JPS6039366A - 多出力直流電圧変換回路 - Google Patents
多出力直流電圧変換回路Info
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- JPS6039366A JPS6039366A JP14646083A JP14646083A JPS6039366A JP S6039366 A JPS6039366 A JP S6039366A JP 14646083 A JP14646083 A JP 14646083A JP 14646083 A JP14646083 A JP 14646083A JP S6039366 A JPS6039366 A JP S6039366A
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- JP
- Japan
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- transformer
- output
- voltage
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、単一の直流電圧源から複数の出力回路に電圧
出力を得ようとする多出力直流電圧変換回路に関する。
出力を得ようとする多出力直流電圧変換回路に関する。
半導体回路や各種の入出力回路が同居する情報機器にお
いては、複数の種類の電圧源を必要とすることが多い。
いては、複数の種類の電圧源を必要とすることが多い。
この種の装置に於ては、装置の小形化と経済化の要求か
ら、一つの入力電源・・通常交流又はその交流を整流し
た直流 から、必要種類の出力・・通常直流・・全得る
多出力電圧変換回路が必要とされる。本発明は、その内
、直流全入力とし複数の直流電圧を出力とする多出力直
流電圧変換回路に係る。この種の変換回路としては、以
前からクロスレギユレーション法が知られており、その
出力電圧安定性を改善するためトランスの出力側巻線に
′電圧制御用スイッチ素子を追加する方法が知られてい
る。
ら、一つの入力電源・・通常交流又はその交流を整流し
た直流 から、必要種類の出力・・通常直流・・全得る
多出力電圧変換回路が必要とされる。本発明は、その内
、直流全入力とし複数の直流電圧を出力とする多出力直
流電圧変換回路に係る。この種の変換回路としては、以
前からクロスレギユレーション法が知られており、その
出力電圧安定性を改善するためトランスの出力側巻線に
′電圧制御用スイッチ素子を追加する方法が知られてい
る。
しかｌ−１この従来の方法で（ｄ、出力電力の総和が増
加するにつれ、トランスの入力側に設けられた主スィッ
チのスイッチングロスが増加し多出力直流電圧変換回路
としての工業的な実現性に難点があった。
加するにつれ、トランスの入力側に設けられた主スィッ
チのスイッチングロスが増加し多出力直流電圧変換回路
としての工業的な実現性に難点があった。
第１図に、従来の技術に係わる多出力直流電圧変換回路
・・・ここでは２出力の例・・全示す。単−の直流入力
電圧Ｅｉから、複数・・・ここでは２出力・・の出力を
得るため、複数の出力側巻線金有するトランスＴの入力
側に、直流を交流に変換するための主スィッチＱ１が設
けられている。トランスＴの出力側巻線に（は、交流か
ら再び直流に変換するだめの整流ダイオードＤ＋ｘ ＋
Ｄ２］およびチョークコイルＬ＋ 、 Ｌ２による電
流平滑化のだめのフリーホイルダイオードＤＩ２ ＋
Ｄ２２が設けられている。さらに、一方のチョークコイ
ルＬ２と整流ダイオードＤ２＋の間には、一方の直流入
力電圧金より安定化するだめに直列に接続した補助スイ
ッチＱ２が設けられている。
・・・ここでは２出力の例・・全示す。単−の直流入力
電圧Ｅｉから、複数・・・ここでは２出力・・の出力を
得るため、複数の出力側巻線金有するトランスＴの入力
側に、直流を交流に変換するための主スィッチＱ１が設
けられている。トランスＴの出力側巻線に（は、交流か
ら再び直流に変換するだめの整流ダイオードＤ＋ｘ ＋
Ｄ２］およびチョークコイルＬ＋ 、 Ｌ２による電
流平滑化のだめのフリーホイルダイオードＤＩ２ ＋
