JPS5990118A - 位相制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はトリガパルスの信号パワーを一定化できるよう
にした位相制御回路に関するものである第１図は従来の
位相制御回路を用いた放電灯点灯装置の構成を示す回路
図である。同図に示すように、交流電源ｉｌ＋と放電灯
、２）との間には、双方向性のサイリスタＱ１と限流用
のインタフタンス素子Ｌ１とが直列に介装されている。

サイリスタＱ１には、抵抗ＲｏとコンデンサＣ８と全直
列に接続したスナバ回路と高インピータンスのインタフ
タンス素子Ｌ２とが並列に接続されており、このインタ
フタシス素子Ｌ２により、サイリスタＱ１のオフ時にお
ける放電灯１２）の立ち消えを防止しているものである
。

放電灯１２］としては、飽和蒸゛気圧型の面圧放電灯を
使用している。１３１ニ位相制御回路であり、放電灯２
１０点弧位相角を制御している。また＋４１は電圧応答
型の始−器であり一始動時において放電灯１２）の両端
に電源電圧が印加されると、内部のサイリスタが導通し
て高圧パルス電圧を発生し、放電灯、２＋の両端に印加
する。こうして放電灯、２）が始動すると、放電灯、２
）の管電圧Ｖｔａが低下するので始動器・４）は１作し
なくなり、高インピータシス状態となる。

第２図は位相制御回路の具体的な構成を示す回系図であ
る。同図において端子Ａ、Ｂ間には、第３図（ａｌ　Ｖ
Ｃ示すような電源電圧Ｖｓが印加されており、この電圧
Ｖｓは電源トラシスＴに、より降圧七九、タイオードづ
リッジＤＢ１にて全波整流されて、抵抗Ｒｓ　、　Ｒ６
により分圧されて、コンパレータＣＰ１のマイナス画人
力に印加される。第３図［ｂｌにコンパレータＣＰ＋の
マイナス側入力電圧を示しており、同図の鎖線は］ンバ
レークＣＰｔのプラス画入力電圧を示してｒる。タイオ
ードづリッジＤ　Ｂ　ｓの出力はタイオードＤ５を介し
てコシ苧ｙすＣ４に充電され、トランジスタＴ　ｒｔを
抵抗Ｒ７およびツェナータイオードＺ３よりなる定電圧
回路にて児全に平滑された電圧ＶＣＣとなる。コンパレ
ータＣＰＩのづラス画入力には、電圧Ｖｃｃｋｇ抗Ｒａ
、ＲｓおよびＲｔｏ　Ｋ−より分圧した基準電圧が印加
されており、第３図（５）に示すようにコンパレータＣ
Ｐｔのマイナス側人力′市圧がづラス画入力電圧を下回
ると、第３図（ｃｌ　ＶＣ示すように、コシパレータＣ
Ｐ１の出力電圧はＨになる０このコシパレータＣＰ１の
出力はつり・ソづ）０ツづＦＦのセット入力ＳＫ入力さ
れ、コンパレータＣＰｘの出力電圧がＬからＨｖｃ立ち
上がると、第３図ｆｄｌに示すようにフリッづフロツブ
ＦＦの出力ＱがＬＶｃなる。このためトランジスタＴ　
１２　、　Ｔ　ｒｓはオフとなる。このため］−、Ｊデ
ンサｃ３には抵抗Ｒ４とタイオードＤ４を介して充電電
流が流れ、その端子電圧は第３図（ｇｌ　Ｋ示すように
と昇する。同様にコンデンサＣ２には抵抗Ｒ３およびタ
イオードＤ２を介して充電電流が流れ、その端子電圧は
第３図（ｆｌ　Ｋ示すように上昇する。端子Ｅ、Ｆ間に
加わる電圧は・抵抗Ｒａ・Ｒｂ・Ｒｃ、および抵抗Ｒｃ
からみた位相制御回路ｊ３）のイシピータシスによる分
圧比で分圧され、タイオードづリッジＤＢ２によって全
波整流されて、コンデンサＣｔに充電される。このコン
デンサＣ１の充電電圧のと限はツェナータイオードＺ１
によって規制されている。コンデンサｃ１の充電電圧に
抵抗Ｒ２とツェナータイオードＺ２との直列回路により
更に定電圧化され、タイオードＤ２を介してコシヂシサ
ＣｚＶＣ充電されるものである。このコンデンサＣ２の
電圧はコシパレータＣＰ２のプラス側入力に印加されて
いる。一方、コシパレータＣＰ、のマイナス画人力には
、電圧Ｖｃｃ　ｋ抵抵Ｒ８とＲ９、Ｒ１゜により分圧し
た基準電圧が印加されている（第３図ｆｆｌの鎖線）。

