場合公称電圧が出
力側に得られる。

例えば車輌用ラジオのような適用において、入力信号の
交流電圧部分の抑制はこの直流電圧調整器の出力直流平
均電圧の安定化と共に必要である。上記特性は高入力電
圧範囲のみならず、出力電圧が公称値に到達しない低入
力電圧範囲においても達成されねばならない。

上記要件は、通常の直流電圧調整器によく知られたＲＣ
低域フィルタを付加することにより達成される。しかし
ながら、上記付加は追加の出費と上記ＲＣ低域フィルタ
の抵抗中における出力の浪費を伴う、トランジスタ、ツ
ェナーダイオードおよびキャパシタの組合せによる種々
の回路も不十分で、近似的な解決を与えるに過ぎない。

（発明の目的） 本発明の目的は、従来の直流電圧調整器の上記欠点を克
服すると共に、簡単で電力を浪費しない方法で全ての入
力電圧範囲に亘って、確実に妨害電圧を抑制し得るよう
に従来の直流電圧調整器を改良することにある。

（発す１の概要） 本発明によれば、通常電圧範囲における調整器としての
機能と、低電圧範囲における低域フィルタとしての機能
とを有すると共に、低域動作における調整器中での電圧
降下が電流に無関係である直流電圧調整器が設けられて
いる０本発明による直流電圧調整器は低電圧範囲で低域
フィルタの特徴をもっているが、一定のオーミック抵抗
を伴う欠点は回避される。

（発明の実施例） 通常電圧範囲で入力電圧と出力電圧との間に差異があり
、この差電圧により相互コンダクタンス回路に出力電流
を生じ、電圧制限回路によりキャパシタの充電電圧が制
限されるまで、そのキャパシタを連続的に充電する。入
力電圧が大きく、従って限定された振幅の負方向妨害電
圧のピークによっては調整用トランジスタが飽和されな
い場合、本発明による直流電圧調整器は通常の動作を示
す。また、調整用トランジスタを飽和せしめるような負
方向妨害電圧ピークが現れた場合、上記妨害は直ちに入
力電圧と出力電圧の差異に基づいて検出され、そのよう
な負方向ピークによっても調整用トランジスタがほぼ飽
和せしめられない値に直流電圧調整器の出力電圧を降下
せしめる。上記降下は、それ以下では調整用トランジス
タが妨害ピークにより飽和せしめられ得る入出力間のあ
る電圧差において、上記相互コンダクタンス回路の出力
電流方向と逆転することにより達成される。これに・よ
り、上記キャパシタは放電せしめられ、その結果差動増
幅器の基準電圧は降下せしめられ、従って調整器の出力
電圧は、″低い公称電圧値”に降下せしめられる。調整
器出力電圧の降下は、妨害電圧により調整用トランジス
タを飽和せしめない値に迄調整器の入出力電圧差を減少
させると共に、相互コンダクタンス回路の出力側電流を
零とする。もし入力電圧がその後上昇すると、相互コン
ダクタンス回路の出力側電流はその方向を逆転し、上記
キャパシタを充電してより高い基準電圧を与える。入力
電圧の直流値が低位電圧範囲内にある場合、上記直流電
圧調整器の出力電圧はその公称値より低い値に制御され
る。

基準電圧値が変化せしめられる上記直流電圧調整器にお
いて、その入力側に加えられる妨害電圧の影響は、その
調整器の直流出力電圧値を降下せしめることにより相互
に回避し得られる。直流電圧調整器の直流平均出力電圧
の上記変化は、通常この調整器により電圧を供給される
装置の側で対処し得る。これらの装置は、通常供給電圧
の広い変化範囲において動作し得るよう設計されている
。しかしながら、これらの装置は通常ハムのような妨害
電圧には敏感である。本発明の適当な実施例において、
上記不都合は例え本直流電圧調整器の入力電圧が低い場
合においても回避される。

比較的小さなキャパシタを使用する場合においても、大
きな充電時定数、つまり本直流電圧調整器の良好な低域
フィルタ効果を得るために、相互コンダクタンス回路の
相互コンダクタンスは出来るだけ小さく選ばれる。線形
に変化する相互コンダクタンスを有する相互コンダクタ
ンス回路がより好都合に使用される。

