JPS6013327B2 - 直流制御型出力レベル調整回路 - Google Patents
直流制御型出力レベル調整回路Info
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- JPS6013327B2 JPS6013327B2 JP50055719A JP5571975A JPS6013327B2 JP S6013327 B2 JPS6013327 B2 JP S6013327B2 JP 50055719 A JP50055719 A JP 50055719A JP 5571975 A JP5571975 A JP 5571975A JP S6013327 B2 JPS6013327 B2 JP S6013327B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N Carbon Chemical compound [C] OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 229910052799 carbon Inorganic materials 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- QNRATNLHPGXHMA-XZHTYLCXSA-N (r)-(6-ethoxyquinolin-4-yl)-[(2s,4s,5r)-5-ethyl-1-azabicyclo[2.2.2]octan-2-yl]methanol;hydrochloride Chemical compound Cl.C([C@H]([C@H](C1)CC)C2)CN1[C@@H]2[C@H](O)C1=CC=NC2=CC=C(OCC)C=C21 QNRATNLHPGXHMA-XZHTYLCXSA-N 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/02—Manually-operated control
- H03G3/04—Manually-operated control in untuned amplifiers
- H03G3/10—Manually-operated control in untuned amplifiers having semiconductor devices
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、テレビジョン受像器やオーディオ機器等の電
子機器に使用して好適な直流制御型出力レベル調整回路
に関する。
子機器に使用して好適な直流制御型出力レベル調整回路
に関する。
現在、電子機器では各種信号の量的調節を行う調整装置
が種々用いられているが、特に最近の状況として、コス
トダウン、有害波除去等のために直流制御化の傾向にあ
り、そのめ直流制御型出力レベル調整回路が多く使用さ
れている。
が種々用いられているが、特に最近の状況として、コス
トダウン、有害波除去等のために直流制御化の傾向にあ
り、そのめ直流制御型出力レベル調整回路が多く使用さ
れている。
従来、この種の直流制御型出力レベル調整回路は、第１
図に示す様な回路構成をしている。
図に示す様な回路構成をしている。
この装置の出力レベルの調整は、可変抵抗１２にかかる
直流電圧を適当に制御することによって、トランジスタ
１，２で構成される差動増幅器の各べ−ス間の菱電圧を
調整し、同差動増幅器の共通ェミツタ側に印加された入
力信号をトランジスタ１のコレクタ負荷抵抗７からェミ
ッタフオロワトランジスタを介して、出力信号として取
り出す。この場合、可変抵抗１２を変化させた場合「出
力レベル−可変抵抗値の特性は第３図の様になる。第３
図に示した様な出力特性を持つ直流制御型出力レベル調
整回路を、例えばテレビジョン受像機の音声回路におけ