ただしコンデンサｃ１の充電電圧が丘記基邸′冴圧より
も涌くなったときＶＣｌ２、このコンデンサＣ１の充電
電圧が抵抗Ｒ１とタイオードＤ１とを介してコシパし一
夕ＣＰ２のマ・１１２画入力に印加されるものである。

しかして第３図（ｆｌに示すように、コンデンサ０２の
電圧が、コシパレータＣＰ２のマイナス側入力電圧より
も高くなると、コシパレータＣＰ２の出力電圧１ｄＬか
らＨに立ち上がる。

この出力電圧はフリッづ）ＤツづＦＦのリセット入力Ｒ
に印加されているので、フリップフロラづＦＦはリセッ
トされて、その出力Ｑｒｉ第　３　図ｆｄｌに示すよう
にＨになる。このためトラ−）ジスタＴ１・２＊Ｔ　ｒ
３が共にオーＪになり、コンデンサＣ２の充電電荷にタ
イオードｐ３およびトランジスタＴｒｚを介して放電す
る。したがってコンデンサｃ２の電圧は急激に低■して
ほぼゼロになる（第３図ば））。このためコシパレータ
ＣＰ２の出力１−１ＨからＬに立ちＦがり、第３図（ｅ
ｌに示すような波形となる。またトランジスタＴｒ３が
オンになることによって、コンデンサＣ３の充電電荷が
トランジスタＴｒ３を介してパルストランスＰＴの１次
巻線ｉ／）インパルス状に流れるので、パルストランス
ＰＴの２次巻線には第３図（ｈ＋に示すようなトリガバ
ｊしスが得られる。このトリガパルスはタイオードＤ６
と抵抗Ｒ１１とを介してサイリスタＱｏの制御極に流九
、サイリスタＱｏがオンとｆｘす、これによって主回路
のりイリスタＱ１がオンするものである。第３図（ｉｌ
は放電灯１２１の管電流波形、同図＋３＋は放電灯２）
の管電圧波形を示している。この第　３　図ｊ＋ｌ　Ｖ
ｃ示すように、管電流は電源電圧ＶｓＶｃ対して遅相で
あり、管電流のゼロクロス点からりイリスタＱ、の導通
までの間は、イシタクタンス素子Ｌ１とＬ２とを介して
放電灯１２）に電流が流れるものである。以北の動作を
繰り返して放電灯、２ｉ　Ｉｄ点灯状態を維持するもの
である。

次に放電灯３２）の管電圧Ｖｔａの変化に対して、サイ
リスタＱ、の点弧位相角θがどのように変化するかを説
明する。上述のように第２図の端子Ｅ、Ｆ間より検出さ
れた管電圧ＶｔａＶｉ分圧され、タイオ−ドづリッジＤ
Ｂｚによって全波整流されて、コンデンサＣ１に充電さ
れる。このコ、７チシサＣ０の充電電圧をｖｏとする。

