JPS6016187A - ３相交流モ−タの制御装置 - Google Patents
３相交流モ−タの制御装置Info
- Publication number
- JPS6016187A JPS6016187A JP58124348A JP12434883A JPS6016187A JP S6016187 A JPS6016187 A JP S6016187A JP 58124348 A JP58124348 A JP 58124348A JP 12434883 A JP12434883 A JP 12434883A JP S6016187 A JPS6016187 A JP S6016187A
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- Japan
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- phase
- input current
- current
- motor
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/26—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual polyphase induction motor
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の分野）
この発明は、電気自動車への搭載等に好適な３相交流モ
ータの制御装置に係わり、特に起動時等においても入力
電流波形が常に各相ども対称的になるようにして、モー
タの回転がスムーズになるＪ：うにした３相交流モータ
の制御装置に閏する。
ータの制御装置に係わり、特に起動時等においても入力
電流波形が常に各相ども対称的になるようにして、モー
タの回転がスムーズになるＪ：うにした３相交流モータ
の制御装置に閏する。
（従来技術とその問題点）
本出願人は先に、特−昭５７−１９０６４７号。
特願昭５７−１９５１３５号、実願昭５８−１５０７８
号、実願昭５８−１９９６６号、特願昭５８−２５８９
９号、実願昭５８−３３９２５号および特願昭５８−８
２１１０号等において、各種の３相交流モータ用制御装
置を提案している。
号、実願昭５８−１９９６６号、特願昭５８−２５８９
９号、実願昭５８−３３９２５号および特願昭５８−８
２１１０号等において、各種の３相交流モータ用制御装
置を提案している。
第１図は、このような制御装置の一例を示ずもので、同
図において、アク壮ルペダル１が踏込み操作されると、
その動きを検出するペダルポテンショ２からは、ペダル
ストロークに対応したアナログ電圧が出力される。
図において、アク壮ルペダル１が踏込み操作されると、
その動きを検出するペダルポテンショ２からは、ペダル
ストロークに対応したアナログ電圧が出力される。
マイクロコンピュータ３では、ペダルポテンショ２から
入力されるアナログ電圧に基づいてトルク指令値をめる
とともに、このトルク指令値に基づいて例えばベクトル
演算を行ない、トランスベクトル制御により最適なＵ相
、■相の入力電流指令値信号ｉ ｕ ＊ 、ｉ ｖ ＊
を出力する。
入力されるアナログ電圧に基づいてトルク指令値をめる
とともに、このトルク指令値に基づいて例えばベクトル
演算を行ない、トランスベクトル制御により最適なＵ相
、■相の入力電流指令値信号ｉ ｕ ＊ 、ｉ ｖ ＊
を出力する。
走行用３相誘導モータ４のＵ相、■相の入力ラインには
、電流検出器５，６が設けられており、これらの電流検
出器５．６からは入力電流検出値信号ｉｕ、ｉｖがそれ
ぞれ出力される。
、電流検出器５，６が設けられており、これらの電流検
出器５．６からは入力電流検出値信号ｉｕ、ｉｖがそれ
ぞれ出力される。
電流制御回路７では、マイクロコンピュータ３から出ツ
ノされるＵ相、Ｖ相それぞれの入力電流指令値ｉ ｕ＊
、’ ＊と電流検出器５，６から出力ｖ される入力電流検出値ｉｕ、ｉｖとに基づいてＰ■演算
を行ない、これによりＵ相、■相およびＷ相の入力電流
補正値信号ｊ １１”ｌ ２Ｖ”ｌ ｊＷ８８を出力す