本発明のより望ましい実施例において、本電圧調整器の
入力電圧および出力電圧の差に関する下方および上方の
閾値の間においては、線形に変化する小さな相互コンダ
クタンスを示し、上記下方の閾値よりも小さいかあるい
は上方の閾値よりも大きい場合、大きな相互コンダクタ
ンスを示す相互コンダクタンス特性が用いられる。この
大きな相互コンダクタンスのために、上記電圧差が上記
下方の閾値よりも小さいかあるいは上方の閾値よりも大
きい場合、本電圧調整器の低域フィルタ動作は阻害され
る。しかしながら、一方において本発明調整器の負方向
の大きな妨害電圧に対する急速な対応と、他方において
本調整器が電源に接続された場合、上記キャパシタの平
常動作電圧への急速な充電、従って本電圧調整器の短か
い立上時間が達成される。

上記相互フンダクタンス回路は差動増幅回路として作ら
れることが望ましく、その一方の入力は本調整器の入力
と接続され、その他方の入力は本調整器の出力と接続さ
れる。１個の補助電源が上記差動増幅回路の上記一方の
入力と本調整器の入力との間に接続されていてもよく、
この補助電源の電圧は、調整用トランジスタが飽和せし
められる前に相互コンダクタンス回路の出力電流が逆転
され、キャパシタが充電されるように選ばれる。上記補
助電源は定電圧のものであってもよく、あるいは又直流
電圧調整器に過大な始動電流が流れることを防止する西
独特許出願Ｐ３３４１３４５号中に詳細に記載されるよ
うに、直流電圧調整器の出力電流により制御される可変
電圧の電源であってもよい。あるいは、この補助電圧源
を使用する代りに、相互コンダクタンス回路として非対
称に動作する差動増幅回路を使用し、この差動増幅回路
の２つの入力端子間の差の極性が変化した時のみならず
、この差が一定の正の内偵以下に降下した時に、相互コ
ンダクタンス回路の出力電流が方向を変えキャパシタを
放電するようなされてもよい。この場合、上記正の閾値
が補助電源の電圧に相当する。

本発明の特に望ましい実施例において、上記相互コンダ
クタンス回路として２個のトランジスタを有する差動増
幅回路が用いられ、これらトランジスタのベース端子は
上記補助電圧源と本直流電圧調整器の出力に夫々接続さ
れ、そのエミッタ端子はエミッタ・インピーダンスを通
じて相互に接続され、各エミッタ端子は夫々１個の電流
源と接続され、また、上記トランジスタのコレクタ端子
は加算回路の２つの入力端子と接続され、この加算回路
の出力電流は上記相互コンダクタンス回路の出力電圧と
して上記キャパシタを充電あるいは放電せしめる。上記
加算回路は望ましくは電流ミラー（ｃａｒｒｅｎｔ　＋
＊１−ｒｒａｒ）回路を含み、このミラー回路の一入力
端子に上記２個のトランジスタの一方のコレクタが接続
され、ミラー回路の出力は、上記キャパシタと上記２つ
のトランジスタ中の他方のトランジスタのコレクタとの
間の接続点に接続される。

通常の動作範囲において非常に低い相互コンダクタンス
を得るために、上記相互コンダクタンス回路の差動増幅
回路に含まれる２つのトランジスタはそのエミッタ側が
電流により制御される負帰還回路に接続されると共に、
夫々２つのコレクタをもつ複合トランジスタとして構成
されることが望ましい。上記複合トランジスタの夫々に
設けられた２つのコレクタは、夫々異なるコレクタ領域
をもっている。より小さいコレクタ領域をもつコレクタ
が上記加算回路に接続され、従って加算回路に与えられ
るコレクタ電流は小さく、本例に用いられる各トランジ
スタの全コレクタ電流の約１０％に過ぎない。

線形領域以外での相互コンダクタンスの増加は、何れの
場合も上記相互コンダクタンス回路が充分に変調された
場合にのみ動作せしめられる１個の補助トランジスタに
より連成される。

本発明による直流電圧調整器は全てバイポーラトランジ
スタを用いて構成されることが望ましいが、その一部を
電界効果トランジスタを用いて構成することも可能であ
る。本発明による直流電圧調整器はモノリシックな集積
回路として形成されることが望ましい、この場合、キャ
パシタは上記集積から除外される。非常に小さな相互コ
ンダクタンスを得るために、比較的小さなキャパシタが
用いられる。

以下添付の図面を参照して１本発明の構成および効果を
種々の実施例について説明する。

第１図は公知の電圧調整器を示し、その回路上辺にコモ
ンベース型の調整用トランジスタＴが設けられている０
本電圧調整器の出力は抵抗Ｒ１およびＲ２より成る分圧
回路に接続される。上記調整用トランジスタＴのベース
は差動増幅器Ｖの出力側と接続され、この差動増幅器■
の負入力端子は上記分圧回路の分圧点と接続され、その
＋ｒＥ入力端子は基準電圧源υＲＥＦと接続される。

