JPS5990395A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は過渡状態において負特性を呈し、定常状態にお
いて正特性を呈するいわゆる飽和蒸気圧型の高圧放電灯
を位相制御素子を用いて定電力点灯させる放電灯点灯装
置に関するものであり、その目的とするところは交流電
源の電源電圧の急激な降下による高圧放電灯の立消えを
防止することができ、かつ定電力制御が損われることが
ない放電灯点灯装置を提供することにある。

従来、との種の放電灯点灯装置は第１図に示すようにな
っており、図中（１）は交流電源、（２）は放電灯始動
装置、（３）は飽和蒸気圧型の高圧放電灯（以下放電灯
と略称する）、（４）はチョークコイルよりなるイン咬
りタンス素子、（６）は位相制御スイッチ回路、（６）
は降圧整流回路、（７）は放電灯（３）のランプ電圧検
出回路、（８）は電源同期信号発生回路、（９）は位相
制御タイミンク発生回路、（ｌＯ）は位相制御素子駆動
回路である。第２図は具体回路例を示すもので、（５ａ
）は双方向性８端子サイリスタよりなる位相制御素子、
（ＣＰＩ）　（ＣＰりは電圧レベルを比較するコンパレ
ータ、　（ＦＦ）け５−Ｒ５のフリップフ０ツプ、（（
１＋）〜（切）はトランジスタ、（Ｚｌ）（Ｚ２）はツ
ェナタイオード、（ＤＩ）　−（Ｌ）４）はタイオード
、（Ｒａ）（Ｒｂ）ｌ＜＋）　−（Ｒ１１１）　ｎ抵抗
、（ＣＩ）　−（ｃｙ）はコンデンサ、　（Ｔ）は降圧
トランス、（ＰＴ）はパルストランス、　（ＣＨ）は補
助チョークコイルである。

