JPS594881B2 - テイシヨウヒデンリユウスイシヨウハツシンカイロソウチ - Google Patents
テイシヨウヒデンリユウスイシヨウハツシンカイロソウチInfo
- Publication number
- JPS594881B2 JPS594881B2 JP9552175A JP9552175A JPS594881B2 JP S594881 B2 JPS594881 B2 JP S594881B2 JP 9552175 A JP9552175 A JP 9552175A JP 9552175 A JP9552175 A JP 9552175A JP S594881 B2 JPS594881 B2 JP S594881B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- oscillation
- switching element
- frequency divider
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Links
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- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 17
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
Landscapes
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、相補型ＭＯＳインバータを用いた水晶発振
回路に関するもので、さらに詳しくは、水晶発振回路の
低消費電流化に関するものである。
回路に関するもので、さらに詳しくは、水晶発振回路の
低消費電流化に関するものである。
第１図ａは、従来の水晶発振回路を示す。
このタイプの発振回路の消費電流は、主にインバータに
並列に接続された帰還回路の充放電電流と、インバータ
の遷移時間に流れる、インバータの貫通電流が考えられ
る。
並列に接続された帰還回路の充放電電流と、インバータ
の遷移時間に流れる、インバータの貫通電流が考えられ
る。
しかるに前記充放電電流は、第１図ａに示すコンデンサ
Ｃ２などに依存し、これら発振回路定数は、周波数安定
性、周波数調整などの観点から決定されるべきものであ
り、前記充放電電流は、発振動作に本質的に必要なもの
であることから、低消費電流化の目的の為に操作するこ
とは好ましいことではない。
Ｃ２などに依存し、これら発振回路定数は、周波数安定
性、周波数調整などの観点から決定されるべきものであ
り、前記充放電電流は、発振動作に本質的に必要なもの
であることから、低消費電流化の目的の為に操作するこ
とは好ましいことではない。
一方、前記したインバータの貫通電流について説明する
と、相補型インバータのＮチャンネル、Ｐチャンネルト
ランジスタのゲート電圧−ドレイン電流特性は第１図す
に示した如くとなり、図の斜線で示した領域で前記貫通
電流が流れることになる。
と、相補型インバータのＮチャンネル、Ｐチャンネルト
ランジスタのゲート電圧−ドレイン電流特性は第１図す
に示した如くとなり、図の斜線で示した領域で前記貫通
電流が流れることになる。
この電流は図から明らかなように電圧の関数であり、電
圧が太き（なるとともに増大する。
圧が太き（なるとともに増大する。
したがって第２図に示した如く、発振回路の電圧が下り
、ＶＤＤ よりＶｏ ｓ ｃになったとすれば、前記
貫通電流は少くなる。
、ＶＤＤ よりＶｏ ｓ ｃになったとすれば、前記
貫通電流は少くなる。
一方、発振回路は、立ち上り期には、発振振幅は小さく
、前記インバータの入力電圧は小さく、インバータは線
形動作している。
、前記インバータの入力電圧は小さく、インバータは線
形動作している。
発振を成長させ短時間に定常状態に到らしむる為には、
インバータの増幅能力を十分働らかせる必要があり、そ
の為には、所定の電圧以上をかげればよいが、電源電圧
ＶＤＤ を直接印加することが有利である。
インバータの増幅能力を十分働らかせる必要があり、そ
の為には、所定の電圧以上をかげればよいが、電源電圧
ＶＤＤ を直接印加することが有利である。
しかる後に発振は成長し、定常状態になると、前記電圧