入力電圧ｕ１が充分高い場合、上記差動増幅器はＬ記調
整用トランジスタＴを経て得られる出力電圧ｕ２により
、分圧器抵抗Ｒ１に生じる電圧が基準電圧九［［とほぼ
等しくなるよう動作せしめられる。上記出力電圧ｕ２は
これによりその公称電圧値に維持される。

入力電圧Ｕｌがある一定の臨界値以下においては、出力
電圧Ｕ２を上記公称電圧値に設定することは不可能とな
る。もし、出力電圧■１を上記基準電圧υＲＥＦに対応
する公称電圧値にしようとすると、差動増幅器■は調整
用トランジスタＴを飽和状態とする。この場合、例えば
交流電圧形状の妨害電圧は、飽和状態の＊＊用トランジ
スタＴのコレクターエミッタ間に得られる低抵抗により
ほとんど妨害されずに出力側に到達し。

この直流電圧調整器に接続される負荷に妨害効果を及ぼ
す。

第２図に示される本発明の実施例は、基準電圧源以下は
上記公知の直流電圧調整器と同様の回路成分から構成さ
れる。従来の直流電圧調整器において定電圧を発生する
基準電圧源ｔｌＲＥＦの代わりに、本発明による直流電
圧調整器は制御可能な基準電圧源をもっている。この基
準電圧源はキャパシタＣを含み、その一方の端子は差動
増幅器Ｖの正入力端子に接続され、その他方の端子は本
直流電圧調整器の共通帰線に接続される。上記キャパシ
タＣと並列にツェナーダイオードあるいはアクティブ制
限回路より成る電圧制限回路Ｂが設けられる。相互コン
ダクタンス回路Ｇの出力が、差動増幅器Ｖと接続される
上記キャパシタＣの一方の端子と接続され、この相互コ
ンダクタンス回路Ｇは、その一方の端子が補助電圧源Ｕ
ｔを通じて第２図左方頂部に示される本直流電圧調整器
の入力端子Ｅに接続され、他方の端子が第２図の右方頂
部に示される本発明の直流電圧調整器の出力端子Ａと接
続される。

本発明においても、電圧増幅率ＶＯを有する差動増幅器
Ｖ、直流調整要素として動作するパワートランジスタよ
り成る調整用トランジスタＴ、および分圧抵抗器Ｒ１＋
Ｒ２より成る負帰還回路が使用される。

Ｖ６　＞＞　Ｒ２／　Ｒ１の場合 が成立し、ここに、ｔｌｃはキャパシタＣの充電電圧で
相互コンダクタンス回路Ｇにより制御される。相互コン
ダクタンス回路の出力電流■＾が正の場合、キャパシタ
Ｃの電圧ｕＣは電圧制限回路Ｂにより制限された一定電
圧ＯＲにまで充電され、従って本直流電圧調整器の出力
電圧Ｕ２は次式で示される公称電圧に保たれる。

２ Ｕ２　−０２ＮＯＮ　＝　ＯＲ（１”　）　・・・・・
・・”（２）１ 電流！＾は ■＾”　ｇ　’　ＵＤ　・・・・・・・・・（３）とな
る。ここに、ｇは実数相互コンダクタンスで、υ０は相
互コンダクタンス回路Ｇの制御電圧で、 Ｕｏ　＝　Ｕ＋　−（［２＋■［）　・旧・・・・・（
４）である。ここに、Ｕｌは一定の補助電圧である。

ｕ１≧０２８ＯＮ　＋　Ｕｔ　−・−・（５）の場合、
相互コンダクタンス回路Ｇの入力の差電圧は ＵＯ≧０　・・・・・・・・・（６） となり、かつこの動作領域において、上記相互コンダク
タンス回路Ｇの出力側電流Ｉ＾は■八　≧　０ となる。

一方、本直流電圧調整器入力の低電圧範囲においては Ｕ、＜υ２　Ｎ０１１４　ｕ［………（８）が成立し、
に記差電圧ｎｏは負となる。かくして相互コンダクタン
ス回路の出力電流Ｉ＾は負となり、キャパシタＣは放電
する。キャパシタ電圧ＤＣが前記一定値υＲ以下となる
と、直流電圧調整器の出力電圧ｕ２はその公称電圧値■
２ＮＯＭ以下に調整される。相互コンダクタンス回路Ｇ
は補助調整器として作用し、定常状態において差電圧［
ＩＤが零となり、相互コンダクタンス回路Ｇの出力電流
が零となるようキャパシタ電圧Ｕｃを変化せしめ、従っ
て下記の関係が成立する。

