JPS5967869A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ装置 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ装置Info
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- JPS5967869A JPS5967869A JP57177184A JP17718482A JPS5967869A JP S5967869 A JPS5967869 A JP S5967869A JP 57177184 A JP57177184 A JP 57177184A JP 17718482 A JP17718482 A JP 17718482A JP S5967869 A JPS5967869 A JP S5967869A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、入力側では互いに直列接続されて直流電源に
接続され、出力側では互いに並列接続されて負荷側回路
に接続されている複数のトランジスタ式ＤＣ−ＤＣコン
バータ単位からなり、各コンバータ単位の入力側には平
滑コンデンサが並列接続されているＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置に関する。
接続され、出力側では互いに並列接続されて負荷側回路
に接続されている複数のトランジスタ式ＤＣ−ＤＣコン
バータ単位からなり、各コンバータ単位の入力側には平
滑コンデンサが並列接続されているＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置に関する。
鉄道車両の冷房装置、照明器具などの種々の電気機器に
給電する車両用補助電源として、高周波で運転されるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータと定電圧定周波インバーダとを組み
合わせた電力変換装置を使用し、これをトランジスタ化
することにより小形軽量化することが検討されている。
給電する車両用補助電源として、高周波で運転されるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータと定電圧定周波インバーダとを組み
合わせた電力変換装置を使用し、これをトランジスタ化
することにより小形軽量化することが検討されている。
この場合にＤＣ−ＤＣコンバータの直流入力電圧は高圧
き電電圧であるため、コンバータ内のスイッチング素子
であるトランジスタの耐圧を上回るため、複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ単位が直列接続され、各コンバータ単位
の入力側に設けた平滑コンデンサによって直流入力電圧
が分圧される。
き電電圧であるため、コンバータ内のスイッチング素子
であるトランジスタの耐圧を上回るため、複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ単位が直列接続され、各コンバータ単位
の入力側に設けた平滑コンデンサによって直流入力電圧
が分圧される。
第１図にか＼る構成のＤＣ−ＤＣコンバータ装置が示さ
れている。ここでは２個のＤＣ−ＤＣコンバータ単位で
構成されている装置について示されている。直流電源１
に対して互いに入力側を直列接続されている２つのＤＣ
−ＤＣコンノく一夕単位（ま、それぞれ入力側に等しい
容量の平滑コンデンサ２１゜２２を備えていて、直流電
源１の電圧Ｅを半分番と分圧した入力端子を切加される
。第１のコンノく−ク単位は変圧器３１と、この変圧器
３１の１次巻線を平滑コンデンサ２１に接続するパワー
トランジスタ４１と、変圧器３１の２次巻線に直列に接
続されたブロッキングダイオード５１とから構成されて
しＡる０１ｉｎに第２のコンバータ単位は変圧器３２と
、この変圧器３２の１次巻線を平滑コンデンサ２２ニ接
続するパワートランジスタ４２と、変圧器３１の２次巻
線に直列に接続されたブロッキングダイオード５２とか
ら構成されている。両コンノく一夕単位の出力側は互い
に並列接続されて負荷側回路に接続されている。負荷側
回路としてはここではコンバ−タ単位の出力電圧を平滑
するコンデンサ６のみが図示されている。両コンバータ
単位は、トランジスタ４１ 、４２のオン期間に変圧器
３１．３２にエネルギーを蓄積して、トランジスタ４１