またサイリスタＱ、の点弧位相角θけ電源電圧Ｖｓのゼ
ロクロス点からサイリスタ’Ｊ＞がトリガされる才での
位相角である。先に述ベンｈｃ通り、電圧Ｖｃｃを抵抗
Ｒａ　、　ＲｓおよびＲＩＧによって分圧した電圧（３
２１，Ｔ：ｒ分圧電圧ＶＲＪと呼ぶ〕よりも′重圧ｖｏ
の方が小さいとき、コンパレータＣＰ２のマイナス側入
力電圧（以Ｆｒ基醐電圧ｖｔｈ　Ｊと呼ぶ）は′重圧ｖ
Ｒである。第４図（ａｌはコンパレータＣＰ＋のマイナ
ス側入力電圧を示しており、この電圧が同図ｆａｌの鎖
線に示すようなコンパレータＣＰ＋のプラス側入力電圧
を越えると、コンデンサＣ２の充電が開始される。嘉４
図（ｂｌは管電圧ＶＡａがゼロで、Ｖｏ＝０の場合にお
けるコンデンサＣ２の電圧（以ｒ「充電電圧Ｖｃ４Ｊと
呼ぶ）の変化を示している。この場合には充電′４圧■
ｃ２は抵抗Ｒ３を介しての充電。

のみによって決定される。またこのとき、基＠電圧Ｖｔ
ｈは第５図のｂ点に示すように分圧電圧ｖＲに等しく、
位相角０は第６図のｂ点に示すようにかなり大きな位相
角６５ｔａｒｔとなっている。次に管電圧Ｖｔａがある
程度大きくなり、充電電圧■。が０　＜　ＶＯ＜　Ｖａ
なる関係が我り立っとき、コンデンサＣｚＶＣに抵抗Ｒ
２を介しての充電があるために第４図（ｃｌに示すよう
に位相角θに小さくなる。このときの基準゛重圧ｖｔｈ
および位相角θは第５図及び第６図のＣ点に示すように
なる。管電圧ＶＡａがさらに大きくなり、Ｖｏ”＝　Ｖ
ｏｃ　（＝ＶＲ）　ＶＣなるとき、第４図（ｄｉ　Ｋ示
すように位相角θは最小の値θｎ□ｉｎとなる。このと
きの基塩電圧ｖｔｈ及び位相角θは第５図及び第６図の
ｄ点に示すようになる。しかして管電圧ｖｔａがさらに
大きくなり、Ｖｏ＞　Ｖｏｃ　（＝ＶＲ）Ｋなると、第
５図のｅ点に示すように基塩電圧Ｖｔｈ　！増大し、第
４図ｉｅｌ　ＶＣ示すように位相角θにσｍｉｎよりも
大きくなる。すなわちＶｏ＞ｖｏｃの領域では、第６図
のｅ点に示すように電圧Ｖｏの増加につれて位相角θも
増加するものである。第６図のｂ点からｄ点までの経路
は放電灯１２）の立ち丘がりを早めるためのものであり
、管電圧Ｖｔａの上昇と共に、サイリスタＱ１の点弧位
相角θを小さくして管電流ＩＡａを多くするようになっ
ている。

すなわち、一般に管電圧ＶＡａがと昇すると管電流１１
ａ　（ゴ減少するが、この方法では管電流Ｉｔａが増加
するので放電灯、２）が早く定常状態に達する。また第
６図のｄ点からｅ点までの経路は管電圧Ｖｔ　ａが増加
すれば、サイリスタＱｌＯ点弧位相角θも増加してｇ電
流１ｔａを減少させ、捷たその逆の方向にも動作するの
で管電圧Ｖｔａｋ一定にすることができるものである。