υＩ”ｔｉｔ’−υ２　−−−−−−−１−（？）Ｉ＾
〉０の動作範囲、すなわち公称電圧０２ＮＯＮが得られ
る通常の電圧範囲において、妨害電圧の圧縮率 は電圧制限回路Ｂの無視し得る程度に低い動作インピー
ダンスのために不定となり、はぼ差動増幅器の実際の差
動、すなわち差動増幅器Ｖの入力に含まれる妨害電圧に
対する感度により決定される。

直流電圧調整器の定電圧動作において、相互コンダクタ
ンス回路Ｇの線型動作範囲中の妨害電圧の圧縮について
次の関係が成立する。

ここに、Ｐ＝　ｊωである。即ち、低電圧範囲での妨害
電圧の圧縮率りはキャパシタンスＣと相互コンダクタン
スｇにより決定される。補助電圧［１は、補助調整器と
して動作する相互フンダクタンス回路Ｇが調整動作に関
与する低入力電圧動作中、調整用トランジスタのコレク
ターエミッタ間の平均電圧の設定値を決定する。従って
上記補助電圧Ｕ１は、調整回路の遅れのために調整不可
能な入力電圧中の最大負性妨害電圧の振幅によっても、
調整用トランジスタＴが飽和されないよう選定されねば
ならない。

回路の動的特性は、相互コンダクタンス回路Ｇの非線形
動作特性ｇにより適当に改善される。第３図は種々の相
互コンダクタンス特性ｇを示す、このうち特性１は上述
の線形特性を示し、特性２はＩＪｐ＞ｕ１１２の範囲で
は特性ｌ程急傾斜ではないが、００　＜　［１１２の範
囲ではより鋭く傾斜しており、ここにＵＤ２はｕｐに対
する下方の閾値を示す。上記下方の閾値ＵＤ２　よりも
低い負性妨害電圧が到来した場合、相互コンダクタンス
特性の上述された非常に大きい傾斜は大きなキャパシタ
放電電流を生じる。従って、このような妨害電圧に対す
る回路の反応は急速となる。

下方の閾値ＵＤ２以上の差電圧ＵＯに対する穏やかな傾
斜はフィルタとしての時定数を増大し、これにより本調
整器のフィルタ動作を改善する。

第３の特性３は更に上方の閾値００１以上、すなわちｎ
ｏ　＞　Ｕ、　、において再び急峻な傾盪を有する特性
を示す。このような特性が用いられると、特に回路がス
イッチＯＮされた後の整定時間が短縮される。出力電圧
■２が入力電圧０１よりもはるかに小さく、従ってＵＤ
＞ＵＤＩ　の場合、キャパシタＣに流入する電流Ｉ＾が
急激に吻加してキャパシタＣを急速に充電し、これによ
り出力側の公称電圧υ２ＮｏＭが速やかに達成される。

モノリシックな集積に特に適した本発す１による直流電
圧調整器の望ましい実施例が第４図に示される。この実
施例では第３図の特性３による非線形相互コンダクタン
ス回路が用いられる。相互コンダクタンス回路Ｇおよび
補助電圧源Ｕしが夫々点線により示される。

補助電圧源Ｕ［が直流電圧調整器の入力側に並列に接続
されたダイオードｎ１、抵抗Ｒ３，Ｒ，および電流１ｆ
ｌｏ３　より成る一連の回路として構成される。上記電
流源１０３　より得られる一定電流Ｉ０３は、Ｌ記ダイ
オードＤＩおよび２つの抵抗Ｒ３，Ｒ４より成る一連の
配列上に一定の電圧降下Ｕ［を生ぜしめる。この補助電
圧は下方の抵抗Ｒ３と電流源１０３　との間の接続点Ｍ
から得られる。

相互コンダクタンス回路Ｇは第１のトランジスタＴ１お
よび第２のトランジスタ丁２を有する差動増幅器回路を
含んでいる。第１のトランジスタＴＩのベースは上記補
助電圧源υＬの接続点Ｍと接続される。第２のトランジ
スタ丁２のベースは、調整用トランジスタＴのエミッタ
と接続される出力端子Ａと接続される。第１のトランジ
スタＴ】のエミッタは電流源１Ｂ＋　を経て、また第２
のトランジスタＴ２のエミッタは電流［Ｉｎ２　を経て
、上記調整用トランジスタＴのコレクタと接続される入
力端子Ｅと夫々接続される。さらに上記２個のトランジ
スタＴｌ、Ｔ２のエミッタは、２個の抵抗Ｒ５ｔＲ６よ
り成る分圧器を通じて互いに接続される。