る音量調整回路に使用した場合、可変抵抗の回転角に対
して、音声信号出力の出方が聴き手にとって、非常に不
自然であるという欠点があった。又、第１図に示した様
な直流制御型出力レベル調整回路を、半導体集積回路と
して使用した場合、トランジスタ６のベース電圧は拡散
抵抗１３，１４の抵抗比で決まるのに対し、トランジス
タ５のベース電圧は拡散抵抗１０，１１およびカーボン
による可変抵抗１２との抵抗比で決まるが、集積回路内
部の拡散抵抗と外付けのカーボン抵抗とでは、周囲温度
の相違および温度係数の相違により、温度特性における
補償がうまく出釆ないという欠点もあった。従って、本
発明は、上記欠点を排除し好適な直流制御型出力レベル
調整装置を提供するものである。
直流電圧を適当に制御することによって、トランジスタ
１，２で構成される差動増幅器の各べ−ス間の菱電圧を
調整し、同差動増幅器の共通ェミツタ側に印加された入
力信号をトランジスタ１のコレクタ負荷抵抗７からェミ
ッタフオロワトランジスタを介して、出力信号として取
り出す。この場合、可変抵抗１２を変化させた場合「出
力レベル−可変抵抗値の特性は第３図の様になる。第３
図に示した様な出力特性を持つ直流制御型出力レベル調
整回路を、例えばテレビジョン受像機の音声回路におけ
る音量調整回路に使用した場合、可変抵抗の回転角に対
して、音声信号出力の出方が聴き手にとって、非常に不
自然であるという欠点があった。又、第１図に示した様
な直流制御型出力レベル調整回路を、半導体集積回路と
して使用した場合、トランジスタ６のベース電圧は拡散
抵抗１３，１４の抵抗比で決まるのに対し、トランジス
タ５のベース電圧は拡散抵抗１０，１１およびカーボン
による可変抵抗１２との抵抗比で決まるが、集積回路内
部の拡散抵抗と外付けのカーボン抵抗とでは、周囲温度
の相違および温度係数の相違により、温度特性における
補償がうまく出釆ないという欠点もあった。従って、本
発明は、上記欠点を排除し好適な直流制御型出力レベル
調整装置を提供するものである。
以下ト図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明す
る。
る。
第２図は、本発明の−実施例である。
図において、２１，２２は出力レベル調整用の差動増幅
器を構成するトランジスタ、３１はトランジスタ２１の
出力負荷抵抗、４３はェミッタフオロワトランジス夕、
４４は同トランジスタのェミッタ抵抗、４９は出力端子
、２３，２４は同回路の出力端子４９の直流レベルの変
動を抑えるための差動増幅器を構成するトランジスタ、
２５，２６はェミツタフオロワトランジス夕、３２はト
ランジスタ２５のェミッタ抵抗、３３はトランジスタ２
６のェミッ夕抵抗、２９，３０‘ま出力レベル調整用差
動増幅器の各ベースにバイアス電圧を供給するための差
動増幅器、３６はトランジスタ２９のェミツタ抵抗、３
７はトランジスタ３０のェミツタ抵抗、２７，２８はト
ランジスタ２９，３０の各コレクタ電流を電圧に変換す
るためのトランジスタ「３８，３９はトランジスタ２９
，３０のコレクタ電流が微少になった時にトランジスタ
２５，２６のベースへベース電流を供給するための抵抗
、３４，３５はトランジスタ２９のベース電流バイアス
供給用抵抗、４０，４２および４１はトランジスタ３０
のベース直流バイアス供給用の抵抗および可変抵抗、５
０は出力レベル調整用の直流制御電圧が供給される端子
「 ４５は入力信号源、４６，４７および４８は定電流
供給源「 ５１，５２は電圧供給用端子である。さて、
第２図において、入力信号源４５に信号を加えた場合、
この直流制御型出力レベル調整回路は、次の様な動作が
行なわれる。
器を構成するトランジスタ、３１はトランジスタ２１の
出力負荷抵抗、４３はェミッタフオロワトランジス夕、
４４は同トランジスタのェミッタ抵抗、４９は出力端子
、２３，２４は同回路の出力端子４９の直流レベルの変