しかしながら、かかる従来例にあっては位相制御回路ｉ
３１　ｉＣおけるスイッチンク回路］５）の部分がフリ
ツプフロツプＦＦを用いた保持回路となっているために
、第３図げ）（ｇ）に示すよりに、コンデンサＣ２・Ｃ
３はサイリスタＱ１をトリ力した後、再びコンパレータ
ＣＰ、の出カフｊｉＨＫなるまで充電されず、この期間
中はトランジス・りＴｒ２　、　Ｔｒ３がオンであるた
めに抵抗Ｒｉ　、　Ｒ＜が′市諒電圧ＶＣＣとアース間
に直接的に接続されるという問題があった。ところでコ
ンデンサＣ３の充電量はサイリスタＱｔの点弧位相角θ
によって変化し、点弧位相角θが小さいときにはサイリ
スタＱ１のトリ力パルス電力は小さくなる。このため低
温時におけるサイリスタＱ１のゲート！盛度の低′Ｆに
より、すイリスタＱ＋がトリ力されないような場合が生
じる給セれがあった。これを回避するためには、コンヂ
ン１Ｊ′Ｃ３を充電する抵抗Ｒ４の１面を小さくしてコ
ンデンサＣ３の充電速度を速くすればよいが、この場合
１ｄｈ述のようにトランジスタＴｒ３のオン時における
抵抗Ｒ４の電力ロスが大きくなるという問題があった。

本発明は従来例のこのような問題点を解決するために為
されたものであり、サイリスタの位相制御角の変化によ
るトリ力パルスのエネル千−の増減を無くし、低温時等
におけるゲート感度の低下による１〜リカ不能を防止で
きるようにした位相制御回路を提供することを目的とす
るものである。

以Ｆ本発明の構成全区示実施例について説明する。第７
図は本発明の一実施例の概略構成を示すづロック図であ
る。同図に示すように交流電源１１）にはサイリスタの
ような位相制御スイッチ（７）を介して負荷（６１が接
続されてかり、この位相制御スイ・タチ１７）は位相制
御回路１３］にて点弧位相角θを制御されている。（９
）は交流電源：１１１Ｃ接続された整撤回路であり、電
源′−圧ｖｓを降圧し、全イ皮整流して脈流状の全波整
流信号を作成する。この全波整流信号は電源同期信号発
生用の電圧比較器＋ｌｌｌ　Ｋ入力されて、基＠電圧発
生回路（１０）の基酩電圧と比較される。全波整流信号
がこの基憔゛屯圧以’ＦＫなると電圧比較器：ｌＩＩの
出力けＨＫなる。電圧比較器壮の出力の立ち丑かりは微
分回路１２１　Ｋより微分されて、瞬時的なパルス信号
に変換され、位相制御タイ三ジグ全決定する時定数回路
１１３１に入力される。この時定数回路（１３）は適宜
抵抗を介して充電されるコンデンサ（１３ａ）と、微分
回路＋＋２１の出力により瞬時オシしてコンデンサ（１
３ａ）の充電電荷を放電させるためのスイッチ素子（１
３ｂ）などを有している。時定数回路（１３）における
コンデンサ（１３ａ、）の充電電圧は、電圧比較器（１
６）に入力されて基準電圧発生器［１５１の基準電圧と
比較される。コンデンサ（１３ａ）の充電電圧がこの基
ｇ電圧以ＥＶｃなると電圧比較器０６）の出力けＨＫな
る。コンデンサ（１，３ａ）への充電電流の大きさや基
準電圧発生器（１５）の出力電圧の値は、位相角設定回
路（１４ｊにて設定されるようになっている。電、圧比
較器（１６）の出力の立ちとがりは微分回路Ｕ刀によっ
て時間微分されて、瞬時的なパルス信号に変換され、ト
リガ回路（＋８１に入力される。トリ力回路１１８）Ｉ
Ｉ−１ｊ、位相制御スイッチ（７）にトリ力パルスを供
給する）′Ｘ１１７ストランス（１８ａ　）と、パルス
トランス（１８ａ）Ｋｍれる電荷を蓄積しておくコンデ
ンサ（１８ｂ）と、微分回路１１力の出力にてｆｙする
コンデンサ放電用のスイッチ素子（１８ｃ）とを直列に
接続した回路によって構成されている。このトリガ回路
（国のコンデンサ（１８ｂ）は、時定数回路（１３）の
コンデンサ（１３ａ）とは独立に充電されるようになっ
ており、スイッチ素子（１８ｃ）が瞬時オシして］：／
デンサ（１８ｂ）が放電すると直ぐに充電開始されるよ
うになっている。なお位相制御回路（３）の全体の駆動
電源げ、整流口“路（９）の出力電圧を完全に平滑した
直流電源により供給されるものである。