上記２個のトランジスタＴ１およびＴ２は、夫々主コレ
クタおよび副コレクタを有する複合トランジスタとして
構成され、副コレクタは接地されると共に、主コレクタ
はダイオードとして使用されるトランジスタＴ３と他の
トランジスタＴ４とを備えた電流ミラー回路の一端に接
続される。主コレクタ領域と副コレクタ領域との比を適
当に選択することにより、第１および第２のトランジス
タＴ１およびＴ２の主コレクタを流れるコレクタ電流は
、全コレクタ電流の一部、−上述の例では約１０％にな
されている。この結果、相互フンダクタンスｇは下記の
値に減少せしめられる。

第４図に示される実施例において、電流ｌ＾がその出力
側に得られる加算回路は、上述のトランジスタＴ３およ
びＴ４を含む電流ミラー回路により形成される。トラン
ジスタＴＩの主コレクタから流れる電流は、電流ミラー
回路のトランジスタＴ３のコレクタと接続される入力端
中に流入すると共に、それはトランジスタＴ４のコレク
タにより形成される電流ミラー回路の出力端の接続点Ｘ
において、トランジスタＴ２の主コレクタから得られる
電流に加算される。この加算された結果が相互コンダク
タンス回路Ｇの出力電流■＾となる。

第３図の特性２の様にＵＤが下方の閾値ＵＤ２以丁の場
合、電圧コンダクタンスの増加はそのエミッタがトラン
ジスタＴ２のベースに接続され、そのコレクタがトラン
ジスタＴ、の主コレクタに接続され、そのベースがダイ
オードＤ２を経て補助電圧源ｕＬの抵抗Ｒ３およびＲ４
間の接続点Ｙに接続されるトランジスタＴ５により行な
われる。下刃の閾値υＤ２は補助電圧源Ｕｔの抵抗Ｒ３
における電圧降下により設定される。トランジスタＴ５
のエミッタとベースとの間の１Ｌ位の隔差は、ダイオー
ドＤ２により補償される。トランジスタＴ１と７２のベ
ース間の電圧差ＵＤが上記下方の閾値ＵＤ２以下に降下
すると、トランジスタＴ５は導通して大きなコレクタ電
流を電流ミラー回路Ｔ３．Ｔ４の入力端に供給する。こ
の電流は電流ミラー回路の出力点Ｘに現われ、キャパシ
タＣの急速な放電と直流電圧調整器の出力電圧Ｕ２の減
少された直流平均電圧値の降下を生じる。

トランジスタ丁ｌのエミ・ンタとトランジスタＴ２の主
コレクタとの間にトランジスタＴ６が接続され、トラン
ジスタＴ６のベースは抵抗Ｒ５およびＲ６間の接続点と
接続される。差電圧ＵＯが上方の閾値ＩＪＤＩ　を越え
ると、トランジスタＴ６は導通せしめられ比較的大きな
電流を、トランジスタＴ５により供給された電流の方向
と反対の方向に接続点Ｘに流下せしめる。従って、トラ
ンジスタＴ６が導通すると、相互コングクタンス回路Ｇ
の出力電流Ｉ＾は接続点ＸからキャパシタＣに流入し、
キャパシタＣをその最大制限電圧ＵＲにまで充電する。

トランジスタＴ１〜Ｔ４で構成される相互コンダクタン
ス回路Ｇは、下方の閾値ＵＤ２　と上方の閾４ｒｉＵａ
＋　との間で次の条件下に線形に動作せしめられる。

Ｉｎ＋　、ヒ（Ｒｓ　＋　Ｒ６）　＞■Ｄ１．２　＝−
・・・・・−（１１）電流源１０３から得られる基準電
流１ｔは、直流接続Ｒ３，Ｒ４，ＤＩに電圧降下ＵＬを
生じる。この電圧降下を分圧点Ｙにおいて取出すことに
より、下方の閾値に相当する電圧値ＵＤ２が得られる。