動を抑えるための差動増幅器を構成するトランジスタ、
２５，２６はェミツタフオロワトランジス夕、３２はト
ランジスタ２５のェミッタ抵抗、３３はトランジスタ２
６のェミッ夕抵抗、２９，３０‘ま出力レベル調整用差
動増幅器の各ベースにバイアス電圧を供給するための差
動増幅器、３６はトランジスタ２９のェミツタ抵抗、３
７はトランジスタ３０のェミツタ抵抗、２７，２８はト
ランジスタ２９，３０の各コレクタ電流を電圧に変換す
るためのトランジスタ「３８，３９はトランジスタ２９
，３０のコレクタ電流が微少になった時にトランジスタ
２５，２６のベースへベース電流を供給するための抵抗
、３４，３５はトランジスタ２９のベース電流バイアス
供給用抵抗、４０，４２および４１はトランジスタ３０
のベース直流バイアス供給用の抵抗および可変抵抗、５
０は出力レベル調整用の直流制御電圧が供給される端子
「 ４５は入力信号源、４６，４７および４８は定電流
供給源「 ５１，５２は電圧供給用端子である。さて、
第２図において、入力信号源４５に信号を加えた場合、
この直流制御型出力レベル調整回路は、次の様な動作が
行なわれる。
トランジスタ２９，３０で構成される差動増幅器の定電
流供給源４８を流れる電流を１，とすると、トランジス
タ２９のベース電圧は抵抗３４７３５によって固定され
ているから、可変抵抗４蔓を適当に操作して端子５０に
生ずる制御用直流電圧がトランジスタ３０のベースに印
カロされ、従って、その制御用直流電圧に応じて、トラ
ンジスタ２９，３０のコレクタ電流は定電流供給源４８
を流れる電流１，を適当な比に分割して流れる。
流供給源４８を流れる電流を１，とすると、トランジス
タ２９のベース電圧は抵抗３４７３５によって固定され
ているから、可変抵抗４蔓を適当に操作して端子５０に
生ずる制御用直流電圧がトランジスタ３０のベースに印
カロされ、従って、その制御用直流電圧に応じて、トラ
ンジスタ２９，３０のコレクタ電流は定電流供給源４８
を流れる電流１，を適当な比に分割して流れる。
今「トランジスタ２５，２６のェミッタ電圧を各々Ｖ，
，Ｖ２とすると、次式の様に表わすことが出来る。Ｖ，
ｉＶ。
，Ｖ２とすると、次式の様に表わすことが出来る。Ｖ，
ｉＶ。
一ＶＢ８２７−ＶＢＥ２５ ｍＶ２
：Ｖ。−ＶＢＥ２８−ＶＢＥ２６
■ここで、Ｖｏは端子５１に印加される電圧でトランジ
スタ２７，２８の共通ベース電圧、ＶＢ８２５，ＶＢＥ
範，ＶＢＥ２７およびＶＢ８蟹はトランジスタ２５，２
６，２７および２８のベース・エミツタ間電圧である。
この回路において、ェミッタ抵抗３２，３３の値を等し
くすれば、ェミッタフオロワトランジス夕２５，２６の
ェミツタ電流は近似的に等しいため「Ｙ８８２７とＶＢ
Ｅ２６とはほぼ等しいとみなせる。
：Ｖ。−ＶＢＥ２８−ＶＢＥ２６
■ここで、Ｖｏは端子５１に印加される電圧でトランジ
スタ２７，２８の共通ベース電圧、ＶＢ８２５，ＶＢＥ
範，ＶＢＥ２７およびＶＢ８蟹はトランジスタ２５，２
６，２７および２８のベース・エミツタ間電圧である。
この回路において、ェミッタ抵抗３２，３３の値を等し
くすれば、ェミッタフオロワトランジス夕２５，２６の
ェミツタ電流は近似的に等しいため「Ｙ８８２７とＶＢ
Ｅ２６とはほぼ等しいとみなせる。
従って「トランジスタ２５，２６のェミッタ電圧の差、
即ち、差動増幅器を構成するトランジスタ２１，２２の
ベース間の差電圧は、式脚の様になる。Ｖ，一Ｖ２＝Ｖ
ＢＥ２８−ＶＢＥ２７ ｛３’ここ
で、一般に、トランジスタのベースェミツタ間電圧ＶＢ
Ｅとェミッタ電流ｌｅの間には、次式の関係が成立する
。
即ち、差動増幅器を構成するトランジスタ２１，２２の
ベース間の差電圧は、式脚の様になる。Ｖ，一Ｖ２＝Ｖ
ＢＥ２８−ＶＢＥ２７ ｛３’ここ
で、一般に、トランジスタのベースェミツタ間電圧ＶＢ
Ｅとェミッタ電流ｌｅの間には、次式の関係が成立する
。
ｖＢＥ；尊ｎ（声川三￥ｌｎ号 ■
但し、
五ｓ：トランジスタの飽和電流