以下、第２図従来例の動作について説明する。

第８図は各部の動作波形図であり、同図（ａ）は電源電
圧（Ｖｓ　）、同図（ｂ）はコンパし一タ（ＣＰＩ）の
入力、同図（ｃ）はコシパレータ（ＣＰ２）の出力、同
図（ｄＪはコンデンサ（Ｃ２）の両端電圧（ＶＣ２）　
、同図（ｅ）はコシパレータ（ＵＰＩ）の出力、同図（
ｆ）はフリップフロップ（ト下）の出力（Ｑ、同図（ｇ
）は位相制御素子（５ａ）のトリガ信号（ＶＴ）、同図
（Ｋ）はランプ電流（Ｉｄａ）、同図（ｉ）はランプ電
圧（Ｍａ）を示している。い捷、交流電源（１）は位相
制御スイッチ回路（り）とインタフタンス素子（４）と
を介して、放電灯（３）および放電灯始動装置（２）に
印加されており、放電灯始動装置（２）によって放電灯
（３）が点灯され、ランづ電圧（Ｖｉａ）あるいはラン
プ電流（Ｉ／ａ）に基いて位相制御スイッチ回路（５）
の位相制御素子（５ａ）の導通位相を角（θ）を適当に
制御することによって放電灯（３）は定常状態において
点電力点灯されるようになっている。ここに、ランプ電
圧検出回路（７）では、放電灯（３）のランプ電圧（Ｍ
ａ）を抵抗（Ｒａ）、（Ｒｂ）にて分圧するとともにタ
イオードブリッジ（ＤＢ２）にて整流し、コンデンサ（
Ｃ１）にて平滑してう：、Ｉづ電圧（Ｖｉａ）に比例し
た直流電圧（Ｖｏ）を出力する。一方、降圧整流回路（
６）の降圧トランス（Ｔ）およびタイオードブリッジ（
ＤＢＩ）にて交流電源＋１）を降圧整流して得られる脈
流電圧（ＶＷ）は抵抗（Ｒ６）（Ｒ７）にて分圧され、
その分圧電圧（Ｖｗ’）がコンパレータ（ＣＰ２）のＯ
入力端子に印加される。また、上記脈流電圧（Ｖｗ）は
タイオード（Ｄ３）を介してトランジスタ（Ｃ２）、ツ
ェナタイオード（Ｚ２）などよりなる定電圧回路に入力
され、定電圧回路によって完全平滑された回路電源（Ｖ
ｃｃ）が各回路に供給される。電源同期信号発生回路（
８）のコシパレータ（ＣＰ２）の■入力端子およびθλ
入力端子は回路電源（Ｖｃｃ）を抵抗（Ｒ４）　（Ｒ５
）にて分圧した基準電圧（Ｖｒ　）と脈流電圧（ＶＷ）
の分圧電圧（Ｖｖ’）とがそれぞれ入力され、コンパレ
ータ（ＣＰ　２）の出力として第８図（ｃ）のように電
源電圧（Ｖｓ）のセロ９０２点に同期したパルスよりな
る電源同期信号（Ｖｚ）が出力される。この電源同期信
号（Ｖｚ）は位相制御タイミンジ発生回路（９）のフリ
ップフＤツｊ（ＦＴ）のセット端子に入力され、電源同
期信号（■７）が得られる毎にフリッづフロツブ（ＦＦ
）の出力（（ＪがゝゝＬ　ｕにセットされる。フリップ
フ０ツづ（ＦＦ）の出力（Ｑ）がゝゝＬ“にセットされ
ると、トランジスタ（Ｑｌ）がオフしてコンデンサ（Ｃ
２）が抵抗（Ｒ２）を介して充電され始めるとともに、
位相制御素子駆動回路（１０）のトランジスタ（Ｃ２）
がオフしてコンデン＋ｊ（ｃｑ）が抵抗（Ｒ３）、パル
ストランス（ｌｙｒ）の１次側巻線およびタイオード（
Ｄ２）を介して充電され始める。ここに、コンパレータ
（ＣＰ＋）の■入力端子にはコンデンサ（Ｃ２）の両端
電圧（Ｖｃｇ）が印加され、θλ入力端子は前述したラ
ンプ電圧検出回路（７）から出力されるランプ電圧（Ｖ
ｌａ）に比例した直流電圧（Ｖｏ）がタイオード（Ｄｌ
）を介して印加されており、コンデンサ（Ｃ２）の両端
電圧（Ｖｃ２）が直流電圧（ＶＱ）よりも大きくなった
時点でコンパレータ（ＣＰＩ）の出力はＸＩＨ″になり
、フリップフ０ツづ（ＦＦ）のリセット端子にゝゝＨｎ
が入力されフリップフロップ（ＦＦ）の出力（Ｑ）は直
ちにゝゝＨ“となる。ここで、トランジスタ（Ｑｌ）が
オンしてコンデンサ（Ｃ２）の充電々荷が放電されると
ともに、トランジスタ（Ｃ２）もオンしてコンデンサ（
Ｃ２）の充電々荷がパルストランス（ＰＴ）の１次巻線
を介して放電され、パルストランス（ＰＴ）の２次巻線
に第８図（ｇ＋に示すようなパルス状のトリガ信号（Ｖ
Ｔ）が発生し、とのトリガ信号（ＶＴ）がダイオード（
Ｄ４）および抵抗（Ｒ８）を介して位相制御素子（５ａ
）のゲートに印加される。したがってその時点から位相
制御素子（５ａ）がオンし、それまで交流電源ｔ＋）よ
り補助チョークコイル（ＣＨ）およびインタフタンス素
子（４）を介して流れていたランプ電流（Ｉｄａ）がイ
ンタフタンス素子（４）を介してのみ流れることになり
、ランプ電流（Ｉｄａ）が増加する。以上のように、こ
の種の従来例にあっては、放電灯（３）のランプ電圧（
Ｖｉａ）に比例した直流電圧（ＶＯ）が上昇すると位相
制御素子（５ａ）の導通位相角θが大きく々す、直流電
圧（ＶＯ）が下降すると導通位相角０が小さくなるよう
に位相制御が行なわれている。すなわち、ランプ電圧（
Ｖｄａ）の大小関係と導通位相角（θ）の関係は第４図
および第５図のようになっており、Ａ、Ｂ、Ｃ点のラン
プ電圧（Ｖｌ！ａ＋）（Ｖｊ！ａ２）（％ＶａＪｋ　Ｖ
ｄａ＋　＜　Ｖ６ａ、＜　Ｍａｓ＋とすれは当然Ｖｏ　
１＜　Ｖｏ　２　＜　Ｖｏ　３となり、導通位相角はθ
１〈θ２〈θ３となる。ここに、ランプ電流（Ｉｌａ）
はランプ電圧（’Ｍａ）Ｋ基いて（逆比例するようＫ）
制御され、放電灯（３）は第５図に示すＶｅａ−θ特性
の一点（Ｂ点）を安定点としてランプ電流（Ｉｄａ）が
制御され、放電灯（３）のランプ電圧（ＶＡ’ａ）がほ
ぼ一定になるように制御して放電灯（３）を定電力点灯
するようになっていた。