Ｄ２２が設けられている。さらに、一方のチョークコイ
ルＬ２と整流ダイオードＤ２＋の間には、一方の直流入
力電圧金より安定化するだめに直列に接続した補助スイ
ッチＱ２が設けられている。
かかる従来の構成では、トランスＴの出力側のいかなる
負荷条件においても一定した出力電圧金得るため、一方
の出力はトランスの出力側スイッチング′素子のスイッ
チ条件、他方の出力はトランスの入力側スイッチング素
子のスイッチ条件でそれぞれ制御されている。ただし、
二つのスイッチング条件のうち、トランスの出力側のス
イッチ素子の′電流切断タイミングとトランスの入力側
のスイッチング素子の電流切断タイミングは一致してい
るものであった。なぜならば、もし仮に、トランスの出
力１１１１スイツチ素子を入力側スイッチ素子・・・以
下主スィッチ又は主スィッチ素子という・・より早くタ
ーンオフさせると、ｌ−ランクのり一ケージインダクタ
ンスによってトランスに過渡現象を生じ、出力側のスイ
ッチ素子全ブレークダウンによる破壊に追い込むからで
ある。トランスの入力側スイッチ素子を出力側スイッチ
ｆ子より早くターンオフさせる方法は、出力の全負荷全
主スィッチで遮断する事実において主スィッチのスイッ
チングロスが犬であり、これもトランスの出力側と入力
側ノスイッチング素子が同時にターンオフすることと全
く同一である。
負荷条件においても一定した出力電圧金得るため、一方
の出力はトランスの出力側スイッチング′素子のスイッ
チ条件、他方の出力はトランスの入力側スイッチング素
子のスイッチ条件でそれぞれ制御されている。ただし、
二つのスイッチング条件のうち、トランスの出力側のス
イッチ素子の′電流切断タイミングとトランスの入力側
のスイッチング素子の電流切断タイミングは一致してい
るものであった。なぜならば、もし仮に、トランスの出
力１１１１スイツチ素子を入力側スイッチ素子・・・以
下主スィッチ又は主スィッチ素子という・・より早くタ
ーンオフさせると、ｌ−ランクのり一ケージインダクタ
ンスによってトランスに過渡現象を生じ、出力側のスイ
ッチ素子全ブレークダウンによる破壊に追い込むからで
ある。トランスの入力側スイッチ素子を出力側スイッチ
ｆ子より早くターンオフさせる方法は、出力の全負荷全
主スィッチで遮断する事実において主スィッチのスイッ
チングロスが犬であり、これもトランスの出力側と入力
側ノスイッチング素子が同時にターンオフすることと全
く同一である。
従って、従来の多出力直流電圧変換回路では主スィッチ
のターンオフ時に１寸、出力電力を総和した電流が主ス
ィッチの遮断電流となり、多大ナターンオフ消費電力に
よって主スィッチが熱的に破壊する欠点があった。
のターンオフ時に１寸、出力電力を総和した電流が主ス
ィッチの遮断電流となり、多大ナターンオフ消費電力に
よって主スィッチが熱的に破壊する欠点があった。
本発明にかかる従来技術の欠点をなくした多出力直流電
圧変換回路全提供することを目的とする。
圧変換回路全提供することを目的とする。
本発明では、出力側巻線の内の少なくとも一回路を、ｌ
−ランスの入力１１１１１番、こ設けた主スィッチのタ
ーンオフより前に解放することによって、主スィッチの
電流切断時の電力接失を大幅に軽減し、電源回路内の′
成カ損失の集中による熱的破壊を緩和し、大出力多出方
電源全経済的に笑現するようになしたことを特徴とする
。
−ランスの入力１１１１１番、こ設けた主スィッチのタ
ーンオフより前に解放することによって、主スィッチの
電流切断時の電力接失を大幅に軽減し、電源回路内の′
成カ損失の集中による熱的破壊を緩和し、大出力多出方
電源全経済的に笑現するようになしたことを特徴とする
。
第２図は本発明による２出力直流電圧変換回路の構成原
理図を示す。第６図１４その回路における各スイッチの
スイッチングのタイミングを表わしたものである。第２
図と第１図との構成の大半は相違がないが、本発明では
第６図に示１−たよりに主スィッチＱＩと補助スイッチ
Ｑ２の開閉タイミング、特に両スイッチＱ＋ 、 ０．
２が導通状態から遮断状態に移るタイミングに特徴をも
つ。
理図を示す。第６図１４その回路における各スイッチの
スイッチングのタイミングを表わしたものである。第２