ｋ；ボルッマン定数
Ｔ；絶対温度
ｑ：電子の電荷量
従って、式筋の右辺、トランジスタ２７，２８のベース
ェミツタ間電圧とェミッタ電流１３，１２と間の関係は
、次式の様になる。
ェミツタ間電圧とェミッタ電流１３，１２と間の関係は
、次式の様になる。
ｖ脳−ｖＢＢ２７＝尊ｎ号 ｛５）但し、
１２：トランジスタ２９のコレク夕電流
１３：トランジスタ３０のコレク夕霞流
同様に、式（３｝の左辺に関しても、
ｖ′ｖ２＝守ｌｎ号 （６｝
という関係が成り立つ。
但し、Ｌ：トランジスタ２１のコレクタ電流
ら：トランジスタ２２のコレクタ電流
式（３｝、｛５｝および（６’から、次式が成立する。
虫一三 【７’１２一１５
式‘７）から、第２図の様な回路構成では、差動増幅器
を構成するトランジスタ２１，２２において、トランジ
スタ２１のコレクタ電流山とトランジスタ２２のコレク
タ電流１５との電流比１４／１５は、他の差動増幅器を
構成するトランジスタ２９，３０における、トランジス
タ３０のコレクタ電流１３とトランジスタ２９のコレク
タ電流１２との電流比１３／１２に等しい。
を構成するトランジスタ２１，２２において、トランジ
スタ２１のコレクタ電流山とトランジスタ２２のコレク
タ電流１５との電流比１４／１５は、他の差動増幅器を
構成するトランジスタ２９，３０における、トランジス
タ３０のコレクタ電流１３とトランジスタ２９のコレク
タ電流１２との電流比１３／１２に等しい。
即ち、定電流供給源４６を流れる電流をちとすると、端
子４９に生じる出力レベルを最大にするには、トランジ
スタ２１のコレクタ電流Ｌをｋ‘こ、トランジスタ２２
のコレクタ電流ちを零にすれば良く、このことは、トラ
ンジスタ２９のコレクタ電流１２を零、トランジスタ３
０のコレク夕電流１３を１．にすれば良い。又、出力レ
ベルを最大出力の半分（一母旧）にするには、トランジ
スタ２１，２２のコレクタ電流１４，ちを１４＝１５＝
１６′２、トランジスタ２９，３０のコレクタ電流１２
、１３を、１２＝１３＝１，′２とすれば良し、。同様
に、出力レベルを零するには、トランジスタ２１のコレ
クタ電流１４を零、トランジスタ２２のコレクタ電流１
５をＷこすれば良く、そのためには、トランジスタ２９
のコレクタ電流１２を１，、トランジスタ３０のコレク
タ電流１３を零にすれば良い。
子４９に生じる出力レベルを最大にするには、トランジ
スタ２１のコレクタ電流Ｌをｋ‘こ、トランジスタ２２
のコレクタ電流ちを零にすれば良く、このことは、トラ
ンジスタ２９のコレクタ電流１２を零、トランジスタ３
０のコレク夕電流１３を１．にすれば良い。又、出力レ
ベルを最大出力の半分（一母旧）にするには、トランジ
スタ２１，２２のコレクタ電流１４，ちを１４＝１５＝
１６′２、トランジスタ２９，３０のコレクタ電流１２
、１３を、１２＝１３＝１，′２とすれば良し、。同様
に、出力レベルを零するには、トランジスタ２１のコレ
クタ電流１４を零、トランジスタ２２のコレクタ電流１
５をＷこすれば良く、そのためには、トランジスタ２９
のコレクタ電流１２を１，、トランジスタ３０のコレク
タ電流１３を零にすれば良い。
上記の場合、端子６０１こ生ずるトランジスタ３０のベ
ース電流バイアス電圧を以下の様に設定すれば良い。
ース電流バイアス電圧を以下の様に設定すれば良い。
出力レベル最大の場合、物ＡＸ＝Ｖ２９十申ｎを十，）
十１．ＲＥ ｛８〕
出力レベルが最大出力から一は旧減衰した場合、Ｖ３。
−母Ｂ＝Ｖ斑 側出力レベ
ルが零の場合、ＶのＭ・Ｎ＝Ｖ２９−もギ十．） −１，ＲＥ ■ とすれば良い。
ルが零の場合、ＶのＭ・Ｎ＝Ｖ２９−もギ十．） −１，ＲＥ ■ とすれば良い。
但し、
ＲＥ：トランジスタ２９のェミッ夕抵抗３６およびトラ
ンジスタ３０のェミッタ抵抗３７の値 Ｖ３肌＾ｘ：出力レベルの場合のトランジスタ３０のべ
−ス電圧Ｖ３ｏ−６ｄＢ：出力レベルが最大値から一皮
旧減衰した時のトランジスタ３０のベース電圧Ｖ３肌Ｎ