ところで、このような従来例において電源電圧（Ｖｓ）
が何らかの原因で急激に低下すると、それ寸で正特性領
域で定常状態で点灯していた放電灯（３）が負特性領域
で動作することになって最悪の場合放電が停止して立消
えするという問題があった。

すなわち、従来例にあっては、電源電圧（Ｖｓ）が急激
に低くなった場合にもランプ電圧（Ｍａ）が上昇すると
導通位相角（θ）を大きくしてラン″′ｊ電流（１１１
！ａ＋を減少させるように制御するようになっており、
いわゆる負特性を呈する放電灯（３）に対しても、正特
性を呈する放電灯（３）に対する定電力制御を行なって
いたので、位相制御を行なわないインダクタンス素子だ
けを用いた放電灯点灯装置よりも立消えが起き易いとい
う不都合があった。この不都合を解決するためコンデン
サ（ｃｌ）の容量を大きくしてランプ電圧（Ｍａ）の変
化に対する導通位相角（θ）の変化速度を遅くして感度
を鈍くする方法があるが、このようにすれば放電灯（３
）を定電力点灯させるという本来の目的が達成できない
という問題があった。本発明は上記の点に鑑みて為され
たものである。

以下、実施例について図を用いて説明する。第６図およ
び第７図は本発明一実施例を示すもので、図中、（ｉ〜
（１ｏ）　ａ：第１図従来例と同一の構成であり、魚雷
点灯時は従来例と全く同様にして定電力点灯されている
。また、（＋１はランプ電圧（Ｖ７１！ａ　）のｔロク
ロス点を検出するセＤり０ス検出回路であり、ツェナタ
イオード（Ｚ３）、トランジスタ（Ｑ４）および抵抗（
１（１υ〜（ＲＩ３）にて形成されている。（１２）は
ぜロタ０ス検出回路（１１）から出力されるセロクロス
信号（ＶｚつをカウントするＴ型フリップフロツづ（Ｔ
Ｆ）よりなる２進カウンタ、（＋３７（＋４１は２進カ
ウンタ（１２）の出力にて記憶タイミンタが切換えられ
るランプ電圧記憶回路であり、トランジスタ（Ｑ６）〜
（Ｑ９）、アンド回路（ＡＮＤＩ）　（ＡＮＤ２）、］
？／デンサ（ＣＳ）　（Ｃ＋）および抵抗（ＲＩ４）〜
（ＲＩＧ）にて形成されている。（１５）はコンパレー
タ（ＣＰＮ）よりなる比較回路、（＋６１１ｄエクスク
ル−ジブオア回路（ＸＯＲ）よりなる排他的論理和回路
であり、（１１）〜（１６）にて急激変化検出手段０７
）が形成され、交流電源（ｌｉの前後する２半サイクル
のランプ電圧（Ｖｄａ）の後半サイクルのランプ電圧（
Ｖｉａ）が前半サイクルのランプ電圧（Ｖｄａ　）より
も大きいとき急激変化信号（ＶＮ）を出力する。（１８
）は単安定マルチバイブレータ（ＣＫ＋　）　（ＣＮ３
）にて形成される強制導通手段であり、急激変化信号（
ＶＮ）が得られたとき、上記２半サイクルに続く次の半
サイクルにおける位相制御素子（５ａ）の導通位相角（
θ）を交流電源ｉｌ＋のゼロクロス点近傍（θ＃０）に
設定するようになっている。