図と第１図との構成の大半は相違がないが、本発明では
第６図に示１−たよりに主スィッチＱＩと補助スイッチ
Ｑ２の開閉タイミング、特に両スイッチＱ＋ 、 ０．
２が導通状態から遮断状態に移るタイミングに特徴をも
つ。
すなわち、トランスＴの出力側］に設けられた補助スイ
ッチＱ２は、編３図に図示の如く、トランスＴの入力側
に設けられた主スィッチＱ１が導通状態となった後に導
通し、主スィッチＱ１が遮断するより以前に遮断するタ
イミング関係でスイッチング制御するものであり、先の
第１図における従来例の説明・・・主スィッチＱ、と補
助スイッチＱ２の遮断タイミングが同じであった・・・
と制御タイミングが相違する。これにより、主スィッチ
Ｑ】のスイッチングロス全大幅に低減できる。
ッチＱ２は、編３図に図示の如く、トランスＴの入力側
に設けられた主スィッチＱ１が導通状態となった後に導
通し、主スィッチＱ１が遮断するより以前に遮断するタ
イミング関係でスイッチング制御するものであり、先の
第１図における従来例の説明・・・主スィッチＱ、と補
助スイッチＱ２の遮断タイミングが同じであった・・・
と制御タイミングが相違する。これにより、主スィッチ
Ｑ】のスイッチングロス全大幅に低減できる。
なお、両スイッチＱｌ、Ｑ２の導通している時間幅は、
それぞれの２次側出力電圧を所望の値に安定化するよう
に制御されるものであるという点では、両者共に変らな
い。
それぞれの２次側出力電圧を所望の値に安定化するよう
に制御されるものであるという点では、両者共に変らな
い。
第２図の構成で特徴的なことは、トランスＴの出力側巻
線に直列となった補助ス・イッチｏ２と整流ダイオード
Ｄ２１の間に、第１図にはなかった容量性素子・・・コ
ンｆンサ・・・Ｃｒが設けであることである。この容量
性素子Ｃｒは次のような重要な役割を果す。すなわち、
第１図の構成で主スィッチＱ１と補助スイッチＱ２が共
に導通している状態から補助スイッチＱｚｅ主スイッチ
Ｑ１より先に遮断した場合、トランスＴの持つリーケー
ジインダクタンスが災いして、トランスＴの出力側にサ
ージ電圧が発生して前述のように補助スイッチＱ２に過
大ガ電圧が印加されてブレークダウンし破壊に追い込ま
れるものであったが、本発明による第２図の構成では、
補助スイッチＱ２が遮断した瞬間のトランスＴのリーケ
ージインダクタンス（図示省略）によるサージ電圧は本
構成に設けた容量性素子Ｃｒｆ充電するよう作用し、サ
ージ電圧は吸収されて補助スイッチＱ２に過大電圧のか
かる心配全解消するもので、本構成の第１の効果が生ま
れる。
線に直列となった補助ス・イッチｏ２と整流ダイオード
Ｄ２１の間に、第１図にはなかった容量性素子・・・コ
ンｆンサ・・・Ｃｒが設けであることである。この容量
性素子Ｃｒは次のような重要な役割を果す。すなわち、
第１図の構成で主スィッチＱ１と補助スイッチＱ２が共
に導通している状態から補助スイッチＱｚｅ主スイッチ
Ｑ１より先に遮断した場合、トランスＴの持つリーケー
ジインダクタンスが災いして、トランスＴの出力側にサ
ージ電圧が発生して前述のように補助スイッチＱ２に過
大ガ電圧が印加されてブレークダウンし破壊に追い込ま
れるものであったが、本発明による第２図の構成では、
補助スイッチＱ２が遮断した瞬間のトランスＴのリーケ
ージインダクタンス（図示省略）によるサージ電圧は本
構成に設けた容量性素子Ｃｒｆ充電するよう作用し、サ
ージ電圧は吸収されて補助スイッチＱ２に過大電圧のか
かる心配全解消するもので、本構成の第１の効果が生ま
れる。
第２図の構成における容量性素子Ｃｒを設ける方法は、
さらに次の効果も発揮する。従来の直流−直流変換回路
では、トランスＴの持つり一ケージインダクタンス・・
・避けようとしても工業的に避けることのできない漏洩
インダクタンス・・に蓄積されたエネルギーが、負荷開
放時にほとんど主スィッチ（１）＋に加わり、このため
主スィッチＱ、は過大な電圧サージを発生しようとする
。
さらに次の効果も発揮する。従来の直流−直流変換回路
では、トランスＴの持つり一ケージインダクタンス・・
・避けようとしても工業的に避けることのできない漏洩
インダクタンス・・に蓄積されたエネルギーが、負荷開