る。
ノされるＵ相、Ｖ相それぞれの入力電流指令値ｉ ｕ＊
、’ ＊と電流検出器５，６から出力ｖ される入力電流検出値ｉｕ、ｉｖとに基づいてＰ■演算
を行ない、これによりＵ相、■相およびＷ相の入力電流
補正値信号ｊ １１”ｌ ２Ｖ”ｌ ｊＷ８８を出力す
る。
ＰＷＭタイプの導通角制御回路８では、電流制御回路７
から出ノ〕される第１．第２および第３の入力電流補正
値信号ｉ １１ ＊ ＊ 、 ｉ ｙ １１２１および
ｉＷ８＊に応じたデユーティ比を有する第１．第２およ
び第３相のゲートパルス列ｐｕ、ｐｖ、ｐｗを出力する
。なお、周知の如く、これは例えば各入力正弦波を搬送
用三角波で裁断する制御により行なわれる。
から出ノ〕される第１．第２および第３の入力電流補正
値信号ｉ １１ ＊ ＊ 、 ｉ ｙ １１２１および
ｉＷ８＊に応じたデユーティ比を有する第１．第２およ
び第３相のゲートパルス列ｐｕ、ｐｖ、ｐｗを出力する
。なお、周知の如く、これは例えば各入力正弦波を搬送
用三角波で裁断する制御により行なわれる。
３相インバータ９は、前記ゲートパルス列Ｐｕ。
ｐｖ、ｐｗで導通角制御され、これにより車載バッテリ
１０の出力を３相交流に変換して、モータ４を駆動づる
ものである。
１０の出力を３相交流に変換して、モータ４を駆動づる
ものである。
次に、電流制御回路７の詳細を第２図により説明する。
同図において、°ＵＵＦ４演算器７１は、Ｕ相入力電流
指令値ｉｕ８とＵ相入力電流検出値ｉｕとに基づいてＰ
Ｉ演篩を行ない、これによりＵ相入力電流補正値ｉ Ｉ
Ｉ １１ ＊をめる。
指令値ｉｕ８とＵ相入力電流検出値ｉｕとに基づいてＰ
Ｉ演篩を行ない、これによりＵ相入力電流補正値ｉ Ｉ
Ｉ １１ ＊をめる。
■相Ｐ１演算器７２は、■相入力電流指令値ｉｖ８とＶ
相入力電流検出値ｉｖとに基づいてＰＩ演算を行ない、
これにより■相入力電流補正値ｉＶ軍本をめる。
相入力電流検出値ｉｖとに基づいてＰＩ演算を行ない、
これにより■相入力電流補正値ｉＶ軍本をめる。
反転加算器７３は、Ｕ相電流補正値１ ｕ ＊ ＊と■
相入力電流補正値ｉｖｍｌとに基づいて、ｉｗ”ｅ＝−
（２ｕ”＋２ｖ”） なる演算を行ない、これににすＷ相入力電流補正値ｉｗ
寧８をめる。
相入力電流補正値ｉｖｍｌとに基づいて、ｉｗ”ｅ＝−
（２ｕ”＋２ｖ”） なる演算を行ない、これににすＷ相入力電流補正値ｉｗ
寧８をめる。
しかしながら、このＪ：うな従来の交流モータ用電流制
御回路にあっては、Ｕ、Ｖ２相分の電流指令値ｉ ｕ
＊ 、ｉ ｖ ＊と電流検出１ｉｆｌｊｕ、ｉｖとから
ＬＪ、 Ｖ２相分の電流補正値ｉ ｇ ＊ ＊ 、 ｉ
ｙ ＊ ＊を演算によりめ、次にこのＵ、Ｖ２相分の
電流５− 補正ｌ１ｉ２１１”ｌ ｉＶ”から更に残るＷ相の補正
値ｉ Ｖｌ ＊ ＊を反転加算演算によってめるという
構成、ｔなわちＷ相補正値演算を電流制御回路の出力段
で行なう構成となっていたため、例えばモータ起動時等
はこのときのトルク指令に基づいた過大な電流指令値ｊ
ｕ ＊ 、 ｊ ｖ ＊が電流制御回路に入力される
ことにより、Ｌｌ、 Ｖ２相分の電流補正値ｉ ｕ＊
＊ 、 ｉ ｙ ＊ ＊は、正弦波でなくかなり歪んだ
ものとなり、これら歪んだＵ、■相の電流補正値２ ｕ
’ｇ ＊ 、ｔ ｙ ＊ ＊に基づいて反転加算にＪ：
り得られるＷ相補正値ｉ ｗ＊ ＊は、第３図に示す如
く、一層歪んだものとなり、インバータ９のＵ、Ｖ、Ｗ
相出力が非対称３相交流波形となるため、モータの回転
に脈動を生ずるという問題点があった。
御回路にあっては、Ｕ、Ｖ２相分の電流指令値ｉ ｕ
＊ 、ｉ ｖ ＊と電流検出１ｉｆｌｊｕ、ｉｖとから
ＬＪ、 Ｖ２相分の電流補正値ｉ ｇ ＊ ＊ 、 ｉ
ｙ ＊ ＊を演算によりめ、次にこのＵ、Ｖ２相分の
電流５− 補正ｌ１ｉ２１１”ｌ ｉＶ”から更に残るＷ相の補正
値ｉ Ｖｌ ＊ ＊を反転加算演算によってめるという
構成、ｔなわちＷ相補正値演算を電流制御回路の出力段
で行なう構成となっていたため、例えばモータ起動時等
はこのときのトルク指令に基づいた過大な電流指令値ｊ
ｕ ＊ 、 ｊ ｖ ＊が電流制御回路に入力される