．４２のオフ期間にその蓄積エネルギーを変圧器２次巻
線およびブロッキングダイオード５１ 、５２を介して
コンデンサ゛６へ放出するという動作をするシ）Ａつゆ
る１〕ンギンク゛チヨ一ク式ＤＣ−Ｉ）Ｃコンノく−ク
である。第２図Ｏこ示すように、両コンノく一夕単位の
トランジスタ４１゜４２は同時にオン・オフ制御さ１１
１オン期間中９と（ま各トランジスタ４１．４２の電流
Ｉ、、Ｉ２４まＬ” Ｉ２＝ ｔ ＋ Ｉ。
れている。ここでは２個のＤＣ−ＤＣコンバータ単位で
構成されている装置について示されている。直流電源１
に対して互いに入力側を直列接続されている２つのＤＣ
−ＤＣコンノく一夕単位（ま、それぞれ入力側に等しい
容量の平滑コンデンサ２１゜２２を備えていて、直流電
源１の電圧Ｅを半分番と分圧した入力端子を切加される
。第１のコンノく−ク単位は変圧器３１と、この変圧器
３１の１次巻線を平滑コンデンサ２１に接続するパワー
トランジスタ４１と、変圧器３１の２次巻線に直列に接
続されたブロッキングダイオード５１とから構成されて
しＡる０１ｉｎに第２のコンバータ単位は変圧器３２と
、この変圧器３２の１次巻線を平滑コンデンサ２２ニ接
続するパワートランジスタ４２と、変圧器３１の２次巻
線に直列に接続されたブロッキングダイオード５２とか
ら構成されている。両コンノく一夕単位の出力側は互い
に並列接続されて負荷側回路に接続されている。負荷側
回路としてはここではコンバ−タ単位の出力電圧を平滑
するコンデンサ６のみが図示されている。両コンバータ
単位は、トランジスタ４１ 、４２のオン期間に変圧器
３１．３２にエネルギーを蓄積して、トランジスタ４１
．４２のオフ期間にその蓄積エネルギーを変圧器２次巻
線およびブロッキングダイオード５１ 、５２を介して
コンデンサ゛６へ放出するという動作をするシ）Ａつゆ
る１〕ンギンク゛チヨ一ク式ＤＣ−Ｉ）Ｃコンノく−ク
である。第２図Ｏこ示すように、両コンノく一夕単位の
トランジスタ４１゜４２は同時にオン・オフ制御さ１１
１オン期間中９と（ま各トランジスタ４１．４２の電流
Ｉ、、Ｉ２４まＬ” Ｉ２＝ ｔ ＋ Ｉ。
Ｌ
なる式にしたがって直線的ｔこ上昇する。但し、Ｅは直
流電源１の電圧、Ｌは変圧器３］、３２の１次狽１１換
算インダクタンス、■０はトランジスタ４１ 、４２の
オン直後の電流、ｔはトランジスタオン時点力）らの経
過時間である。トランジスタ４１ 、４２力Ｓオフされ
ることによって、変圧器３１，３２１こ蓄積ニオ、ルギ
ーが放出される。このとき出力平滑コンデンサ６の電圧
をＶ。、変圧器３の巻数比をＮ、 ： Ｎ、とすると、
トランジスタがオフするとき番と、トランジスタ４１゜
４２ ニ４−！Ｅ／２ ＋ （Ｎｔ／Ｎ２） ｖｏす；
ｌ：、電圧ト配ｍノイ７ダクタンスによるはね上り電圧
との牙日電圧力Ｓ力日わル（第２ 図（Ｄ ＶＴｌ、
Ｖｖ２参ｉ ） 。
流電源１の電圧、Ｌは変圧器３］、３２の１次狽１１換
算インダクタンス、■０はトランジスタ４１ 、４２の
オン直後の電流、ｔはトランジスタオン時点力）らの経
過時間である。トランジスタ４１ 、４２力Ｓオフされ
ることによって、変圧器３１，３２１こ蓄積ニオ、ルギ
ーが放出される。このとき出力平滑コンデンサ６の電圧
をＶ。、変圧器３の巻数比をＮ、 ： Ｎ、とすると、
トランジスタがオフするとき番と、トランジスタ４１゜
４２ ニ４−！Ｅ／２ ＋ （Ｎｔ／Ｎ２） ｖｏす；
ｌ：、電圧ト配ｍノイ７ダクタンスによるはね上り電圧
との牙日電圧力Ｓ力日わル（第２ 図（Ｄ ＶＴｌ、
Ｖｖ２参ｉ ） 。
上述のような構成および動作により、各コンバータ単位
におけるスイッチング素子に加わる電圧をその素子の許
容耐圧以下に保つことができ、また両コンバータ単位の
スイッチング素子は負荷を均等に分担することができ、
入力側の両平滑コンデンサは負荷をバランスよくかけら
れて互いに等しい電圧値を保持することができる。しか
しながら、これは各コンバータ単位の構成要素の特性が
そろっていることを前提としている。この前提を実際の
装置において満足させることは非常に困難であり、コン
バータ単位間における回路定数およびトランジスタのス
イッチング特性の相違が生じることは避は得ない。その
ために両コンバータ単位間において電圧、電流の不平衡
が生じる０とくに、スイッチング素子として使用される
トランジスタは、キャリア蓄積効果によるクーンオフの
遅れ時間、いわゆる蓄積時間（一般１０〜２０μｓｅｃ
）を有し、個々のトランジスタの特性のばらつきによ
り蓄積時間に差が生じるので、’ＤＣ−ＤＣコンバータ
の動作周波数（１／Ｔ）が高い場合や、トランジスタの
