JPS5952842B2

JPS5952842B2 - 高周波「ろ」波器

Info

Publication number: JPS5952842B2
Application number: JP53063360A
Authority: JP
Inventors: 敦司深沢; 純足羽; 拓朗佐藤
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1978-05-29
Filing date: 1978-05-29
Publication date: 1984-12-21
Also published as: JPS54154958A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、比較的高周波帯、特にＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯や
マイクロ波帯で多く実用されている同軸形ろ波器に替え
て使用して好適する新規な高周波ろ波器に関するもので
ある。

高周波Ｐ波器の中でも特にＶＨＦ帯から比較的低周波の
マイクロ波帯で動作する各種無線機器においては、一般
に隣接帯域からの電波妨害を除去すると共に他への妨害
を抑圧するために、その電気的特性に厳しい条件が課さ
れる一方、経済性の面から小形、低価格への要求が高い
。

そこで、このような目的に対しては、従来、同軸線路共
振器を用いた瀘波器が最も多く賞月されており、かかる
共振器には、小形化のため１．・通常内・外導体間に誘
電体コアを充填したものが使用されている。

第１図は、従来のかかる同軸管内波長の構成要素である
同軸共振器を示すもので、同図ａはその縦断面図、同図
すは同平面図である。

図中１および２は誘電体コアからなる媒質３を介して同
軸状に配置された金属壁からなる内、外導体で、内導体
１の一端は外導体２に短絡され、他端は開放状態に設置
されている。

このような構造の同軸共振器において、媒質３の比誘電
率をεｒ、内部電磁界の同軸管内波長を＾２、自由空間
波長をλ。

、共振周波数をｆｏ、光速をＣ１共振器の長さを１とす
ると、■は具体的には内導体１の両端間の長さに等しく
次式が成立する。

この（１）式からも明らかなように、比誘電率ε１゜が
大である程共振器の長さを短縮して小形化し得ることは
既に周知の通りである。

一方、媒質３の誘電損失を一定とすると、共振器外導体
２の半径すは無負荷Ｑ（以下これをＱｕとする）によっ
て定まり、ｂを小さくするとＱｕが小さくなり電気的損
失が増すので、許容損失条件から外導体２の半径すが定
められる。

また、内導体１の半径ａは、Ｑｕを最大とするため、通
常ａ／ｂ′−３，５なる関係を有するように定められる
。

第２図は、上記第１図に示したような共振器を３個用い
て構成された従来の高周波ろ波器を示すもので、同図ａ
はその平面図、同図すは同縦断面図である。

図中、１，２および３は第１図の場合と同様に各共振器
の内・外導体および媒質誘電体を示し、４は外部に設け
られたコネクタ６と結合するためのループ、５は各隣接
共振器間の結合のために外導体２と一体部分５ａに設け
られた窓を夫々示す。

ここで、外導体２は導体ケースを兼ねている。

このような誘電体充填形同軸共振器を用いた高周波側波
器を実用する際に高価となる第１の要因は、媒質誘電体
３と内導体１および外導体２との間の空隙の問題である
。

即ち、第３図に示す如く、中空円筒状誘電体コア３を内
・外導体１および２間に挿入する通常の方法では、内導
体１とコア３との間の空隙１ａ、およびコア３と外導体
２との間の空隙２ａの存在によって、上記（１）式中の
コア３の比誘電率ε、が実効的に減少し、更に工作精度
のばらつきによる上記各空隙１ａ、２ａの僅かな変動に
対して共振周波数ｆＯの変動が極めて拡大されることが
以下の解析からも知られる。

第４図はそのための解析モデルを示すもので、図中ａは
内導体１０半径、ｂは外導体の半径、Δａは内導体１側
の空隙１ａの巾、Δｂは外導体２側の空隙２ａの巾、領
域Ｉ、ＩＩＩは上記各空隙１ａ、２ａに基づく空気領域
、ＩＩは誘電体コア３による誘電体領域を夫々示してい
る。

かくして、空隙の導入による同軸線路１部のインダクタ
ンスＬの変化を無視すると、共振周波数ｆＯの変化Δｆ
は次式によって表される。

コノ（２）式において、一例としてａ＝２．８ｍｍ、
ｂ−１０ｍｍ、ε、＝２０とすると（２）式に従って
下式が成立する。

この（３）式からも明らかなように、加工時に内・外導
体１および２の径並びに誘電体コア３の内・外径の加工
公差によって１％の空隙が存在すると、共振周波数ｆＯのずれは７．８％となる
。