ことにより、Ｌｌ、 Ｖ２相分の電流補正値ｉ ｕ＊
＊ 、 ｉ ｙ ＊ ＊は、正弦波でなくかなり歪んだ
ものとなり、これら歪んだＵ、■相の電流補正値２ ｕ
’ｇ ＊ 、ｔ ｙ ＊ ＊に基づいて反転加算にＪ：
り得られるＷ相補正値ｉ ｗ＊ ＊は、第３図に示す如
く、一層歪んだものとなり、インバータ９のＵ、Ｖ、Ｗ
相出力が非対称３相交流波形となるため、モータの回転
に脈動を生ずるという問題点があった。
（発明の目的）
この発明の目的は、モータ起動時等のように電流補正値
の波形が歪んだものとなった場合にも、電流補正値の波
形については常に対称３相交流波形に維持できるように
した３相交流モータの制御６− 装置を提供することにある。
の波形が歪んだものとなった場合にも、電流補正値の波
形については常に対称３相交流波形に維持できるように
した３相交流モータの制御６− 装置を提供することにある。
（発明の構成）
この発明は、上記の目的を達成するために、まず残る第
３相（Ｗ相）の入力電流指令値、入力電流検出値を、そ
れぞれ第１．第２相（Ｕ相、Ｖ相）の入力電流検出値、
入力電流指令値から予めめ、次いで第１．第２相および
前記演算でめられた第３相の電流指令値を、第１．第２
相および演算でめられた第３の電流検出値とそれぞれ比
較することにより、＃ｌ終的に第１．第２および第３相
の電流補正値をめるようにしたものである。
３相（Ｗ相）の入力電流指令値、入力電流検出値を、そ
れぞれ第１．第２相（Ｕ相、Ｖ相）の入力電流検出値、
入力電流指令値から予めめ、次いで第１．第２相および
前記演算でめられた第３相の電流指令値を、第１．第２
相および演算でめられた第３の電流検出値とそれぞれ比
較することにより、＃ｌ終的に第１．第２および第３相
の電流補正値をめるようにしたものである。
（実施例の説明）
第４図は、本発明に係わる３相交流モータの制御装置に
おける電流制御回路の構成を示すブロック図である。な
お、電流制御回路を除く他の部分の構成については、前
記第１図に示すものと同一構成であるため説明は省略１
−る。
おける電流制御回路の構成を示すブロック図である。な
お、電流制御回路を除く他の部分の構成については、前
記第１図に示すものと同一構成であるため説明は省略１
−る。
第４図において、反転加算器７０１は、入力電流指令値
ｉｕ＊と入力電流検出値ｉ ｖ ＊とに基づいて、 ｉｖｒ ’＝−（７ｕ ＊ ＋ｊｖ”）なる演算を行な
い、これによりＷ相入力電流指令値ｉｖｒをめる。
ｉｕ＊と入力電流検出値ｉ ｖ ＊とに基づいて、 ｉｖｒ ’＝−（７ｕ ＊ ＋ｊｖ”）なる演算を行な
い、これによりＷ相入力電流指令値ｉｖｒをめる。
また、反転加算器７００には、Ｕ相入力電流検出値ｊｕ
とＶ相入力電流検出値、＋Ｖとに基づいて、ｉｗ ＝
−（ｉｕ ＋ｉｖ ） なる演算を行ない、これによりＷ相入力電流検出値ｉｗ
をめる。
とＶ相入力電流検出値、＋Ｖとに基づいて、ｉｗ ＝
−（ｉｕ ＋ｉｖ ） なる演算を行ない、これによりＷ相入力電流検出値ｉｗ
をめる。
ＰＩ演算器７０３は、Ｕ相入力電流指令値ｉｕ８とＵ相
入力電流検出値ｉｕとに基づいてＰＩ演算を行ない、こ
れによりＵ相入力電流補正値１ｕ８８をめる。
入力電流検出値ｉｕとに基づいてＰＩ演算を行ない、こ
れによりＵ相入力電流補正値１ｕ８８をめる。
ＰＩ演算器７０４は、■相入力電流指令値ｉｖ８どＶ相
入力電流検出値ｉｖとに基づいてＰＩ演粋を行ない、こ
れによりＶ相入力電流補正１１１ｉｖ本８をめる。
入力電流検出値ｉｖとに基づいてＰＩ演粋を行ない、こ
れによりＶ相入力電流補正１１１ｉｖ本８をめる。
ＰＩ演算器７０５は、前記反転加算器７０１でめられた
Ｗ相入力電流指令値ｉＷ＊と前記反転加算器７０２でめ
られたＷ相入力電流検出値ｉＷとに基づいてＰ、 Ｉ演
算を行ない、これによりＷ相入力電流補正値ｉ Ｗ＊
＊をめる。
Ｗ相入力電流指令値ｉＷ＊と前記反転加算器７０２でめ
られたＷ相入力電流検出値ｉＷとに基づいてＰ、 Ｉ演
算を行ない、これによりＷ相入力電流補正値ｉ Ｗ＊
＊をめる。
このＪ：うに本発明の特徴は、反転加算器７０１゜７０
２による反転加算演算を、ＰＩ演算器７０５の入力段で
行なったことにある。