通流率ｄが小さい場合におけるよ引こ、各トランジスタ
間の蓄積時間の差が導通時間（ｄＴ）ｌこ比較して無視
できない状態では、コンノく一夕単位間の電圧、電流の
不平衡が顕著となり、蓄積時間の長いトランジスタを有
するコンノく一夕単位内の電流が大きくなる。さらに、
蓄積時間は、トランジスタのしゃ断時の電流値に依存し
ており、その電流が大きげほど長くなる傾向にあるため
、欠番こ述べるようにコンバータ単位相互間で電流のや
りとりが生じる。
におけるスイッチング素子に加わる電圧をその素子の許
容耐圧以下に保つことができ、また両コンバータ単位の
スイッチング素子は負荷を均等に分担することができ、
入力側の両平滑コンデンサは負荷をバランスよくかけら
れて互いに等しい電圧値を保持することができる。しか
しながら、これは各コンバータ単位の構成要素の特性が
そろっていることを前提としている。この前提を実際の
装置において満足させることは非常に困難であり、コン
バータ単位間における回路定数およびトランジスタのス
イッチング特性の相違が生じることは避は得ない。その
ために両コンバータ単位間において電圧、電流の不平衡
が生じる０とくに、スイッチング素子として使用される
トランジスタは、キャリア蓄積効果によるクーンオフの
遅れ時間、いわゆる蓄積時間（一般１０〜２０μｓｅｃ
）を有し、個々のトランジスタの特性のばらつきによ
り蓄積時間に差が生じるので、’ＤＣ−ＤＣコンバータ
の動作周波数（１／Ｔ）が高い場合や、トランジスタの
通流率ｄが小さい場合におけるよ引こ、各トランジスタ
間の蓄積時間の差が導通時間（ｄＴ）ｌこ比較して無視
できない状態では、コンノく一夕単位間の電圧、電流の
不平衡が顕著となり、蓄積時間の長いトランジスタを有
するコンノく一夕単位内の電流が大きくなる。さらに、
蓄積時間は、トランジスタのしゃ断時の電流値に依存し
ており、その電流が大きげほど長くなる傾向にあるため
、欠番こ述べるようにコンバータ単位相互間で電流のや
りとりが生じる。
すなわち、まず蓄積時間の長いトランジスタをもつコン
バータ単位では、電源からエネルギーを供給される時間
が長いために他のクン／く一夕単位に比較して電流が大
きくなる。ところがコン／イータ単位は出力側で互いに
並列接続されてし）るため、各コンバータ単位の出力電
流の和は負荷電流ｌこ等しい値に拘束される。このため
一方のトランジスタのしゃ断電流が大きくなると、他方
のトランジスタのしゃ断電流は小さくなり、その結果蓄
積時間の差が拡大され、電流の不均衡がますます顕著に
なってゆく。
バータ単位では、電源からエネルギーを供給される時間
が長いために他のクン／く一夕単位に比較して電流が大
きくなる。ところがコン／イータ単位は出力側で互いに
並列接続されてし）るため、各コンバータ単位の出力電
流の和は負荷電流ｌこ等しい値に拘束される。このため
一方のトランジスタのしゃ断電流が大きくなると、他方
のトランジスタのしゃ断電流は小さくなり、その結果蓄
積時間の差が拡大され、電流の不均衡がますます顕著に
なってゆく。
一方、そのように電流の不平衡が顕著になると、コンバ
ータ単位の入力側の平滑コンデンサの電圧分担が不平衡
となる。すなわち、蓄積時間の長いトランジスタをもつ
コンバータ単位に属する平滑コンデンサの電圧が除々に
下がっていく。これに対して他方のコンバータ単位に属
する平滑コンデンサの電圧は上昇してゆく。このような
平滑コンデンサの電圧分担の不平衡が継続すると、今ま
で電流の大きかったほうのコンバータ単位の電流は低下
し、電流の小さかったほうのコンバータ単位の電流は上
昇し、ついにはコンバータ単位間の電流の大小関係が逆
転する。すなわち、最初に蓄積時間の長かったトランジ
スタを有するコンバータ単位のほうの電流が小さくなっ
て、このトランジスタの蓄積時間が短くなり、そしてコ
ンバータ単位間の電流の大小関係が逆転して今まで述べ
てきた動作が繰り返されることになる。
ータ単位の入力側の平滑コンデンサの電圧分担が不平衡
となる。すなわち、蓄積時間の長いトランジスタをもつ
コンバータ単位に属する平滑コンデンサの電圧が除々に
下がっていく。これに対して他方のコンバータ単位に属
する平滑コンデンサの電圧は上昇してゆく。このような
平滑コンデンサの電圧分担の不平衡が継続すると、今ま
で電流の大きかったほうのコンバータ単位の電流は低下
し、電流の小さかったほうのコンバータ単位の電流は上
昇し、ついにはコンバータ単位間の電流の大小関係が逆
転する。すなわち、最初に蓄積時間の長かったトランジ
スタを有するコンバータ単位のほうの電流が小さくなっ