：出力レベル零の場合のトランジスタ３０のベース電圧
Ｖ２９：トランジスタ２９のベース電圧（固定）ｌｓ：
トランジスタ２９，３０の飽和電圧従って、端子４９に
生ずる出力レベルを最大から零まで調整出来得る様にす
るには、端子５０に印加する制御用直流電圧の可変範囲
△Ｖを式【８｝、‘１批から、次式の様に定めればよい
。
ンジスタ３０のェミッタ抵抗３７の値 Ｖ３肌＾ｘ：出力レベルの場合のトランジスタ３０のべ
−ス電圧Ｖ３ｏ−６ｄＢ：出力レベルが最大値から一皮
旧減衰した時のトランジスタ３０のベース電圧Ｖ３肌Ｎ
：出力レベル零の場合のトランジスタ３０のベース電圧
Ｖ２９：トランジスタ２９のベース電圧（固定）ｌｓ：
トランジスタ２９，３０の飽和電圧従って、端子４９に
生ずる出力レベルを最大から零まで調整出来得る様にす
るには、端子５０に印加する制御用直流電圧の可変範囲
△Ｖを式【８｝、‘１批から、次式の様に定めればよい
。
△ＶとＶ靴ＭＡｘ−Ｖ３ｏＭＩＮ
＝等ｎ（号十・）＋２１・ＲＥ（１１）
即ち、可変抵抗４１によって端子５川こ印加される綱用
直流電の可胸轍、少くとも豊ｎ（害＋１）十２１・ＲＥ
以上であれば、出力レベルは最大から零まで調整するこ
とができる。
直流電の可胸轍、少くとも豊ｎ（害＋１）十２１・ＲＥ
以上であれば、出力レベルは最大から零まで調整するこ
とができる。
尚、たとえば、端子５０１こ印加された制御用直流電圧
が最大になり、トランジスタ３０のコレクタ電流１３が
、１３＝１，となって、トランジスタ２９が遮断しコレ
クタ電流２が、１２＝０となった場合を考える。
が最大になり、トランジスタ３０のコレクタ電流１３が
、１３＝１，となって、トランジスタ２９が遮断しコレ
クタ電流２が、１２＝０となった場合を考える。
この時、当然トランジスタ２７も遮断でなければならな
い。ところが、エミツタフオロワトランジスタ２５は、
常にそのェミッタ電圧Ｖ，とェミッタ抵抗３２で決まる
ェミッタ電流が流れているため、必然的にそのェミッタ
電流に応じたベース電流を供給しなければならない。そ
のベース電流をトランジスタ２７から供給すると、同ト
ランジスタ遮断から導通の状態に入るため、式｛７）で
表わされた関係式が維持出来なくなる。従って、式｛７
｝の関係を保っため、トランジスタ２９が遮断状態にな
った場合には、ェミッタフオロワトランジス夕２５のベ
ース電流は、トランジスタ２７，２８の共通ベースの電
圧供給源５１とは別の電圧供給源５２から抵抗３８を介
して供給する様にしている。この方法だと、トランジス
タ２９が遮断状態の時、同様にトランジスタ２７も遮断
状態となって、式（７｝の関係が完全に維持出来る。又
、逆に、トランジスタ３０が遮断状態になった時も、上
記説明は全く同様に成り立つ。又、第２図に示した様な
抵抗４０，４２と可変抵抗４１とでトランジスタ３０の
べ−ス電圧を設定する方法だと、可変抵抗４１の抵抗値
に対してトランジスタ３０のベース電圧はリニアに比例
する。
い。ところが、エミツタフオロワトランジスタ２５は、
常にそのェミッタ電圧Ｖ，とェミッタ抵抗３２で決まる
ェミッタ電流が流れているため、必然的にそのェミッタ
電流に応じたベース電流を供給しなければならない。そ
のベース電流をトランジスタ２７から供給すると、同ト
ランジスタ遮断から導通の状態に入るため、式｛７）で
表わされた関係式が維持出来なくなる。従って、式｛７
｝の関係を保っため、トランジスタ２９が遮断状態にな
った場合には、ェミッタフオロワトランジス夕２５のベ
ース電流は、トランジスタ２７，２８の共通ベースの電
圧供給源５１とは別の電圧供給源５２から抵抗３８を介
して供給する様にしている。この方法だと、トランジス
タ２９が遮断状態の時、同様にトランジスタ２７も遮断
状態となって、式（７｝の関係が完全に維持出来る。又
、逆に、トランジスタ３０が遮断状態になった時も、上
記説明は全く同様に成り立つ。又、第２図に示した様な