上方の閾値ＵＤＩ　については、次の関係がほぼ成立す
る。

電圧制限回路Ｂは、第４図においてツェナーダイオード
で表示的に示されるが、それはまた他の電子的制限回路
によっても実現することができる。

第４図に示される直流電圧調整器は次のように動作する
。入力端子ＤＩが加えられる時、出力電圧Ｕ２およにキ
ャパシタ電圧■Ｃは未だ０で、従って入出力電圧差ＵＤ
は上方の閾値００１　よりも大きい。従って、トランジ
スタＴ６は大きなコレクタ電流を接続点Ｘに流し、キャ
パシタＣは相互コンダクタンス回路Ｇの大きな出力電流
！八により充電される。その結果、出力電圧Ｕ２に急速
にその公称電圧値Ｏ２Ｎ０Ｍに向うて上昇せしめられる
。出力電圧ｕ２の上昇は上記差電圧ｎｏを減少する。差
電圧ＵＤが上方の閾値ＵＤＩ以下に減少するとトランジ
スタＴ６は断となり、トランジスタＴｌ〜Ｔ４で成る線
形相互コンダクタンス回路のみが動作せしめられる０通
常の動作範囲において、調整用トランジスタＴ中での電
圧降下のため上記差電圧Ｕｏは正に維持され、従ってト
ランジスタＴ２の正コレクタから得られる電流が電流ミ
ラー回路Ｔ３．Ｔ４　を通ずるトランジスタＴ１の主コ
レクタ電流より大となり、従って相互コンダクタンス回
路Ｇの出力電流■＾は連続的にキャパシタＣを充電する
。キャパシタ電圧ＤＣが制限電圧ＵＲまでｈｌｌせしめ
られると、充電電流Ｉ＾の存在にかかわらずキャパシタ
電圧は一定となる。

直流電圧調整器が連続的に低電圧範囲で動作せしめられ
るか、負性妨害電圧のピークが入力に加えられると、入
力電圧υ１は出力側の公称電圧０２ＮＯＮ　と補助電圧
ＵＬとの和よりも小となり（式（８）参照）、差電圧ｎ
ｏの極性は逆転する。従って、トランジスタＴ１の主コ
レクタから電流ミラー回路Ｔ３．Ｔ４に与えられる電流
はトランジスタＴ２の主コレクタ電流より大となり、相
互コンダクタンス回路Ｇの出力電流Ｉ＾の極性もまた逆
転せしめられる。これによりキャパシタＣは放電され、
キャパシタ電圧ＩＪＣは減少する。出力電圧Ｕ２はかく
て差動増幅器■の作用により公称電圧以下に調整される
。

相互コンダクタンスｇが線形でかつ小さい範囲において
は、キャパシタＣの充電時常数は大きい。妨害電圧の負
性振幅が上記差′電圧１００を下方の閾値ＵＤ２以下に
生じさせる場合、トランジスタＴ５の導通により大電流
が電流ミラー回路の入力側に供給され、この大電流は相
互コンダクタンス回路Ｇの出力点である接続点Ｘにおい
て、キャパシタＣに大きな放電電流を流すように作用す
る。このため、出力電圧ｕ２は急速に低下せしめられ、
差電圧ｎｏが下方の閾値ＵＤ２よりも高い値に回復せし
められる。低電圧範囲での」二連の低域フィルタ特性に
より、本発明の直流電圧調整器はそれに接続される負荷
装置をその全ての動作範囲に旦って妨害電圧から保護す
る。ｉ４図の実施例に示された非線形相互コンダクタン
ス特性を選択することにより、種々の動作状態に急速に
対処し得る直流電圧調整器を設けることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直流電圧調整器を示す回路図、第２図は
本発明による直流電圧調整の基本形態を示すブロック図
、第３図は第２図に示す直流電圧調整器に用いられる相
互コンダクタンス回路の種々の伝導特性を示すグラフ、
第４図は第２図に示す直流電圧調整装置において、相互
コンダクタンス回路と補助電圧源との特に望ましい実施
態様を示す回路図である。 Ｔ・・・調整用トランジスタ、■・・・差動増幅器。 ＵｋＥＦ・・・基準電圧、　０１・・・入力電圧、Ｕ２
・・・出力電圧、ＲＩ＋Ｒ２・・・分圧抵抗、ＵＬ・・
・補助電圧源、Ｅ・・・入力端子、Ａ・・・出力端子、
Ｃ・・・キャパシタ、Ｂ・・・電圧制限器、Ｇ・・・相
互コンダクタンス回路、ＵＤ・・・差電圧、ｇ・・・相
互コンダクタンス、ＵＣ・・・キャパシタ電圧、０１１
０２・・・ダイオード、Ｒ３＋　Ｒ４＊Ｒ５＋Ｒ６・・
’抵抗、１０３　、ｆ４．ＩＩＩ　ｌｌ８２一定電流源
、Ｔｌ、Ｔ２・・・２コレクタトランジスタ、Ｔ３．Ｔ
４・・・電流ミラー回路トランジスタ、ＴＳ、Ｔ６・・
・閾値設定トランジスタ、Ｘ、Ｙ・・・接続点、Ｉへ・
・・相互コンダクタンス出力電流。 出願人代理人　安　形　雄　三 手続補正書 昭和５８年１２月１８日 ２、発明の名称 直流電圧調整器 ３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 工スジーエスーエーテーイーエス ドイチランド　ハルプライター バラニレメンテ　ゲゼルシャフト　ミットベシュレンク
テル　ハフラング ４、代理人 東京都新宿区西新宿−丁目１８番１８号５、補正の対象 委任状及びその訳文並びに図面