て、このトランジスタの蓄積時間が短くなり、そしてコ
ンバータ単位間の電流の大小関係が逆転して今まで述べ
てきた動作が繰り返されることになる。
上述の如き動作の繰り返しにより個々のコンバータ単位
の電流にハンチングが生じ、最悪の場合にはある時間負
荷電流のすべてを片方のコンバータ単位で負担すること
がある。このため、トランジスタはそのような最悪の場
合においても耐え得るように大きな電流容量を持つ必要
がある。しかも、トランジスタは大きな電、流をしゃ断
しなければならないことから、配線インダクタンスに起
因するトランジスタしゃ断時のはね上り電圧が大きくな
るので゛、トランジスタ保護のために設けられる図示さ
れていないスナバ回路が大きくなって、その損失が増大
する。
の電流にハンチングが生じ、最悪の場合にはある時間負
荷電流のすべてを片方のコンバータ単位で負担すること
がある。このため、トランジスタはそのような最悪の場
合においても耐え得るように大きな電流容量を持つ必要
がある。しかも、トランジスタは大きな電、流をしゃ断
しなければならないことから、配線インダクタンスに起
因するトランジスタしゃ断時のはね上り電圧が大きくな
るので゛、トランジスタ保護のために設けられる図示さ
れていないスナバ回路が大きくなって、その損失が増大
する。
本発明の目的は、上述の不都合を解消して、電流不平衡
を生じない小形で高効率なりＣ−ＤＣコンバータ装置を
提供することにある。
を生じない小形で高効率なりＣ−ＤＣコンバータ装置を
提供することにある。
この−目的は、本発明によれば、冒頭に述べた如きＤＣ
−ＤＣコンバータ装置において、コンバータ単位間の入
力側共通接続点とこれに対応する平滑コンデンサ間の共
通接続点とを電流リアクトルを介して接続することによ
って達成される。
−ＤＣコンバータ装置において、コンバータ単位間の入
力側共通接続点とこれに対応する平滑コンデンサ間の共
通接続点とを電流リアクトルを介して接続することによ
って達成される。
第３図は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の実施
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
第１図の従来例の回路図と異なるところは、両コンバー
タ単位の入力側共通接続点と両平滑コンデンサ２１．２
２間の共通接続点とが電流制限りアクトルアを介して接
続されている点だけであるので、構成についての説明は
省略して、次に動作について説明する。
タ単位の入力側共通接続点と両平滑コンデンサ２１．２
２間の共通接続点とが電流制限りアクトルアを介して接
続されている点だけであるので、構成についての説明は
省略して、次に動作について説明する。
トランジスタ４１．４２はここでも共通の指令によりオ
ン・オフされる。トランジスタの特性上、トランジスタ
間の実際のオン時点のずれはほとんど無視できるのに対
して、オフ時点には蓄積時間の差により無視できないず
れが生じる。例えばトランジスタ４２の蓄積時間が長い
とすると、第５図に示すように、３つの異なるモードＩ
側、■が生じる。
ン・オフされる。トランジスタの特性上、トランジスタ
間の実際のオン時点のずれはほとんど無視できるのに対
して、オフ時点には蓄積時間の差により無視できないず
れが生じる。例えばトランジスタ４２の蓄積時間が長い
とすると、第５図に示すように、３つの異なるモードＩ
側、■が生じる。
第４図（ａ）、（ｂ）、（Ｃ）はそれぞれモードＩ、Ｉ
ｔ訓の期間における第３図の回路動作の状態を表わす等
価回路である。
ｔ訓の期間における第３図の回路動作の状態を表わす等
価回路である。
第４図（ａ）に示すように、モードＩにおいてはトラン
ジスタ４１ 、４２がいずれもオンであるので、各コン
バータ単位の変圧器３１．３２の１次巻線に電圧が印加
されて、各１次巻線電流■ＩＩｓ Ｉ！１が立上ってゆ
き（第５図参照）、それぞれの変圧器にエネルギーが蓄
積される。
ジスタ４１ 、４２がいずれもオンであるので、各コン
バータ単位の変圧器３１．３２の１次巻線に電圧が印加
されて、各１次巻線電流■ＩＩｓ Ｉ！１が立上ってゆ
き（第５図参照）、それぞれの変圧器にエネルギーが蓄
積される。
両トランジスタにオフ指令が与えられると、まず蓄積時
間の短いほうのトランジスタ４１が先にオフする。これ
によって、第３図（ｂ）に示す等価回路による動作が開
始される。トランジスタ３１のオフによって変圧器３１
の１次回路がしゃ断された結果、変圧器３１に°蓄積さ