抵抗４０，４２と可変抵抗４１とでトランジスタ３０の
べ−ス電圧を設定する方法だと、可変抵抗４１の抵抗値
に対してトランジスタ３０のベース電圧はリニアに比例
する。
従って、式（１１）の右辺で、トランジスタ２９’３０
のヱミッ地抗ＲＥ力ミ充分大きく、牢・ｎ（号十１）が
２ＲＥＩ１に対して、無視出来る範囲である場合、５０
１こＥＯ力ロされる制御用直流電圧の可変範囲がその最
大値から１′２になれば、端子４９に生ずる出力レベル
も最大値から１／２に減衰する。即ち、この場合は、制
御用直流電圧に対し出力レベルもリニアに変化する。第
４図は、第２図における直流制御用出力レベル調整回路
における可変抵抗４１の抵抗値と出力レベルの特性を示
した図である。
のヱミッ地抗ＲＥ力ミ充分大きく、牢・ｎ（号十１）が
２ＲＥＩ１に対して、無視出来る範囲である場合、５０
１こＥＯ力ロされる制御用直流電圧の可変範囲がその最
大値から１′２になれば、端子４９に生ずる出力レベル
も最大値から１／２に減衰する。即ち、この場合は、制
御用直流電圧に対し出力レベルもリニアに変化する。第
４図は、第２図における直流制御用出力レベル調整回路
における可変抵抗４１の抵抗値と出力レベルの特性を示
した図である。
従って、上記説明から、可変抵抗４１としてＢ型特性の
ものを使用すれば、回転角と出力レベルの関係は当然Ｂ
型特性となり、Ａ型特性の可変抵抗を使用すれば、回転
角と出力レベルの関係はＡ型特性となる。
ものを使用すれば、回転角と出力レベルの関係は当然Ｂ
型特性となり、Ａ型特性の可変抵抗を使用すれば、回転
角と出力レベルの関係はＡ型特性となる。
故に、可変抵抗４１の特性を適当に選択すれば、可変抵
抗の回転角に対する出力レベルの調整が、使用者にとっ
て自然かつ好適に行うことが出来るという利点がある。
たとえば、第２図に示した回路をテレビジョン受像機の
音声回路の音量調整回路に使用した場合、特に可変抵抗
としてＡ型の特性のものを使用すれば、可変抵抗の回転
角と音声信号出力の特性は、従釆から使用されて来た可
変抵抗のみによる音量調整法の場合と大差なく「理想的
な特性が得られるという利点がある。又、本発明を半導
体集積回路として使用する場合、トランジスタ同志たが
いにベアになって−群を構成しているため、温度補償上
の問題はない。
抗の回転角に対する出力レベルの調整が、使用者にとっ
て自然かつ好適に行うことが出来るという利点がある。
たとえば、第２図に示した回路をテレビジョン受像機の
音声回路の音量調整回路に使用した場合、特に可変抵抗
としてＡ型の特性のものを使用すれば、可変抵抗の回転
角と音声信号出力の特性は、従釆から使用されて来た可
変抵抗のみによる音量調整法の場合と大差なく「理想的
な特性が得られるという利点がある。又、本発明を半導
体集積回路として使用する場合、トランジスタ同志たが
いにベアになって−群を構成しているため、温度補償上
の問題はない。
特に、トランジスタ２９，３０の各ベース直流バィアス
電圧は、ＩＣ内部の拡散抵抗３４，３５の比、および外
付のカーボン抵抗４０，４２と同じくカーボンによる可
変抵抗の比により、抵抗の絶対値には依存しないため、
温度特性上の補償も充分である。尚、トランジスタ２３
，２４で構成される差動増幅器は、出力レベル調整とい
う本来の目的には直接的には関与しないが、この差動増
幅器によって端子４９に生ずる直流レベルの変動を抑え
る役目を果している。
電圧は、ＩＣ内部の拡散抵抗３４，３５の比、および外
付のカーボン抵抗４０，４２と同じくカーボンによる可
変抵抗の比により、抵抗の絶対値には依存しないため、
温度特性上の補償も充分である。尚、トランジスタ２３
，２４で構成される差動増幅器は、出力レベル調整とい
う本来の目的には直接的には関与しないが、この差動増
幅器によって端子４９に生ずる直流レベルの変動を抑え
る役目を果している。
従って、仮にトランジスタ２３，２４で構成される差動