第８図はＥ記実施例における位相制御回路１３）の更に
具体的な構成を示す回路図であり、％１図従来例におい
て示した放電灯点灯装置の位相制御回路１３１として使
用されるものである。同図において端子Ａ、Ｂ問に印加
された電源電圧（第９図（ａ））は降圧トランスＴにて
降圧され、タイオードブリッジＩ）Ｂｔｉ’？：て全波
整流される。っこのとき、抵抗Ｒ６の両端電圧に第９図
ｆｂｌ　Ｋ示すようになり、この電圧がツェナタイオー
ドＺ４のツェナ電子Ｖ２４以りのときにトランジスタ１
’ｒ４ｎ４通し、電源ＶＣＣより抵抗Ｒ＋ｙｋ介して電
流ＩＣが流れ、トランジスタＴｒ４のコレクタエ三ツタ
間電圧Ｖｃｒ：（ｒｌはとんど０になる。また抵抗Ｒ６
の両端電圧がと記ツェナ宙圧Ｖｚ４以丁のときＫはトラ
ンジスタＴｒＪは非導通となり、ＶＣ＝はほとんどＶｃ
ｃＶｃ等しくなる。この様子を第９図ｉｃｌに示す。端
子Ｅ、Ｆ間には丘述のように被制御負荷たる放電灯２）
の両端電圧が印加されており、この電圧は抵抗Ｒａ、Ｒ
ｂ、Ｒｃ、および抵抗Ｒｃよりみた位相制御回路）３）
の回路インピータンスによって分圧さノｔ１タイオード
づリッジＤＢ２にて全波整流され、ツェナタイオードＺ
１にて電圧規制されてコンデンサ０１に充電される。一
方コンテンサ０２にコンデンサＣ１から抵抗Ｒ２とタイ
オードＤ２とを介して充電されると共に、電圧ＶＣＣか
ら抵抗Ｒ３を介して充電されるものであり、その両端電
圧は第９図ｔｅｌに示すようになる。このコンデンサＣ
２の放電はトランジスタＴｒ２によって瞬間的に行なわ
れるものである。トランジスタＴｒ２はと述の第９図（
ｃｌ　Ｋ示すようなトラ：７ジスタＴｒ４のコし９９１
３９９間電圧ＶＣＥをタイオードＤ１とコンデンサＣ５
と抵抗Ｒ＋５よりなる立ち丘かり微分回路で微分した電
圧（第９図（ｄ）うによって短期間ｔ０の間だけオシす
る。そしてこの第９図ｔｄｌ　Ｋ示す電圧が低下してト
ランジスタＴ　ｒ２がオフすると、コニ７デンサＣ２の
充電が開始される。すなわち］、７ヂンサＣ２の両端が
短絡されるのはツェナタイオードＺ、が導通から非導通
に至った後の一瞬だけである。コンパレータＣＰ２のプ
ラス副入力にはコンデンサｃ２の電圧が印加されており
、またコンパレータＣＰ２のマイナス劃入力には電源電
圧ＶＣＣを抵抗Ｒｓ　、　Ｒｓにて分圧した電圧が印加
されている。ただし、コンデンサＣ１の充電電圧の方が
抵抗Ｒ，、Ｒ，［よる分圧電圧よりも高いときには抵抗
Ｒ１、タイオードＤ１を介してコンデンサＣ１の電圧が
コンパレータＣＰｚのマイナス副入力に印加されるもの
である。し力）してコンデンサＣ２の電圧が上昇してコ
ンパレータＣＰｔのづラス画入力の電圧が第９図（ｅｌ
に示すように、コンパレータＣＰ２のマイナス副入力の
基準電圧Ｖｃｐを越えると、］ンパレータＣＰ２の出力
は第９図（ｆｌ　Ｋ示すよう［Ｈになる。かかるコンパ
レータＣ１第９図（ｇｌに示すような電圧がトランジス
タ′ｒｒａのベースエ三ツタ間に印加さ九る。こ孔によ
ってトランジスタＴ　ｒｓが短期間ｔ１の間だけオンに
なり、ココ・チンサＣａの充電電荷がパルストランスＰ
Ｔの１次巻線を介して放電される。したがってコンデン
サＣ３の電圧は第９図（ｈｌに示すように急峻に低下す
る。またへ１ｂストラシスＰＴの２次巻線には第９図（
ｉｔに示すようなトリガパルスが得られるものであり、
これによってサイリスタＱＯがオンになり、第１図回路
に示すような王回路のりイリスタＱ１がオンするもので
ある。そしてトランジスタ昂がオフになると、コンデン
サＣ３は直ちに充電をｕＢ始され、コンヂン＋ｌ′Ｃ３
の電圧は第９図（ｈｌに示すように上昇する。したがっ
て点弧位相外０がどのように変化してもコンデン＋ｊＣ
３の充電から放電に至る時間は全く変化せず、常に同一
のエネ）し甲のトリガパルスが発生するものである。