以下、実施例の動作について具体的に説明する。第８図
は各部の動作波形図を示すもので、同図（ａ）はランプ
電圧（Ｖｌａ）を分圧して整流した検出電圧（Ｖｏつ、
同図（ｂ）はゼロクロス信号（Ｖｚ）、同図（Ｃ）はＴ
型フリップフロップ（ＴＦ）の出力（Ｑ）、同図（ｄ）
はコンデンサ（Ｃ８）の両端電圧（■ｃ８）、同図（ｅ
）はコンデンｌ１ｊ（Ｃ９）の両端電圧（ＶＣ９）、同
図はコンパレータ（ＣＦ２）の出力、同図（ｇ）はエク
スクルージブオア回路（ＸＯＲ）から出力される急激変
化信号（ＶＮ）、同図（ｈ）（ｉ）は単安定マルチバイ
ブレータ（ＣＫυ（ＣＮ３）の出力、同図（ｊ）は位相
制御素子（５ａ）のトリガ信号（ＶＴ）である。いま、
定常点灯時において、ランプ電圧（Ｗａ）が一定となる
ように位相制御素子（５ａ）の導通位相角（θ）が制御
されており、放電灯（３）は従来例と全く同様にして定
電力点灯されている。次に急激変化検出手段θ７）の動
作について説明すると、いま、ゼロクロス検出回路（１
１）からはランプ電圧（Ｖｄａ　）のセロクロス点に同
期したセロクロス信号（Ｖｚ’）が出力されておシ、こ
のセ０り０ス信号（Ｖｚ’）をカウシトするＴ型フリッ
づフロツブ（ＴＦ）の出方（Ｑ（６はゼロクロス信号（
Ｖｚ’）がゝゝＨ″になる毎にそれぞれ反転をくり返す
。次に、Ｔ型フリップフＤツづ（ＴＦ）の出力（Ｑ）が
ゝゝＨ〃　となる半サイクルにおいては、トランジスタ
（Ｑ９）はオフ、トランジスタ（Ｃ７）はオンとなる。

またセロクロス信号（Ｖｚ’）がｔゝＨ″のときアンド
回路（ＡＮＤ２）出力がゝゝＨ″　　となりトランジス
タ（Ｃ６）がオンして］ｙヂンサ（Ｃ８）を放電する。

しかし、ゼロクロス信号（Ｖｚ’）はすぐにゝゝＬ〃に
なるので、トランジスタ（Ｃ７）を介してコンデンサ（
Ｃ８）が第８図（ａ）に示すように充電され始める。

一方、コンデンサ（Ｃ０）はＴ型フリップフロップ（Ｔ
Ｆ）の出力（Ｑ）がゝ１Ｈ″となる一つ前の半サイクル
において、トランジスタ（Ｑ９）がオンして充電されて
おり、Ｔ型フリップフロツづ（ＴＦ）の出力（Ｑ）がゝ
ゝＨ“となる半サイクルにおいてトランジスタ（Ｃ３）
（Ｃ８）がオンしないためコンデンサ（Ｃ０）は第８図
（ｅ）のように充電された電荷を残している。ここに、
両〕ンデンサ（Ｃｓ＞　（Ｃ９）の両端電圧（Ｖｃｓ）
　（Ｖｃｅ）はコンパレータ（ＣＦ２）の■入力端子、
○入力端子に入力され、第８図（ｆ）に示すような出方
を出す。但し、コンパレータ（ＣＰｌ）は入力間の電圧
差が所定値より小さいとき同一電圧とみなすことにょシ
、多少のう？、Ｉプ電圧（Ｖｌａ）の変化があっても影
響がないようにしである。また、コンデンサ（Ｃ８）と
抵抗（Ｒ］４）、コンデンサ（Ｃ９）　ト抵抗（ＲＩ５
）　（７）５１１１−１：全＜同一である。ところで、
いま、ランプ電圧（Ｖｌａ）を分圧して整流した検出電
圧（Ｖ’０）は電源電圧（Ｖｓ　）が一定のとき、一定
の波形となっておシ、例えば第８図（ａ）の検出電圧波
形（ｗｌ）〜（ｗ４）の区間において、検出電圧（ＶＯ
＞は一定となっている。このとき、各々前後２半サイク
ルの検出電圧（■）の波形が等しいので、Ｔ型フリップ
フ０ツブ（ＴＦ）の出力（Ｑｌとコシパレータ（ＣＦ２
）の出力が全く同一となっている。つまり、検出波形（
ｗ２）の場合について考えると、検出波形（Ｗ、）の時
に充電されるコンデンサ（Ｃ８）の両端電圧（ＶｃＪは
、ＶＣＲ”　ＶＯ（１−ｅｘｐ　（、その電圧を保持し
ている。但し、この場合ｖｏは検出波形（Ｗ＋）の平担
部分の電圧（実効電圧）であり、Ｔは交流電源（１）の
周期である。一方、］コンデンサＣ１）の充電は検出波
形（Ｗ２）においてＶＣ９”０から始まり、検出波形（
Ｗ、）に移るときにＶｃ９：Ｖｃｓになるので、常にＶ
（Ｊ＞　ＶＣ９となっており、検出波形（Ｗ２）の間コ
ンパレータ（ＣＦ２）の入力け○入力端子〉の入力端子
であるからコンパレータ（ｃｐａ）α力はゝゝＬ″であ
り、Ｔ型フリップフＤツブ（ＴＦ）の出力と同一波形に
なっている。したがってＴ型フリップフ［１ツブ（ＴＦ
）の出力（Ｑ）と］ｙパＬｉ　−夕（ＯＰ：＋）の出力
の排他的論理和をエクスクルージづオア回路（ＸＯＲ）
にて演算すれば、検出電圧（Ｖｓ）が変化しない間はエ
クスクル−ジブオア回路（ＸＯＲ）の出力は常に′ｔ　
Ｌ　Ｉ＋となって急激変化信号（ＶＮ）は出力されない
。