れたエネルギーはそれの２次巻線を介して蓄積コンデン
サ６へ向けて放出される。
間の短いほうのトランジスタ４１が先にオフする。これ
によって、第３図（ｂ）に示す等価回路による動作が開
始される。トランジスタ３１のオフによって変圧器３１
の１次回路がしゃ断された結果、変圧器３１に°蓄積さ
れたエネルギーはそれの２次巻線を介して蓄積コンデン
サ６へ向けて放出される。
このとき変圧器３１の２次電流は第５図に示すように減
衰してゆく。これに対して変圧器３２側では、まだトラ
ンジスタ４２がオフしていないために１次電流１２１が
流れ続けることができる。しかしながら、モードＩにお
ける１次電流Ｉ２１は、トランジスタ４１を介して流れ
ていたのに対して、モード■ではトランジスタ４１がオ
フしたためにリアクトル７を介して流れざるを得なくな
る。ところがリアクトル７はそれのインダクタンスによ
り電流立上りを抑制するために、リアクトル電流■Ｌは
第５図に示すように徐々にしか上昇できない。したがっ
て、変圧器３２の１次電流Ｉｎはモード■開始直前の値
ｉ。
衰してゆく。これに対して変圧器３２側では、まだトラ
ンジスタ４２がオフしていないために１次電流１２１が
流れ続けることができる。しかしながら、モードＩにお
ける１次電流Ｉ２１は、トランジスタ４１を介して流れ
ていたのに対して、モード■ではトランジスタ４１がオ
フしたためにリアクトル７を介して流れざるを得なくな
る。ところがリアクトル７はそれのインダクタンスによ
り電流立上りを抑制するために、リアクトル電流■Ｌは
第５図に示すように徐々にしか上昇できない。したがっ
て、変圧器３２の１次電流Ｉｎはモード■開始直前の値
ｉ。
から一旦零に急降してからりアクドル電流■Ｌと一致し
て変化する。変圧器３２の１次電流Ｉ２１の急減により
変圧器３２は２次側にダイオード５２を導通する電圧を
発生して２次電流Ｉ２２を生せしめ、自分の蓄積エネル
ギーを蓄積コンデンサ６へ向けて放出する。このモード
■における２次電流賜はＮ。
て変化する。変圧器３２の１次電流Ｉ２１の急減により
変圧器３２は２次側にダイオード５２を導通する電圧を
発生して２次電流Ｉ２２を生せしめ、自分の蓄積エネル
ギーを蓄積コンデンサ６へ向けて放出する。このモード
■における２次電流賜はＮ。
一二一（’ＯＩＬ）
２
にて表わされる。但しＮ＋／Ｎ２は変圧器の巻数比であ
る。すなわち、第５図に示すように、２次電流Ｉ２２は
りアクドル電流工りの上昇相当分だけ減少してゆく。
る。すなわち、第５図に示すように、２次電流Ｉ２２は
りアクドル電流工りの上昇相当分だけ減少してゆく。
それから遅れてトランジスタ４２がオフしたとき、第４
図（Ｃ）に示す等価回路で動作するモード■が始まる。
図（Ｃ）に示す等価回路で動作するモード■が始まる。
トランジスタ４２のオフによって、変圧器３２の１次電
流Ｉ２１ ＊すなわちリアクトル電流ＩＬはトランジス
タの図示されていないスナバ回路を介して零に減衰する
。この場合に変圧器４２の２次電流Ｉ２２は１次電流消
失分だけ一旦上昇する。このモード■の期間中は両変圧
器３１ 、３２は蓄積エネルギーをコンデンサ６へ向け
て放出し、両２次電流は同じように減衰してゆく。再び
両トランジスタ４１゜４２がオンされることにより、既
述のモード■に戻って同じ動作が繰り返される。モード
Ｉにおける変圧器１次電流の初期値はモード■における
変圧器２次電流の最終値と変圧比とによって決まる。
流Ｉ２１ ＊すなわちリアクトル電流ＩＬはトランジス
タの図示されていないスナバ回路を介して零に減衰する
。この場合に変圧器４２の２次電流Ｉ２２は１次電流消
失分だけ一旦上昇する。このモード■の期間中は両変圧
器３１ 、３２は蓄積エネルギーをコンデンサ６へ向け
て放出し、両２次電流は同じように減衰してゆく。再び
両トランジスタ４１゜４２がオンされることにより、既
述のモード■に戻って同じ動作が繰り返される。モード
Ｉにおける変圧器１次電流の初期値はモード■における
変圧器２次電流の最終値と変圧比とによって決まる。
以上のよ°うに、本発明によれば、モード■における期
間において、まだオフしていないほうのトランジスタの
電流が電流制限りアクドルによって小さな値にとどめら
れるので、そのオフしていないほうのトランジスタがあ
たかもオフしているかのように、そのトランジスタに付
属する変圧器の蓄積エネルギーの放出が開始される。し
たがって、蓄積時間の差によって遅れてオフするトラン
ジスタに付属する変圧器が他よりも多くのエネルギーを
蓄積されることを抑制できる。これによりコンバータ単