次に第１０図は本発明の他の天施例の概略構成を示すづ
ロック図である。同図において整流回路（９゛１により
得られた全波４流信号は、電圧比較器・Ｉｌｌにおいて
基準電圧発生器（２１）の基＠電圧と比較され、この基
準電圧よりも上記全波整流イ目号のレベルの方が小さく
なると、電圧比較器１１１）の出力はＨＫなる。電圧比
較器１１１）の出力はフリツづフＯツづ（１９）のセッ
ト入力ＳＫ接続されてシリ、電圧比較器１１）の出力が
Ｈになると、このフリツづフロップα９）の出力ＱがＬ
Ｋなる。こ′れによって時定数回路（囮のスイッチ素子
（２３りがオフになり、放電用の抵抗（２３ｂ）がコン
チーＪ寸（２３ａ）から切り離される。また充電制御ス
イッチ弗がオンになって、時定数回路（２３ｊのコーＪ
デーＪす（２３ａ）への充電が開始される。

コーＪヂンサ（２３ａ）の充電電圧はしステリシス特性
を持った電圧比較器跋において基準電圧発生器の）の基
準電圧と比較され、この基準電圧よりもコンデンサ（２
３ａ）の電圧の方が大きくなると、電圧比較器シロ）の
出力がＨになる。これによってフリップフロ・シブ（１
９）がリセットされると共に、トリガ回路１Ｊ８）のス
イッチ素子（１８Ｃ）がオンになり、コンデンサ（１８
ｂ）の蓄積電荷がパルストランス（１８ａ）　Ｋ流れて
、位相制御スイッチ（７）がオンになる。一方フリッラ
フロップ（１９）がリセットされて、その出力ＱがＨに
なると、時定数回路（２３）のスイッチ素子（２３ｃ）
がオン、充電制御スイッチ１２２がオフになって、コン
ーｉ！シサ（２３ａ）の充電電荷が抵抗（２３ｂ）を介
して放電される。そしてこのコンデンサ（２３ａ）の電
圧がしステリシス特性を有する電圧比較器（２０）の基
準電圧以下になると、電圧比較器１２０）の出力はＬに
なり、トリガ回路（１８）のスイッチ素子（１８Ｃ）が
オフして、コンデンサ（１８ｂ）が再び充電開始される
ものである。さらに°ｔ＋４１　Ｈ位相角設定回路であ
り、時定数回路ｔ２３ｉ　Ｇておけるコンデンサ（２３
ａ）の充電速度や基準電圧発生器路＋２１１　Ｋおける
基準電圧を設定している。