次に、電源電圧ｆｆ５）が急激に低下した場合において
、放電灯（３）は飽和蒸気圧型であるため負特性を呈し
、ランプ電圧（Ｖｌａ）が急激に増加し、ランプ電流（
Ｉ７１Ｉａ）は低下する。例えば第８図（ａ）の検出波
形（Ｗ＋）（Ｗｓ）の間で電源電圧（Ｖｓ）が急激に変
化した場合、Ｗ５＞　Ｗ４となシ、このときの（Ｖｏ）
の値を（ＶＯＷ４）、（ＶｏＷ５）とすれば、コンデン
サ（Ｃ８）の端子電））となっておシ、一方コンヂン＋
ｊ（Ｃ９）の端子電となり、Ｖｏｗ４　＜　ｖＯＷ５で
あるからＶＣ９”　ＶＣＲとなる時間ｔが存在し、当然
１＜７である。従って、検出電圧（Ｖら）のゼロクロス
点からｔ時間後にコシパレータ（ＣＰＩ）の出力がゝ１
Ｈ″→ＩＩ　Ｌ　ｔｔに反転することになるが、このと
きＴ型フリップフ０ツ″ｊ（ＴＦ）の出力は１ゝＨ”の
ままであるので、エクスクル−ジブオア回路（ＸＯＲ）
の出力がゝゝＨ″となって急激変化信号（ＶＮ）が出力
される。この急激変化信号（ＶＮ）は強制導通手段（１
８）のエツジトリガ型の単安定マルチバイブレータ（Ｃ
Ｋ１）のトリガ端子に入力され、次のゼロクロス信号（
Ｖｚ’）が１１Ｈ″になって急激変化信号（ＶＮ）がＳ
Ｓ　ＨＬＬ→ゝゝＬ″に変化したとき単安定マルチバイ
ブレータ（ＣＫＩ）出力は所定時間ゝゝＨ″となり、こ
れによってランプ電圧（Ｖｉａ）のせ０クロス点が終っ
てランプ電圧（Ｖｌａ）が立上る付近までの時間遅れを
作る。単安定マルチバイづレータ（ＣＫＩ　）出力がゝ
ゝＨ″→ゝゞＬ″に変化したとき単安定マルチパイづレ
ータ（ＣＢ２）の出力が一定時間だけゝゝＨ″となり、
トランジスタ（Ｑ５）がオシして位相制御タイ三′Ｊり
発生回路（９）のフリッづフロップ（ＦＦ）の強制リセ
ット端子（ｒｅｓｅｔ　）をゝゝＬ″にするためフリッ
づフロラづ（ＦＦ）の出力（Ｑ）　ｔ、ｓ　１１　ＨＬ
Ｌになり、トランジスタ（Ｑｌ）　（Ｑ２）をオンにし
てコンデンサ（Ｃ２）　（ＣＢ）を放電するので、コン
デンサ（Ｃ３）の放電電流がノ＼ルストランス（ＰＴ）
の１次側に流れてパルストランス（ＰＴ）の２次側にト
リガ信号（ＶＴ）を発生する。したがって位相制御素子
（５ａ）の導通位相角（θ）はランプ電圧（Ｖｌａ）の
ゼロクロス点近傍となるように小さく設定され、ラシづ
電流（Ｉｌａ）を増加させるようになっており、交流電
源ｆｌ）の前の半サイクルのランプ電圧（Ｖｌａ）より
も後の半サイクルのランプ電圧（Ｖｌａ）が所定値以上
大きい場合に、次の半サイクルのランプ電流（Ｉｌａ）
を増加させ、ランプ電圧（Ｖｄａ）の上昇を押えて放電
灯（３）の立消えを防止するようになっている。