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）コレクタおよびエミッタが入出力端子間の直流辺
   中に配置され、ベースが出力電圧（Ｕ２）に比例する電
   圧を基準電圧（Ｕｃ）と比較する差動増幅器（Ｖ）によ
   り制御されるようになっている調整用トランジスタ（Ｔ
   ）を有する直流電圧調整器において、上記基準電圧（Ｕ
   ｃ）がキャパシタ（Ｃ）により設けられ、このキャパシ
   タ（Ｇ）に上記基準電圧（Ｕｃ）を予定の最大値（ＵＲ
   ）に制限する電圧制限回路（Ｂ）が付設され、この電圧
   制限回路（Ｂ）は相互コンダクタンス回路（Ｇ）の出力
   側に接続され、この相互コンダクタンス回路ＣＧ）の出
   力電流（Ｉ＾）が入力電圧（Ｕｌ）と出力電圧（Ｕ２）
   との間の差電圧により変化せしめられることを特徴とす
   る直流電圧調整器。 （２）上記電圧制限回路（Ｂ）が上記キャパシタ（Ｃ）
   に並列に接続され、これにより得られた並列回路の一端
   が上記調整用トランジスタ（Ｔ）を含まない直流辺と接
   続されると共に、」−記並列回路の他端は」−記差動増
   幅器（Ｖ）の正の入力端子と上記相互コンダクタンス回
   路（Ｇ）の出力側とに接続され、上記差動増幅器（Ｖ）
   の負の入力端子が出力端子間に並列に接続された第１の
   分圧回路（Ｒ１、Ｒ１）の分岐点と接続されることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項に記載の直流電圧調整器
   。 （３）　、Ｊ：記電圧制限回路（Ｂ）が上記キャパシタ
   （Ｃ）と並列に接続されたツェナーダイオードより成る
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項に記
   載の直流電圧調整器。 （４）上記電圧制限回路（Ｂ）が上記キャパシタ（Ｃ）
   に並列に接続された電子的制限回路より成ることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の直流電
   圧調整器。 （５）上記相互コンダクタンス回路（Ｇ）が線形相互コ
   ンダクタンス特性を有することを特徴とする特許請求の
   範囲第１項ないし第４項に記載の直流電圧調整器。 （６）上記入力電圧（Ｕｌ）と出力電圧（ｕ２）との間
   の差電圧（Ｕｏ）が下方の閾値（ｕｐ２）より大きい場
   合、上記相互コンダクタンス回路（Ｇ）が低い線形相互
   コンダクタンス特性を示し、上記差電圧が上記下方の閾
   値（ＵＣ２）より小さい場合、上記回路（Ｇ）が大きな
   相互コンダクタンス（ｇ）を示すことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項ないしＭＳ４項に記載の直流電圧調整
   器。 （７）上記入力電圧（ｕｌ）と出力電圧（Ｕ２）との間
   の笠電圧ＣＩＪｏ）が上方の閾値Ｃｌ１ａ＋）より小さ
   い場合、上記相互コンダクタンス回路（Ｇ）が低い線形
   相互コンダクタンス特性を示し、上記差電圧（ｎｏ）が
   上記上方の閾値（■ｏ＋）より大きい場合上記回路（Ｇ
   ）が大きな相互コンダクタンス（ｇ）を示すことを特徴
   とする特許請求の範囲第１項ないし第４項又は第６項に
   記載の直流電圧調！’！″Ｊｓ。 （８）相互゛コングツフッス回路（Ｇ）が差動回路、望
   ましくは差動増幅回路として構成されて。 上記調整用トランジスタ（Ｔ）と接続された入力接続点
   （Ｅ）と接続される第１の入力と、上記調整用トランジ
   スタ（Ｔ）と接続される出力接続点（Ａ）と接続された
   第２の入力とを持っていることを特徴とする特許請求の
   範囲第１項ないし第７項に記載の直流電圧調整器。 （８）補助電圧源（Ｕ［）が上記入力接続点（Ｅ）と上
   記差動回路（Ｃｉ）の第１の入力との間に接続されるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第８項に記載の直流電圧