第１１図はＬ記実施例における位相制御回路（３］の更
に具体的な）ａ成を示す回路図であり、第１図従来例に
おいて示した放電灯点灯装詔の位相制御回路（３）とし
て使用されるものである。同図において端子Ａ、、ｉｌ
＆ｌに印加された電源電圧（第１２図（ａ））は降圧ト
ラシスＴにて降圧され、タイオードラリッジＤＢＩにて
余波整流される。このとき、抵抗Ｒ６の両端電圧は第１
２図（ｂｌに示すようになり、この電圧にコンパレータ
ＣＰ、のマイナス副入力に印加される。コシパレータＣ
Ｐ、のプラス…、！Ｉ入力には、電圧ＶＣＣを抵抗Ｒｓ
　、　Ｒｅおよび１り１ｏにて分圧して得られた第１２
図（ｂｌの鎖線に示すような基準電圧が印加されており
、この基準電圧よりも抵抗Ｒ６の両端電圧の方が低くな
ると、コシパレータＣＰ１の出力は第１２図（ｃｌに示
すようにＨＫなる。：１．７パレータＣＩ〕１の出力電
圧はフリップフロップＦＦのセット入力ＳＫ入力されて
、おり、したがってコンパレータＣＰ＋の出力電圧がＬ
からＨに立ち土がるタイミンクにおいて、フリツづフロ
ップＦＦがリセットされて、その出力Ｑが第１２図ｉｆ
ｆに示ずようＶｃＬＫなるものである。このためトラン
ジスタＴｒｘはオフになり、またイシバータＩＮの出力
はＨになるから、トラ−、ＩジスタＴｒ５はオンになる
。

したがってコンデンサＣ２はに、述の第８図実施例の場
合と同様に、抵抗Ｒ３と抵あｆ（２とを介して充電され
、その両端電圧は第１２図ｆｄｌに示すように上昇する
。このコンデンサＣ２の両端電圧はしステリシス特性を
有するいわゆるシュ三ット回路を用いたコンパレータＣ
Ｐ２のプラス画入力に印加されている。コンパレータＣ
Ｐ２のマイナス画入力ＶＣ１−ｊ、上述の第８図実施例
の場合と同様［Ｃ，電ＩＥＥｖｃｃを抵抗Ｒａ　、　Ｒ
ｅ　、　Ｒｒｏにて分圧した電圧、または抵抗Ｒ１とダ
イオードＤ、を介してのコンデンサＣ１の電圧が印加さ
れているが、と述のようにコンパレータＣＰｚはしステ
リシス特性を有するので、しきい電圧はＶ　ｔｈｌとＶ
ｔｈ２の２通り存在するものである。しかして第１２図
Ｆｄｌに示すように〕ンダシサＣ２の電圧が高い方のし
きい電圧ＶｔｈＩＫ達すると、コンパレータＣＰ２の出
力は第１２図（ｅｌに示すようＶＣＨになる。このため
トランジスタＴｒｓがオンになり、コンデンサＣ３が第
１２図（ｇ）に示すように急峻に放電し、パルストラシ
スＰＴに第１２図（ｈｌに示すようなトリガパルスが発
生する。またコンパレータＣＰ２の出力がＨＫなると、
フリツづフロップＦＦがリセットされるので、その出力
Ｑが第１２図（ｆｉ　Ｋ示すようにＨになる。このため
トラーＪ、；スタＴ　１２がオンになり、またイシバー
タＩＮの出力はＬになってトランジスタＴ　ｒｓはオフ
になり、したがってコンデンサＣｚｎ抵抗Ｒ１８を介し
て第１２図（ｄｉに示すように若干緩やかに放電する。