放時にほとんど主スィッチ（１）＋に加わり、このため
主スィッチＱ、は過大な電圧サージを発生しようとする
。
この電圧サージを抑制するために通常ダイオード、抵抗
等からなる受動回路を付加したり、あるいは主スィッチ
Ｑｌのターンオフ時間を増大させること全行い、熱とし
て放散させていた。従ってこのエネルギーは直流−直流
変換回路にとってエネルギーロスとなり、％ζこ高出力
′重力の電源回路としては変換効率が低下する要因の一
つであった。しかるに本構成では、リーケージインダク
タンスに蓄積されたエネルギーは一旦容量性素子Ｃｒの
充電々圧として姿を変え、やがてくる次の導通状態で該
容量性素子Ｃｒに蓄積されたエネルギーが出力回路側に
放出されるものであり、従来熱として損失となっていた
電力が回生できる効果をもち、高い電力変換効率を得る
第２の効果がある。先に述べた第１の効果すなわち、過
犬社圧の吸収・・・のためにｌは、該容量性素子として
バリスタ、放電管等のサージ吸収素子（通常バリスタは
その保有する静電容量が、サージ電圧吸収機能の一部と
して作用する）が利用できるが、電力の回生のだめには
、該容量性素子としては単なるコンデンサであるのがよ
い。
等からなる受動回路を付加したり、あるいは主スィッチ
Ｑｌのターンオフ時間を増大させること全行い、熱とし
て放散させていた。従ってこのエネルギーは直流−直流
変換回路にとってエネルギーロスとなり、％ζこ高出力
′重力の電源回路としては変換効率が低下する要因の一
つであった。しかるに本構成では、リーケージインダク
タンスに蓄積されたエネルギーは一旦容量性素子Ｃｒの
充電々圧として姿を変え、やがてくる次の導通状態で該
容量性素子Ｃｒに蓄積されたエネルギーが出力回路側に
放出されるものであり、従来熱として損失となっていた
電力が回生できる効果をもち、高い電力変換効率を得る
第２の効果がある。先に述べた第１の効果すなわち、過
犬社圧の吸収・・・のためにｌは、該容量性素子として
バリスタ、放電管等のサージ吸収素子（通常バリスタは
その保有する静電容量が、サージ電圧吸収機能の一部と
して作用する）が利用できるが、電力の回生のだめには
、該容量性素子としては単なるコンデンサであるのがよ
い。
ところで、この種の直流−直流電圧変換回路に於いて、
トランスＴの出力側巻線に直接コンデンサを接）読する
方法は、大出力電力の場合禁止的であり利用されなかっ
た。なぜならば、出力側巻線にコンデンサを設けると、
入力側に設けた主スィッチＱ１が導通した瞬間に、その
コンデンサを充電する過大な電流が主スィッチに流れ、
主スィッチが破壊する心配があったためである。しかし
、本構成では主スィッチの導通瞬間に対しても充分な安
全性が保たれる。なぜならば、本構成の容量性素子Ｃｒ
は、補助スイッチＱ２が遮断した際にトランスＴのリー
ケージインダクタンスによってトランスの正常な出力電
圧より高い電圧まで充電・・・すなわち、リーケージイ
ンダクタンスに蓄えられたエネルギーが、容量性素子Ｃ
ｒに充電されてＣｒの電圧が増加・・されているもので
あり、第２図中の整流ダイオードＤ２＋は遮断状態とな
り、主スィッチが導通した瞬間にとっては容量性素子Ｃ
ｒが無いに等しい状態とみえるからである。
トランスＴの出力側巻線に直接コンデンサを接）読する
方法は、大出力電力の場合禁止的であり利用されなかっ
た。なぜならば、出力側巻線にコンデンサを設けると、
入力側に設けた主スィッチＱ１が導通した瞬間に、その
コンデンサを充電する過大な電流が主スィッチに流れ、
主スィッチが破壊する心配があったためである。しかし
、本構成では主スィッチの導通瞬間に対しても充分な安
全性が保たれる。なぜならば、本構成の容量性素子Ｃｒ
は、補助スイッチＱ２が遮断した際にトランスＴのリー
ケージインダクタンスによってトランスの正常な出力電
圧より高い電圧まで充電・・・すなわち、リーケージイ
ンダクタンスに蓄えられたエネルギーが、容量性素子Ｃ
ｒに充電されてＣｒの電圧が増加・・されているもので
あり、第２図中の整流ダイオードＤ２＋は遮断状態とな
り、主スィッチが導通した瞬間にとっては容量性素子Ｃ
ｒが無いに等しい状態とみえるからである。