   調整器。 （１０）補助電圧源（υＬ）が一定電圧を出力すること
   を特徴とする特許請求の範囲第９項に記載の直流電圧調
   整器。 （１１）上記差動回路（Ｇ）が差動増幅回路として配列
   される２つのトランジスタ（Ｔ＋　１Ｔ２）を含み、第
   １のトランジスタ　（’ｒ＋　）のベースは上記補助電
   圧源（Ｕ［）と接続され、第２のトランジスタ　（Ｔ２
   ）のベースは出力接続点（Ａ）と接続され、第１のトラ
   ンジスタ（Ｔ＋　）のエミッタは第１の電流源（Ｉｌ＋
   ）を経て、第２のトランジスタ　（Ｔ２）のエミッタは
   第２の電流源（ＩＯ２）を経て上記入力接続点（Ｅ）に
   接続され、上記２つのトランジスタ（Ｔ＋　ＩＴ２）の
   エミッタはエミッタインピーダンス（Ｒ５１Ｒ６）を経
   て互いに接続され、上記キャパシタ（Ｇ）はその入力が
   夫々ｔｊＳｌのトランジスタ（Ｔ＋）のコレクタおよび
   第２のトランジスタ（Ｔ２）のコレクタに接続される加
   算回路（Ｔｓ、Ｔ４　、Ｘ）の出力と接続される０詐請
   求の範囲第９項又は第１０に項記載の直流電圧調整器。 （１２）上記加算回路（Ｔｓ、↑４．ｘ）が電流ミラー
   回路（Ｔｓ、Ｔ４）を含み、電流ミラー回路（７３１丁
   ４）の入力が第１のトランジスタ（Ｔ＋　）のコレクタ
   と接続され、前記電流ミラー回路（Ｔｓ、Ｔ４）の出力
   が第２のトランジスタ　（Ｔ２）のコレクタと上記キャ
   パシタ（Ｃ）との間の接続点（Ｘ）−と接続される特許
   請求の範囲第１１項に記載の直流電圧調整器。 （１３）上記第１および第２のトランジスタＣＴ＋　。 ｈ）が夫々大きく異なったコレクタ領域を持つ少なくも
   ２個のコレクタを有する複合トランジスタとして構成さ
   れ、その中小さいコレクタ領域を持つコレクタが上記加
   算回路（Ｔｓ。 Ｔｓ　＋Ｘ）と接続される特許請求の範囲第１１項又は
   第１２項に記載の直流電圧調整器。 （１４）上記補助電圧源（Ｕｃ）が第２の分圧回路（Ｉ
   Ｉ＋　、Ｒ３＋Ｒｓ　）より成る直流回路と第３の電流
   源（ＩＯ３）とを含み、上記第２の分圧回路（ＤＩ　、
   Ｒ３、Ｒ４）と第３の電流源（ＩＯ３）との間の接続点
   が第１のトランジスタ（τ１）のベースと接続され、第
   ３のトランジスタ（丁５）のコレクタおよびエミッタは
   第２のトランジスタ（Ｔ２）のベースとｉｆのトランジ
   スタ（ｔ＋）の加算回路に接続されたコレクタとの間に
   ｔａ続され、上記第３のトランジスタ（〒５）のベース
   はダイオード（Ｄ２）を経て上記第２の分圧回路（ＤＩ
   　ｌＲ３１Ｒ４）’の分圧点（Ｙ）と接続される特許請
   求の範囲第１１項ないし第１３項に記載の直流電圧調整
   器。 （１５）上記エミッタインピーダンスは２個の抵抗器（
   Ｒ５，Ｒ６）の直流回路により形成され、第４のトラン
   ジスタ（Ｔ６）のエミッタは第１のトランジスタ（ＴＩ
   ）のエミッタと、コレクタは第２のトランジスタ（Ｔ２
   ）の上記加算回路（Ｔ３１Ｔ４＋Ｘ）と接続されるコレ
   クタと接続され、上記第４のトランジスタ（Ｔ６）のベ
   ースは」−記エミツタインピーダンスの２つの抵抗（Ｒ
   ５，Ｒ６）間の接続点（Ｓ）と接続される特許請求の範
   囲第１１項ないし第１４項に記載の直流電圧調整器。 （１６）全てのトランジスタがバイポーラトランジスタ
   であることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第
   １５項のいずれかに記載の直流電圧調整器。 （１７）　少なくともその一部が電界効果トランジスタ
   より成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし
   第１５項のいずれかに記載の直流電圧調整器。 （１８）望ましくは上記キャパシタ（Ｃ）以外はモノリ
   シックな集積回路に形成されたことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項ないし第１７項のいずれかに記載の直流
   電圧調整器。