２による反転加算演算を、ＰＩ演算器７０５の入力段で
行なったことにある。
すなわち、ＰＩ演算器の入力段では電流指令値１”＋２
”はマイコンで形成された正確な１２０°位相のずれた
正弦波交流であるので、入力電流指令値ｉｕ”、ｉｖ”
と演算によりめられたｉＷｌとは互いに完全な対称３相
交流波形となる。
”はマイコンで形成された正確な１２０°位相のずれた
正弦波交流であるので、入力電流指令値ｉｕ”、ｉｖ”
と演算によりめられたｉＷｌとは互いに完全な対称３相
交流波形となる。
また、電流検出値ｉｕ、ｆＶの値については、モータ起
動時にあってはともに零であるから、残りのｉｗについ
ても零となり、また若干でも回転電流が生じれば常にｉ
ｕ、ｉｖ、ｉｗは互いに対称３相交流波形となる。
動時にあってはともに零であるから、残りのｉｗについ
ても零となり、また若干でも回転電流が生じれば常にｉ
ｕ、ｉｖ、ｉｗは互いに対称３相交流波形となる。
従って、このような対称３相交流波形同士に基づいてＰ
Ｉ演算された演算結果ｉ ｕ＊ ＊ 、 ｉ ｙ ＊＊
、ｉ ｗ ＊は第５図に示す如く、何れも互いに完全
な対称３相交流波形となり、これを導通角制御回路８に
供給すれば、＃ｌ柊的にモータに対する入９− 力電流波形は完全な対称３相交流波形となって、従来問
題となった起動時における回転中の脈動が大幅に低減さ
れることになる。
Ｉ演算された演算結果ｉ ｕ＊ ＊ 、 ｉ ｙ ＊＊
、ｉ ｗ ＊は第５図に示す如く、何れも互いに完全
な対称３相交流波形となり、これを導通角制御回路８に
供給すれば、＃ｌ柊的にモータに対する入９− 力電流波形は完全な対称３相交流波形となって、従来問
題となった起動時における回転中の脈動が大幅に低減さ
れることになる。
なお、前記実施例では３相交流モータとして誘導モータ
を示したが、これは同期モータその他各種の３相交流モ
ータに採用できるものである。
を示したが、これは同期モータその他各種の３相交流モ
ータに採用できるものである。
更に、演算器７０３，７０４．７０５はＰＩ演算に限ら
ず、Ｐ演算またはＰＩＤ演算でも良いことは勿論である
。
ず、Ｐ演算またはＰＩＤ演算でも良いことは勿論である
。
（発明の効果）
以上の実施例の説明でも明らかなように、この発明によ
れば、この種の３相交流モータの制御装置において、モ
ータ起動時等においてもモータに対する入力電流波形を
常に対称３相交流波形に緒持し、これによりモータの回
転に生ずる脈動を大幅に低減することができる。
れば、この種の３相交流モータの制御装置において、モ
ータ起動時等においてもモータに対する入力電流波形を
常に対称３相交流波形に緒持し、これによりモータの回
転に生ずる脈動を大幅に低減することができる。
第１図は従来の３相交流モータの制御装置の全体構成を
示すブロック図、第２図は従来装置にお番プる電流制御
回路の詳細を示ずブロック図、第３１０− 図は従来装回におりる電流補正値信号の波形を示す図、
第４図は本発明に係わる電流制御回路の詳細を示ずブロ
ック図、第５図は本発明ｇｉ置における電流補正値信号
波形を示す図である。 １・・・・・・・・・アクレルペダル ２・・・・・・・・・ペダルボデンショ３・・・・・・
・・・マイクロコンピュータ４・・・・・・・・・交流
モータ ５．６・・・電流検出器 ７・・・・・・・・・電流制御回路 ８・・・・・・・・・導通角制御回路 ９・・・・・・・・・インバータ １０・・・・・・・・・車載バッテリ ７０１．７０２・・・・・・・・・・・・・・・反転加
輝器７０３．７０４，７０５・・・ＰＩ演粋器特許出願
人 日産自動車株式会社
示すブロック図、第２図は従来装置にお番プる電流制御
回路の詳細を示ずブロック図、第３１０− 図は従来装回におりる電流補正値信号の波形を示す図、
第４図は本発明に係わる電流制御回路の詳細を示ずブロ
ック図、第５図は本発明ｇｉ置における電流補正値信号
波形を示す図である。 １・・・・・・・・・アクレルペダル ２・・・・・・・・・ペダルボデンショ３・・・・・・
・・・マイクロコンピュータ４・・・・・・・・・交流