位間における電流不平衡を抑制することができる、従来
におけるような電流ハンチング現象を防止することがで
きる。したがって、個々の単位コンバータにおいて使用
されるトランジスタの電流容量およびトランジスタ保護
のためのスナバ回路の容量は従来よりも小さくてすみ、
Ｄｃ−Ｄｃコンバータの小形化および高効率化を達成す
ることができる。本発明によって付加される電流制限り
アクドルはモード■の期間（蓄積時間差）に飽和しない
程度の小さなものでよく、簡単なリングコアを使用する
ことができる。また、本発明は電流平衡化のための複雑
な制御は何ら必要でなく、共通のオン・オフ指令を個々
のトランジスタのゲートドライブ回路に与えるだけでよ
い。
間において、まだオフしていないほうのトランジスタの
電流が電流制限りアクドルによって小さな値にとどめら
れるので、そのオフしていないほうのトランジスタがあ
たかもオフしているかのように、そのトランジスタに付
属する変圧器の蓄積エネルギーの放出が開始される。し
たがって、蓄積時間の差によって遅れてオフするトラン
ジスタに付属する変圧器が他よりも多くのエネルギーを
蓄積されることを抑制できる。これによりコンバータ単
位間における電流不平衡を抑制することができる、従来
におけるような電流ハンチング現象を防止することがで
きる。したがって、個々の単位コンバータにおいて使用
されるトランジスタの電流容量およびトランジスタ保護
のためのスナバ回路の容量は従来よりも小さくてすみ、
Ｄｃ−Ｄｃコンバータの小形化および高効率化を達成す
ることができる。本発明によって付加される電流制限り
アクドルはモード■の期間（蓄積時間差）に飽和しない
程度の小さなものでよく、簡単なリングコアを使用する
ことができる。また、本発明は電流平衡化のための複雑
な制御は何ら必要でなく、共通のオン・オフ指令を個々
のトランジスタのゲートドライブ回路に与えるだけでよ
い。
第１図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一例を示す
回路図、第２図は第１図の従来例の回路動作を説明する
ためのタイムチャート、第３図は本発明によるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置の実施例を示す回路図、第４図（ａ）
、 （ｂ） 、 （Ｃ）は第３図の実施例の回路動作
の互いに異なる３つのモード期間における等価回路図、
第５図は第３図の実施例の回路。 作を説明するためのタイムチャートである。 １・・・直流電源、２１．２２・・・入力側平滑コンデ
ンサ、３１．３２・・・変圧器、４１．４２・・・トラ
ンジスタ、５１．５２・・・ブロッキングダイオード、
６・・・負荷側平滑コンデンサ、７・・・電流制限りア
クドル。 才１圀 第２（２）
回路図、第２図は第１図の従来例の回路動作を説明する
ためのタイムチャート、第３図は本発明によるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置の実施例を示す回路図、第４図（ａ）
、 （ｂ） 、 （Ｃ）は第３図の実施例の回路動作
の互いに異なる３つのモード期間における等価回路図、
第５図は第３図の実施例の回路。 作を説明するためのタイムチャートである。 １・・・直流電源、２１．２２・・・入力側平滑コンデ
ンサ、３１．３２・・・変圧器、４１．４２・・・トラ
ンジスタ、５１．５２・・・ブロッキングダイオード、
６・・・負荷側平滑コンデンサ、７・・・電流制限りア
クドル。 才１圀 第２（２）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）入力側では互いに直列接続されて直流電源に接続さ
れ、出力側では互いに並列接続されて負荷側回路に接続
されている複数のトランジスタ式ＤＣ−ＤＣコンバータ
単位からなり、各コンバータ単位の入力側には平滑コン
デンサが並列接続されＴ ｔ、Ｎ ルＤＣ−ＤＣコンバ
ータ装置において、コンバータ単位間の入力側共通接続
点とこれに対応する平滑コンデンサ間の共通接続点とを
電流制限りアクドルを介して接続したことを特徴とする
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。 ２）前記コンバータ単位はそれぞれリンギングチョーク
式ＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57177184A JPS5967869A (ja) | 1982-10-08 | 1982-10-08 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57177184A JPS5967869A (ja) | 1982-10-08 | 1982-10-08 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5967869A true JPS5967869A (ja) | 1984-04-17 |
| JPS6361872B2 JPS6361872B2 (ja) | 1988-11-30 |
Family
ID=16026644
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57177184A Granted JPS5967869A (ja) | 1982-10-08 | 1982-10-08 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5967869A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1992007417A1 (en) * | 1990-10-19 | 1992-04-30 | Italtel Societa' Italiana Telecomunicazioni S.P.A. | Ac/dc converter |
| JPH06269171A (ja) * | 1993-03-11 | 1994-09-22 | Ekusen Kk | リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置 |
| EP0928059A2 (de) * | 1998-01-05 | 1999-07-07 | Reinhard Kalfhaus | Strom-Spannungswandler und zugehöriger Regelkreis |
| JP2010193614A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Origin Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2014017992A (ja) * | 2012-07-10 | 2014-01-30 | Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
-
1982
- 1982-10-08 JP JP57177184A patent/JPS5967869A/ja active Granted
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1992007417A1 (en) * | 1990-10-19 | 1992-04-30 | Italtel Societa' Italiana Telecomunicazioni S.P.A. | Ac/dc converter |
| JPH06269171A (ja) * | 1993-03-11 | 1994-09-22 | Ekusen Kk | リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置 |
| EP0928059A2 (de) * | 1998-01-05 | 1999-07-07 | Reinhard Kalfhaus | Strom-Spannungswandler und zugehöriger Regelkreis |
| EP0928059A3 (de) * | 1998-01-05 | 2002-03-13 | Reinhard Kalfhaus | Strom-Spannungswandler und zugehöriger Regelkreis |
| JP2010193614A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Origin Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2014017992A (ja) * | 2012-07-10 | 2014-01-30 | Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6361872B2 (ja) | 1988-11-30 |
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