そしてこのコンデンサＣ２の両端電圧がコンパレータＣ
Ｐ２の低い方りしきい電圧Ｖｔｈｚ以′Ｆになると、コ
ンパレータＣＰ２の出力は第１２図（ｅｌ　Ｋ示すよう
ＫＬになり、トランジスタ゛ｒｒｓがオフになって、第
１２図（ｇ）に示すようにコンデンサＣ８の充電が再開
される。したがって位相制御角θがどのように変化して
もコンデンサＣ３の充電から放電に至るまでの時間は全
く変化せず、常に同一のエネル千のトリ力パルスが発生
するものである。なお抵抗Ｒ１ｍとコンデンサＣ２との
放電時定数およびコンパ１ノータＣＰ２のしきい電圧Ｖ
ｔｂｔとＶ’ｔｈ２との電圧差は、コシパレータＣＰ２
の出力がＨである時間が、コンヂンυＣ３の放電に必要
な時間だけとなるよう（（定めておくものである。

本発明は以ｔのように構成されており、交流電源より負
荷に供給される電、力を別間する制御極付きの双方向性
サイリスタと、限流抵抗を介して常時充電されるコンデ
ンサと、該コンデンサの充電物、荷を放電させて該放電
エネル千にてサイリスタの制御極に点弧パルスを供給す
る〕ｙヂシサ放電用のスイッチ素子と、サイリスタの点
弧タイ＝ｙ夕決定手段と、点弧タイ三ンタ決定手段の出
力により且記スイッチ素子をコンデンサの放電に要する
時間だけオンにする手段とを設けたものであるから、サ
イリスタの点弧位相角がどのように変化してもコンデン
サの充電から放電に至るまでの時間は全く変化せず、常
に同一のエネル千の点弧パルスが発生するものであり、
したがって低温時などにおいてサイリスタの制御極の感
度が低下した場合においてサイリスタの点弧位相角が小
さくなっても濱に充分な点弧エネルーｉ！全サイリスタ
の制御極に与えることができ、サイリスタの点弧が不能
になるおそれがないという利点がある。

なお実施例の効果として、サイリスタＱ１の点弧タイミ
ンクを決めるコンデンサＣ２を一部放電灯１２１自身の
電圧で充電しているが、従来例に比べてコンデンサＣ２
の両端が短絡される時間が短いために、電圧検出用の抵
抗Ｒａ−Ｒｅなどの値を大きくすることができ、その容
量も小さくできるので、全体としてのロスを低減するこ
とができるものであり、またコンデンサＣ３の充電抵抗
Ｒ４を大きくできるので、電源トランスＴの容量もいく
分小さくすることができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の回路図、第２：図は同との要部回路図
、第３図乃至第６図は向丘の動作説明図、第７図は本発
明の一実施例のブロック図、第８図は同りの具体回路図
、第９図６１同との動作説明図、第１０図は未発リゴの
他の実り伍例のブロック図、第１１図は同との具体回路
図、第１２図（１同との動作説明図である。 １）は交ｄ：を電源、２）は放電灯、Ｑｌはサイリスタ
、Ｃ２、Ｃｓ　ｎコンデｙす、Ｔｒ３１ｄトラシジスタ
、Ｃｒｔ、Ｃｒ２にコシパレータ、ＦＦはフリツづフロ
ラづである。 代理人　弁理士　　石　１）長　七

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源より負荷に供給される電力を制御する制
   御極付きの双方向性サイリスタと、限流抵抗を介して常
   時充電されるコンデンサと、該コンデンサの充電電荷を
   放電させて該放電エネ１し千にてサイリスタの制御極に
   点弧パルスを供給する］ンヂシサ放電用のスイッチ素子
   と、サイリスタの点弧タイ三ンタ決定手段と、点弧タイ
   ミシタ決定手段の出力によりＬ記スイッチ素子をコンデ
   ンサの放電に要する時間だけオンにする手段とを設けて
   成ることを特徴とする位相制御回路。