は必要な（、発振維持の為の最小限の電圧が印加されて
いればよい。
は必要な（、発振維持の為の最小限の電圧が印加されて
いればよい。
本発明は以上の点に着目し、発振の立ち上り期において
は、発振回路に電源電圧ＶＤＤ が直接印加され、分周
回路出力を規定数数えた後、すなわち規定時間後、発振
回路部電圧制御回路により、発振回路電圧はＶＤＤ よ
り低い所定値Ｖ。
は、発振回路に電源電圧ＶＤＤ が直接印加され、分周
回路出力を規定数数えた後、すなわち規定時間後、発振
回路部電圧制御回路により、発振回路電圧はＶＤＤ よ
り低い所定値Ｖ。
８ｏに抑制することである。
第３図により、本発明の構成原理を説明する。
３１は水晶発振回路で、その発振周波数は３２０分周回
路で所定の周期に分周される。
路で所定の周期に分周される。
時計用などではこの出力で表示機構を駆動する。
３３はゲート回路で、３２０分周回路の出力を３４の制
御信号発生回路へ伝達するが、３４の制御信号発生回路
出力により制御され、発振の立ち上り期にはＯＮしてお
り、３２の出力を３４へ伝達するが、３４の制御信号発
生回路出力が反転すると０ＦＦＬ、以後は、３４を安定
状態に保つ。
御信号発生回路へ伝達するが、３４の制御信号発生回路
出力により制御され、発振の立ち上り期にはＯＮしてお
り、３２の出力を３４へ伝達するが、３４の制御信号発
生回路出力が反転すると０ＦＦＬ、以後は、３４を安定
状態に保つ。
３４０制御信号発生回路は、電源投入時、クリアーされ
る機構を有し、３２０分周回路出力信号により規定時間
後、その出力を反転するが、その手段として入力信号の
計数回路を有す。
る機構を有し、３２０分周回路出力信号により規定時間
後、その出力を反転するが、その手段として入力信号の
計数回路を有す。
一般に水晶発振回路の電源投入時から、発振が安定する
までの時間は数秒であり、前記分周回路出力周期がたと
えば、１秒であれば％分周回路を２〜３段含むものであ
れば良い。
までの時間は数秒であり、前記分周回路出力周期がたと
えば、１秒であれば％分周回路を２〜３段含むものであ
れば良い。
この数が多少多（なっても本目的の為には、何の支障も
ない。
ない。
３４０制御信号発生回路は、以上の如く規定の入力信号
を受けてその出力を反転し、３３のゲート回路、３６の
電源ラインスイッチ回路をＯＦＦさせる。
を受けてその出力を反転し、３３のゲート回路、３６の
電源ラインスイッチ回路をＯＦＦさせる。
３５は発振回路部電圧制御回路で３６の電源ラインスイ
ッチ回路がＯＦＦしている時働き、３１の水晶発振回路
への印加電圧を制御する回路で、第４図４６に示すダイ
オード構成の他、抵抗、トランジスタ、コンデンサある
いはそれらの組み合せによって構成される。
ッチ回路がＯＦＦしている時働き、３１の水晶発振回路
への印加電圧を制御する回路で、第４図４６に示すダイ
オード構成の他、抵抗、トランジスタ、コンデンサある
いはそれらの組み合せによって構成される。
３６は電源ラインスイッチ回路で、発振の立ち上り期で
はＯＮしておりＶＤＤ を直接３１の水晶発振回路に印
加し、３４０制御信号発生回路が反転した時ＯＦＦとな
り３５の発振回路部電圧制御回路を働らかすスイッチ回
路である。
はＯＮしておりＶＤＤ を直接３１の水晶発振回路に印
加し、３４０制御信号発生回路が反転した時ＯＦＦとな
り３５の発振回路部電圧制御回路を働らかすスイッチ回
路である。
なお、以上の説明で３５の電圧制御回路及び、３６の電
源ラインスイッチ回路は、それぞれ、３１の水晶発振回
路にかかるものとしたが、３２の分周回路へ同時にかげ
れば、本発明の効果をさらに上げることは当然である。
源ラインスイッチ回路は、それぞれ、３１の水晶発振回
路にかかるものとしたが、３２の分周回路へ同時にかげ
れば、本発明の効果をさらに上げることは当然である。
第４図ａに本発明の実施例を示す。
電源投入直後はトランジスタスイッチ４３゜４７はフリ
ップフロップ回路４５により制御されＯＮしており水晶
発振回路４１の印加電圧はＶＤＤである。
ップフロップ回路４５により制御されＯＮしており水晶
発振回路４１の印加電圧はＶＤＤである。
やがて発振が成長し、分周回路４２が動作を開始し、所
定の周期出力を４３を通じて、第２の分周回路４４に伝
える。
定の周期出力を４３を通じて、第２の分周回路４４に伝
える。