就中、９００Ｍ＆帯共振器で実験した結果によると、１
％の空隙に基づく共振周波数ｆＯのずれはΔｆは、最大
１０％、最小３％であった。

このように、ずれに巾が生じるのは、第４図に示すよう
な空隙装置ではｆｏのずれΔｆが最大であり、第５図に
示すような実際的な配置とすればそのずれΔｆが小さく
なって実験値にばらつきが生じるためである。

尚、このような共振周波数ｆｏのずれΔｆを補正するた
めの手段として実用的には、通常第３図に示す如く挿脱
自在の導体ねじ７が設けられる。

このような導体ねじ７を用いた場合には、ａ＝２．８ｍ
ｍ、ｂ −＝１０ｍｍ、ε、＝２０で当該ネジ７の
半径ａ１−２ｍｍとしたとき、ネジ１０ｍｍの挿入によ
る共振周波数ｆｏの補正に関する実験ム果は、ｆｏ＝
９００ＭＨ！Ｓに対してΔｆ＝７０ＭＨｚで一般的に
言って大きな値ではない。

就中、この場合、」−記第（３）式に従ってとなり、便
宜上Δａ：Δｂ二１：３とすると、２Δａ＝３９μ
ｍ、２Δｂ−９０μｍが得られる。

以上の検討結果からも容易に理解されるように、従来の
同軸共振器を用いた高周波炉波器では、その内・外導体
１，２の径および誘電体コア３の内・外径の加工公差は
極めて厳しく保持する必要がある。

一方、第３図における空隙１ａ、２ａを除去するために
誘電体コア３の内・外壁表面に電極を焼付けて、これを
内・外導体１，２の替りに用いたり、或はこの電極と内
゛・外導体１，２とを導電性接着剤等で導通させるよう
にしたものも考えられているが、このようにすると、付
加した電極および接着剤などによる抵抗損失のために、
共振器のＱμが無視できない程低下する欠点を伴う。

以上述べたように、誘電体充填形高周波Ｐ波器に要求さ
れる加工公差は極めて厳しく、そのために、従来の高周
波沢渡器は高価とならざるを得なかった。

本発明はかかる実情に基いてなされたもので、共振器相
互間において外導体の不要な共振器を用いることにより
再現性よく小形で且つ低価格の高周波炉波器を提供する
ことを目的とする。

先ず、本発明の詳細な説明に先立って本発明の高周波沢
渡器に用いられる共振器を明確にするため、第６図ａに
従来の共振器に用いられる同軸形線路横断面の電磁界分
布を、また第６図すに同図ａの破断面Ａ−Ａ′からみた
電磁界分布を示す。

図中、実線で示すベクトルは電界を、また点線ベクトル
は電界を示し、記号■および○は夫々正・負の電荷を示
す。

即ち、内導体１表面の正電荷からでた電界ベクトルは必
ず外導体２表面の負電荷に帰着する。

そして、その正・負電荷間に容易が形成されており、上
述の如く内導体１と誘電体コア３との間、および該コア
３と外導体２との間に空隙が存在すると、容量値が低下
することは、上記第４図および第（２）式を用いて説明
した通りである。

このような第６図に示される電磁界モードはＴＥＭモー
ドとよばれているもので、ＴＥＭモードに対しては内・
外導体１，２は一対となって作用し等しい効果をもつ。

また、第７図は、従来ＶＨＦＴＶ伝送などの特殊な分野
でのみ使用されている表面波線路を示すもので、通常Ｇ
ラインとよばれているＧｏｕｂｏｕ線路である。

このＧラインというのは、図示の如く導線１１の表面に
極めて薄い誘電体被膜層１２を設けたもので、電磁界エ
ネルギーのほとんどは被膜層１２に沿う外部空間１３に
ある。

そのため、線路の等価誘電率は、誘電体被膜１２自身の
比誘電率εｒに無関係に空気の比誘電率１に近く、この
ため、共振器を実用的寸法で実現することが不可能であ
る。

かくして、本発明は、第８図に示したような誘電体線路
を用いた共振器によって構成される高周波Ｐ波器を提供
することを目的とするものである。

かかる共振器は、下記するような利点を有する。

即ち、（１）第８図に示すように、内導体２１を被
覆する誘電体コア２２を充分厚くすることにより誘電体
内部に電磁界エネルギをほぼ完全に閉じ込めることがで
き、このため、線路の等価誘電率はコア２２の比誘電率
εｒにほぼ等しく、従って、共振器を効果的に小形化し
得る。