増幅器が無くとも、第２図に示された回路その機能を充
分に果す。以上説明して釆た点からも明らかな様に、本
発明によれば実用的価値大なる直流制御型出力レベル調
整回路を提供することが出来る。
増幅器が無くとも、第２図に示された回路その機能を充
分に果す。以上説明して釆た点からも明らかな様に、本
発明によれば実用的価値大なる直流制御型出力レベル調
整回路を提供することが出来る。
第１図は、従来の直流制御型出力レベル調整回路の回路
構成図、第２図は本発明の一実施例における直流制御型
出力レベル調整回路の回路構成図、第３図は第１図の回
路における出力レベルと可変抵抗値の関係を示す図、第
４図は第２図の回路における出力レベルと可変抵抗値の
関係を示す図である。 尚、図において１・・・・・・・・・６，１５，２１・
・−・・・・・・，３０，４３：トランジスタ、７，…
……１１，１３，１４，１６，３１・……・・４０，４
２，４４：抵抗、１２，４１：可変抵抗ｔ １７，４５
：信号源、１８，１９，４６，………４８：定電流供給
源「 ０，４９：出力端子、２０，５０：制御用直流電
圧供給端子、５１，５２：電圧供給源、Ｖ，；トランジ
スタ２５のェミッタ電圧、Ｖ２：トランジスタ２６のェ
ミッタ電圧、１，：定電流供給源４８を流れる電流、１
２：トランジスタ２９のコレクタ電流、１３：トランジ
スタ３０のコレク夕電流、１４：トランジスタ２１のコ
レクタ電流、１５：トランジスタ２２のコレクタ電流、
１６：定電流供給源４６を流れる電流、Ｖｏ：端子５１
‘こ印加される電圧である。 第１図 第２図 第３図 第４図
構成図、第２図は本発明の一実施例における直流制御型
出力レベル調整回路の回路構成図、第３図は第１図の回
路における出力レベルと可変抵抗値の関係を示す図、第
４図は第２図の回路における出力レベルと可変抵抗値の
関係を示す図である。 尚、図において１・・・・・・・・・６，１５，２１・
・−・・・・・・，３０，４３：トランジスタ、７，…
……１１，１３，１４，１６，３１・……・・４０，４
２，４４：抵抗、１２，４１：可変抵抗ｔ １７，４５
：信号源、１８，１９，４６，………４８：定電流供給
源「 ０，４９：出力端子、２０，５０：制御用直流電
圧供給端子、５１，５２：電圧供給源、Ｖ，；トランジ
スタ２５のェミッタ電圧、Ｖ２：トランジスタ２６のェ
ミッタ電圧、１，：定電流供給源４８を流れる電流、１
２：トランジスタ２９のコレクタ電流、１３：トランジ
スタ３０のコレク夕電流、１４：トランジスタ２１のコ
レクタ電流、１５：トランジスタ２２のコレクタ電流、
１６：定電流供給源４６を流れる電流、Ｖｏ：端子５１
‘こ印加される電圧である。 第１図 第２図 第３図 第４図
Claims (1)
- １ 出力レベル調整用の直流電圧が供給される第１の差
動増幅器と、該第１の差動増幅器を構成する２個のトラ
ンジスタの夫々のコレクタ電流を電圧に変換して出力す
るトランジスタ対と、該トランジスタ対の夫々の出力を
受ける２個のエミツタフオロワトランジスタと、該２個
のエミツタフオロワトランジスタの出力電圧が供給され
ると共に共通端子に入力信号が印加される第２の差動増
幅器と、該第２の差動増幅器から出力を得る手段とを具
備する直流制御型出力レベル調整回路において、前記第
１の差動増幅器を構成する２個のトランジスタのうちの
一方が実質的に遮断状態とあったときに、その遮断状態
となったトランジスタに対して設けられた前記２個のエ
ミツタフオロワトランジスタのうちの一方に前記トラン
ジスタ対とは別の電流通路を介してベース電流を供給す
るベース電流供給回路を設けたことを特徴とする直流制
御型出力レベル調整回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50055719A JPS6013327B2 (ja) | 1975-05-07 | 1975-05-07 | 直流制御型出力レベル調整回路 |