なお、実施例はランプ電圧（Ｖｌａ）の変化に基いて電
源電圧（Ｖｓ）の急激変化を検出して位相制御素子（５
ａ）の導通位相角（のを制御することにより立消えを防
止しているが、ランプ電流（Ｉｌａ）の変化に基いて電
源電圧（Ｖｓ）の急激変化を検出するようにしても良く
、この場合、実施例のランプ電圧記憶回路（１ａ）　（
＋４）をランプ電流記憶回路とし、交流電源ｆ１＋の前
半サイクルのランプ電流（１７！ａ）よりも後半サイク
ルのランプ電流（Ｉｄａ）が所定値以上大さいとき急激
変化信号（ＶＮ）が出力されるようにコシパレータ（Ｃ
Ｆ２）の入力を切換えれば良く、急激変化信号（ＶＮ）
が得られたとき、位相制御素子（５ａ）の導通位相角（
θ）を強制的に小さく設定してラン′：５電流（Ｈ！ａ
）を増加させ放電灯（３）の立消えを防止するようにな
っている。

本発明は上述のように、飽和蒸気圧型の高圧放電灯に位
相制御素子およびインタフタンス素子を介して交流電源
を印加し、高圧放電灯のランプ電圧あるいけランプ電流
に基いて位相制御素子の導通位相音制御して定電力点灯
するようにして成る放電灯点灯装置において、交流電源
の前後する２半サイクルのランプ電圧あるいはランプ電
流を比較して後半サイクルのランプ電圧が大きいかある
いは後半サイクルのランプ電流が小さいとき急激変化信
号を出力する急激変化検出手段と、急激変化信号が得ら
れたとき上記２半サイクルに続く次の半サイクルにおけ
る位相制御素子の導通位相を強制的に小さく設定する強
制導通手段とを設けたものであり、前後する２半サイク
ルのラ−）’）電圧あるいはランプ電流に基いて電源電
圧の急激な低下を検出し、急激変化信号が得られたとき
次の半サイクルにおける位相制御素子の導通位相角を強
制的に小さくしてラン−５’Ｍ流を増加させているので
、電源電圧の急激な低下による立消えを防止することが
できるという利点があり、また、急激変化信号が得られ
た次の半サイクルにおいてだけランプ電流を増加させる
ようにしているので、定常点灯時の定電力制御が損なわ
れることがないという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例のブロック回路図、第２図は同上の具体
回路図、第８図乃至第５図は同上の動作説明図、第６図
は本発明一実施例のブロック回路図、第７図は同上の具
体回路図、第８図は同上の動作説明図である。 （Ｕは交流電源、（３）は高圧放電灯、（４）はインタ
フタンス素子、（５ａ）は位相制御素子、θ７）は急激
変化検出手段、（１８）は強制導通手段である。 代理人　弁理士　　石　１）長　七

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）飽和蒸気圧型の高圧放電灯に位相制御素子および
   インタフタンス素子を介して交流電源を印加し、高圧放
   電灯のランプ電圧あるいはランプ電流に基いて位相制御
   素子の導通位相全制御することにより定電力点灯するよ
   うにして成る放電灯点灯装置において、交流電源の前後
   する２半サイクルのランプ電圧あるいはランプ電流を比
   較して後半サイクルのランプ電圧が大きいかあるいは後
   半サイクルのランプ電流が小さいとき急激変化信号を出
   力する急激変化検出手段と、急激変化信号が得られたと
   き上記２半サイクルに続く次の半サイクルにおける位相
   制御素子の導通位相を強制的に小さく設定する強制導通
   手段とを設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。