（２）誘電体周囲のほとんどが導体で被覆されてい°
ないため、外導体表面を流れる電流による抵抗損失が少
ないので、これを共振器に用いた場合、その無負荷Ｑは
従来のそれより高くなる。

（３）外導体は共振器コアの対向する面には無く、従っ
てこの部分で電磁界エネルギは一部漏洩；し、その結
果、共振器間に結合を生じることができる。

（４）従来の第２図におけるような外導体が不要となり
、外部遮蔽のための簡便な導体ケースでよい。

′ 第９図は、第８図のような誘電体線路を用いて構成
された本発明に係る１７４波長共振器の一構造例を示す
もので、当該共振器の長さｌは下式に従って設計される
。

但し、上記（５）式中＾、、ε１．λｏ、ｆＯおよびＣ
は、上述した従来の場合と同様に電磁界の線路内波長、
誘電体コア２２の比誘電率、自由空間波長、共振周波数
および光速を夫々示すものとする。

かくして、第９図の共振器において、内導体２１の径を
ａとし、誘電体コア２２の外径をｂとして、２ａ＝５．
６ｍｍ、２ｂ＝２０ｍｍ、ｅｒ＝２０に選定し
て９００ＭＨｚで実１験した結果によれば、第９図の共
振器では、ｌ＝２０ｍｍ、Ｑｕ＝１８００となり、
従来のＴＥＭモードによる設計とほぼ等しい結果を得た
。

また、高次モードによる不要共振について第９図の共振
器は２．１ＧＨｚ以下の周波数では生じないことが実験
からも確認された。

従って、共振器として、小形で電気的特性のすぐれた高
周波Ｐ波器を容易に実現し得ることが明らかとなった。

以下、第９図のような共振器を用いて構成された本発明
に係る高周波Ｐ波器の実施例を第１０図乃至第１２図を
参照しながら詳細に説明する。

第１０図は、第９図のような３段の１７４波長誘電体線
路共振器によって構成された本発明の一実施例に係る高
周波Ｐ波器を示すもので、同図ａはその縦断面図、同図
すは同図ａのＡ−Ａ’横断面図である。

本発明による共振器の場合、上述したように、従来の第
２図の共振器におけるような外導体が不要となり、外部
遮蔽のための簡便な導体ケース２０のみでよく、価格を
大巾に低減すると共に、共振器のＱｕを増加し、ろ波器
の損失を軽減し得る。

かくして本発明の高周波ろ波器を構成する各１７４波長
共振器の内導体２１は、図示の如く、夫々前記導体ケー
ス２０の底面に一端を短絡固定し他端を開放条件に設置
されると共に、該内導体２１の各外周に誘電体コア２２
が設けられる。

ここで、誘電体コア２２は電磁界エネルギを閉じ込める
に足る充分な厚さと誘電率を有する。

また、対向する誘電体コア２２間（共振器相互間）には
空隙を有する。

そして隣接共振器間の各内導体２１固定端の近傍に結合
ループ２４が設けられる。

この結合ループ２４によって磁界の鎖交数が増加すなわ
ち磁界結合量が増加し、共振器間の結合量が増加する。

尚、図中２１ａは内導体２１とコア２２との間の空隙、
２５は外部結合ループ、２６はコネクタ、２７は周波数
調整ねしで、これらの部分は、上記第２図および第３図
の従来の共振器におけるものとほぼ同様であり、２３は
各１７４波長共振器の外部空間である。

第１１図は、本発明の他の実施例に係る１７４波長共振
器を用いて構成された高周波涙液器を示すもので、同図
ａおよびｂは夫々第１０図ａおよびｂと対応している縦
断面図および横断面図である。

即ち、この第１１図の実施例は、第１０図の実施例にお
ける結合ループ２４に替えて、隣接共振器の各内導体２
１開放端間および該内導体２１開放端と外部線路との間
を夫々結合コンデンサ２４ａによって容量結合するよう
にしたもので、その他は第１０図の場合と全く同一構成
である。