以上説明したごとく、本発明では複数の出力を得ようと
した直流電圧変換回路において、トランスの出力側巻線
の内の少なくとも一つｌｄトランスの入力側に設けられ
た主スィッチの遮断より前に出力回路から解放するもの
であり、主スィッチのスイッチングロスを大幅に軽減で
きる効果があり、特に入力側ら、圧より出力側電圧が低
い電圧降下形直流−直流′亀圧変換回路で大きな効果を
発揮できる。この実現のために容量性素子全トランスの
出力側に設ける構成は、エネルギー損失を防止して変換
効率を改善できる効果が得られる。
した直流電圧変換回路において、トランスの出力側巻線
の内の少なくとも一つｌｄトランスの入力側に設けられ
た主スィッチの遮断より前に出力回路から解放するもの
であり、主スィッチのスイッチングロスを大幅に軽減で
きる効果があり、特に入力側ら、圧より出力側電圧が低
い電圧降下形直流−直流′亀圧変換回路で大きな効果を
発揮できる。この実現のために容量性素子全トランスの
出力側に設ける構成は、エネルギー損失を防止して変換
効率を改善できる効果が得られる。
なお、第６図の説明では、補助スイッチＱ２け主スィッ
チＱ１が導通した後に導通するものとして説明したが、
両スイッチは同時に導通を開始するごとき制御タイミン
グであってもよい。なぜならば、一般に遮断状態から導
通状態に移るスイッチング損失は遮断に移るスイッチン
グ損失に比較して無視できる程小さい事と、本発明で用
いている容量性素子の充電々圧が一時的にトランスの出
力側電圧より大きくて整流ダイオ−）”Ｄ２＋が遮断状
態であり、主スィッチ０１および補助スイッチＱ２が同
時に導通しても主スィッチＱ１に過大電流が流れる心配
がないからである。
チＱ１が導通した後に導通するものとして説明したが、
両スイッチは同時に導通を開始するごとき制御タイミン
グであってもよい。なぜならば、一般に遮断状態から導
通状態に移るスイッチング損失は遮断に移るスイッチン
グ損失に比較して無視できる程小さい事と、本発明で用
いている容量性素子の充電々圧が一時的にトランスの出
力側電圧より大きくて整流ダイオ−）”Ｄ２＋が遮断状
態であり、主スィッチ０１および補助スイッチＱ２が同
時に導通しても主スィッチＱ１に過大電流が流れる心配
がないからである。
また本発明は、２出力以上の多出力電源回路に応用でき
ることはいうまでもない。
ることはいうまでもない。
第１図は公知の多出力直流電圧変換回路の一例を示す回
路図、第２図は本発明の一実施例を示す回路図、第６図
は第２図の回路のスイッチタイミングを表わした図であ
る。 符号の説明 Ｔ・・・トランス ＰＷＭｌ、２・・・出力安定器 Ｑ、・・・主スィッチ Ｑ２・・・補助スイッチＤ１１
． Ｄ２＋・・・整流ダイオードＤ１□、 Ｄｚｉ・・
・フリーホイルダイオードＣｒ・・・容量性素子 Ｌｌ ＋ Ｌ２・・チョークコイル Ｅｉ・・・入力電圧 葛１凶 手続補正書（方式） 事件の表示 昭和５８ 年特許願第１４６，１６０ 号発明の名称
多出力直流電圧変換回路 補正をする者 事件との関係 特許出願人 名 称 （５１０）株式会社 口 立 製 作 所代
理 人
路図、第２図は本発明の一実施例を示す回路図、第６図
は第２図の回路のスイッチタイミングを表わした図であ
る。 符号の説明 Ｔ・・・トランス ＰＷＭｌ、２・・・出力安定器 Ｑ、・・・主スィッチ Ｑ２・・・補助スイッチＤ１１
． Ｄ２＋・・・整流ダイオードＤ１□、 Ｄｚｉ・・
・フリーホイルダイオードＣｒ・・・容量性素子 Ｌｌ ＋ Ｌ２・・チョークコイル Ｅｉ・・・入力電圧 葛１凶 手続補正書（方式） 事件の表示 昭和５８ 年特許願第１４６，１６０ 号発明の名称
多出力直流電圧変換回路 補正をする者 事件との関係 特許出願人 名 称 （５１０）株式会社 口 立 製 作 所代
理 人
Claims (1)
- 複数の出力側巻線全有するトランスを介して一つの直流
電圧から複数の出力を得ようとする直流電圧変換回路に
おいて、トランスの出力側巻線のうち少なくとも一つに
は出力平滑回路に直列となるスイッチング素子を有し、
該スイッチング素子と整流素子を介した該出方巻線間に
一端を接続した容量性素子が設けられている構成であり
、該スイッチング素子はトランスの入力側に設けたスイ