| US05/682,799 US4013972A (en) | 1975-05-07 | 1976-05-03 | Amplifier with gain control means |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50055719A JPS6013327B2 (ja) | 1975-05-07 | 1975-05-07 | 直流制御型出力レベル調整回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS51130146A JPS51130146A (en) | 1976-11-12 |
| JPS6013327B2 true JPS6013327B2 (ja) | 1985-04-06 |
Family
ID=13006668
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50055719A Expired JPS6013327B2 (ja) | 1975-05-07 | 1975-05-07 | 直流制御型出力レベル調整回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4013972A (ja) |
| JP (1) | JPS6013327B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4318051A (en) * | 1980-01-15 | 1982-03-02 | Rca Corporation | Symmetrically gain controlled differential amplifier |
| US4376288A (en) * | 1981-08-27 | 1983-03-08 | Rca Corporation | Signal gain control with DC compensation |
| US4426625A (en) * | 1981-08-27 | 1984-01-17 | Rca Corporation | Circuit for linearly gain controlling a differential amplifier |
| DE3811947A1 (de) * | 1988-04-11 | 1989-10-19 | Telefunken Electronic Gmbh | Steuerbare verstaerkerschaltung |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3684974A (en) * | 1968-01-29 | 1972-08-15 | Motorola Inc | Automatic gain control rf-if amplifier |
| US3641450A (en) * | 1970-12-15 | 1972-02-08 | Motorola Inc | Gain controlled differential amplifier circuit |
-
1975
- 1975-05-07 JP JP50055719A patent/JPS6013327B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-05-03 US US05/682,799 patent/US4013972A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS51130146A (en) | 1976-11-12 |
| US4013972A (en) | 1977-03-22 |
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