なお、結合コンデンサ２４ａを設けた場合は、その結合
コンデンサ２４ａによって共振器間の容量結合が増加し
、共振器間の結合量が増加する。

第１２図は、本発明の更に他の実施例に係る１７４波長
共振器を用いて構成された高周波Ｐ波器を示すもので、
同図ａおよび市は夫々第１１図ａおよびｂと対応した縦
断面図および横断面図である。

この第１２図の実施例は、第１１図の実施例におけるよ
うな各結合コンデンサ２４ａを設ける替りに、各共振器
の誘電体コア２２の対向表面に図示の如く電極２８を設
けてこれらの電極２８と各隣接共振器内導体２１との間
に存在する容量２４ｂを利用するように構成した点で第
１１図の実施例と異なるのみで、他の全く第１１図と同
一構成を有している。

尚、この場合には、図示の如く、各隣接共振器内導体間
の結合容量２４ｂを螺出・入自在のネジ２９によって可
変し得るように構成することが好ましい。

そして、上記第１０図乃至第１２図に示した本発明の各
実施例における高周波瀘波器は、いずれも、従来の同軸
線路の外導体に対応するものが不要となり、簡便な外部
遮蔽ケースを有し、且つ従来のＧラインより更に低損失
の共振器によって構成されるため、電気的特性にすぐれ
、低価格で小形、軽量に製作し得る利点がある。

以上詳述したように本発明は、誘電体線路形共振器を用
いており、従来の同軸線路の外導体に対応するものが除
去される結果、簡単な導体ケース（遮蔽ケース）と共振
器と結合手段により構成できるため、小型で電気特性の
よい低価格なろ波器を提供でき、無線通信機に対する効
果は極めて大きい。

また、本発明のろ波器は、ｉ）誘電体で泡んだ共振器で
実現することにより波長短縮効果で小型に実現でき、ω
隣接する共振器間に空隙が存在することである程度の結
合量を確保でき、１ｉｉ）結合コンテ゛ンサまたは結合
ループにより、結合量をより一層大きくできることで広
帯域なフィルタを実現し、ｉｖ）同−底面上に共振器を
配置することにより製造し易いという効果も有する。

さらに、結合手段として特に結合コンテ゛ンサまたは結
合ループを用いれば、結合コンテ゛ンサの容量値を変更
することにより、または結合ループの大きさく断面積）
を変更することにより、洲波器の機構寸法を変更せずに
帯域幅の設計値を変更でき、規格の異なる種々の帯域フ
ィルタを容易に、かつ安価に提供できる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図ａおよびｂは従来の同軸共振器の断面図および平
面図、第２図ａおよびｂは第１図の共振器を用いた従来
の高周波ろ波器の平面図および断面図、第３図ａおよび
市は従来の同軸共振器の加工公差に基づく空隙の効果を
説明するために示した断面図および平面図、第４図およ
び゛第５図は夫々第３図の共振器の解析モデルを示す図
、第６図ａおよびｂは従来の同軸線路の電磁界分布を示
す断面図および平面図、第７図ａおよび市は従来のＧラ
イン電磁界分布を示す断面図および平面図、第８図ａお
よびｂは本発明高周波側波器に使用される誘電体線路の
電磁界分布を示す断面図および平面図、第９図は本発明
高周波Ｐ波器に使用される１７４波長共振器の各−構造
例を示す概略図、第１０図乃至第１２図は第９図のよう
な１７４波長共振器を用いて構成された本発明の夫々異
なる実施例の高周波Ｐ波器を示すものでその各ａおよび
市は夫々縦断面図および横断面図である。２１・・・・・・内導体、２２・・・・・・誘電体コア
、２４・・・・・・結合ループ、２４ａ、２４ｂ・・・
・・・結合コンデンサ。

Claims

【特許請求の範囲】

１導体ケースと、当該導体ケースの同一底面上にその
一端が短絡され他端が開放状態として併設された複数の
棒状内導体および当該棒状内導体をそれぞれ囲繞する如
く設けられ且つ電磁界エネルギを閉じ込めるに足る充分
な厚さと誘電率を有する誘電体とからなり、対向する誘
電体間に空隙を有する複数の１７４波長誘電体線路形共
振器と、隣接する前記１７４波長誘電体線路形共振器間
に、前記棒状内導体の開放端間において設けられた結合
コンテ゛ンサもしくは前記棒状内導体の短絡端近傍にお
いて設けられた結合ループとを備えた高周波ろ波器。