モータ ５．６・・・電流検出器 ７・・・・・・・・・電流制御回路 ８・・・・・・・・・導通角制御回路 ９・・・・・・・・・インバータ １０・・・・・・・・・車載バッテリ ７０１．７０２・・・・・・・・・・・・・・・反転加
輝器７０３．７０４，７０５・・・ＰＩ演粋器特許出願
人 日産自動車株式会社
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 〈１）被制御対象となる３相交流モータの第１゜第２相
の入力電流を検出する第１．第２の電流検出器と； 前記第１．第２相の入力電流指令値と前記第１゜第２相
の入力電流検出値とをそれぞれ比較して、その比較結果
に応じた第１．第２および第３相の入力電流補正値信号
を出力する電流制御回路と；前記電流制御回路から出力
される第１．第２および第３相の入力電流補正値信号に
対応したデユーティ比を有する第１．第２および第３相
のゲートパルス列を出力するＰＷＭタイプの導通角制御
回路と： 前記ゲートパルス列で導通角制御され、かつ被制御対象
となる３相交流モータを駆動する３相インバータとから
なる３相交流モータの制御装置であって； 前記電流制御回路は、前記第１．第２相の入力電流指令
値から第３相の入力電流指令値を演算にＪ：りめる第３
相指令値演算器と； 前記第１．第２相の入力電流検出値から第３相の入力電
流検出値を演算によりめる第３相検出値演算器と； 前記第１．第２相および演算でめられた第３相の電流指
令値を、前記第１．第２相および演算でめられた第３相
の電流検出値とそれぞれ比較１ノで、前記第１．第２お
よび第３相の入力電流補正値をめる第１．第２および第
３相の補正指令値演算器とからなることを特徴とする３
相交流モータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58124348A JPS6016187A (ja) | 1983-07-08 | 1983-07-08 | ３相交流モ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58124348A JPS6016187A (ja) | 1983-07-08 | 1983-07-08 | ３相交流モ−タの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6016187A true JPS6016187A (ja) | 1985-01-26 |
Family
ID=14883141
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58124348A Pending JPS6016187A (ja) | 1983-07-08 | 1983-07-08 | ３相交流モ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6016187A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6895030B1 (en) | 2000-05-30 | 2005-05-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Laser oscillating device |
-
1983
- 1983-07-08 JP JP58124348A patent/JPS6016187A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6895030B1 (en) | 2000-05-30 | 2005-05-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Laser oscillating device |
| US6944200B2 (en) | 2000-05-30 | 2005-09-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Laser oscillator |
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