ッチング素子のターンオフより前に解放されることに％
徴とする多出力直流電圧変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14646083A JPS6039366A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 多出力直流電圧変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14646083A JPS6039366A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 多出力直流電圧変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6039366A true JPS6039366A (ja) | 1985-03-01 |
Family
ID=15408135
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14646083A Pending JPS6039366A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 多出力直流電圧変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6039366A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5119284A (en) * | 1990-04-05 | 1992-06-02 | General Electric Company | Efficient power supply post regulation |
| JP2006094585A (ja) * | 2004-09-21 | 2006-04-06 | Mels Corp | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2017123735A (ja) * | 2016-01-07 | 2017-07-13 | コニカミノルタ株式会社 | 電源装置および画像形成装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5918948A (ja) * | 1982-07-23 | 1984-01-31 | Toppan Printing Co Ltd | 製版用スキヤナ−の入力装置 |
-
1983
- 1983-08-12 JP JP14646083A patent/JPS6039366A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5918948A (ja) * | 1982-07-23 | 1984-01-31 | Toppan Printing Co Ltd | 製版用スキヤナ−の入力装置 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5119284A (en) * | 1990-04-05 | 1992-06-02 | General Electric Company | Efficient power supply post regulation |
| JP2006094585A (ja) * | 2004-09-21 | 2006-04-06 | Mels Corp | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP4486458B2 (ja) * | 2004-09-21 | 2010-06-23 | 株式会社電設 | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2017123735A (ja) * | 2016-01-07 | 2017-07-13 | コニカミノルタ株式会社 | 電源装置および画像形成装置 |
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