前記分周回路４４、及びフリップフロップ回路４５は電
源投入時、リセットがかかる回路が付加されており、そ
れらの出力Ｑはすべて零電位になっている。
源投入時、リセットがかかる回路が付加されており、そ
れらの出力Ｑはすべて零電位になっている。
４４は所定数の信号入力に対して出力の状態を反転させ
、フリップフロップ回路４５の出力が反転し、４３゜４
７のスイッチ回路をＯＦＦさせる。
、フリップフロップ回路４５の出力が反転し、４３゜４
７のスイッチ回路をＯＦＦさせる。
第２の分周回路４４は前段の分周回路４２の出力による
が、最初の入力信号を受けた後、数秒以上してその出力
が反転するように段数ｍを決めてお（。
が、最初の入力信号を受けた後、数秒以上してその出力
が反転するように段数ｍを決めてお（。
水晶発振回路４１はトランジスタ４７がＯＦＦした為４
６のダイオード回路を通じて電源の供給を受けることに
なる。
６のダイオード回路を通じて電源の供給を受けることに
なる。
以後は４３のトランジスタがＯＦＦしている為、第２の
分周回路４４、フリップフロップ回路４５は安定状態に
ありこれらの回路によって電力を消費することはない。
分周回路４４、フリップフロップ回路４５は安定状態に
ありこれらの回路によって電力を消費することはない。
以上のように、本発明によれば、電源の入った直後の発
振の立ち上り期には、従来の回路と同様の動作で発振を
成長させ、その後は発振回路電圧を下げることによりイ
ンバータの不要な貫通電流が低減でき、水晶発振回路の
低消費電流化に著しい効果をもたらす。
振の立ち上り期には、従来の回路と同様の動作で発振を
成長させ、その後は発振回路電圧を下げることによりイ
ンバータの不要な貫通電流が低減でき、水晶発振回路の
低消費電流化に著しい効果をもたらす。
第１図ａ従来の水晶発振回路、第１図ｂインバータのゲ
ート電圧−ドレイン電流特性、第２図印加電圧Ｖｏ ｓ
ｃの時のゲート電圧−ドレイン電流特性、第３図本発
明の原理ブロック図。 ３１・−・・・水晶発振回路、３２・・・・・・分周回
路、３３・・・・・・ゲート回路、３４・・・・・・制
御信号発生回路、３５・・・・・・発振回路部電圧制御
回路、３６・・・・・・電源ラインスイッチ回路。 第４図本発明の一実施例を示す回路。 ４１・・・・・・水晶発振回路、４２・・・・・・分周
回路、４３−・・・・・トランジスタスイッチ、４４・
・・・・・計数回路、４５・・・−・ツリツブフロップ
回路、４６・・・・・・電圧制御回路、４７・・・・・
・トランジスタスイッチ。
ート電圧−ドレイン電流特性、第２図印加電圧Ｖｏ ｓ
ｃの時のゲート電圧−ドレイン電流特性、第３図本発
明の原理ブロック図。 ３１・−・・・水晶発振回路、３２・・・・・・分周回
路、３３・・・・・・ゲート回路、３４・・・・・・制
御信号発生回路、３５・・・・・・発振回路部電圧制御
回路、３６・・・・・・電源ラインスイッチ回路。 第４図本発明の一実施例を示す回路。 ４１・・・・・・水晶発振回路、４２・・・・・・分周
回路、４３−・・・・・トランジスタスイッチ、４４・
・・・・・計数回路、４５・・・−・ツリツブフロップ
回路、４６・・・・・・電圧制御回路、４７・・・・・
・トランジスタスイッチ。
Claims (1)
- １ 相補型ＭＯＳインパークを増幅器とし、前記相補型
ＭＯＳインバータに並列に水晶振動子を有する帰還回路
を接続した水晶発振回路の電圧供給部に、ダイオード、
抵抗、トランジスタあるいはそれらの組合せによって構
成されるインピーダンス素子とスイッチング素子とから
なる並列回路を接続すると共に、前記水晶発振回路の出
力部に表示部に信号を送る分周回路を接続し、更に分周
回路の出力部にゲート回路と前記スイッチング素子がオ
フ状態になり始める時間を制御するオフ時間開始規定分
周回路を順次に接続するとともに、オフ時間規定分周回
路の出力部を前記スイッチング素子のスイッチング制御
端子と前記ゲート回路の制御端子に接続して成り、前記
水晶発振回路からの発振出力が前記分周回路と前記ゲー
ト回路を通過後、前記オフ開始時間規定分周回路で通過
時間を規制され、通過後は最初オン状態にあった前記ス
イッチング素子と前記ゲート回路を共にオフ状態とする
ことにより、当初前記スイッチング素子を介して電圧を
供給されていた前記発振回路が、今度は前記インピーダ
ンス素子を介して電圧が供給され、また前記ゲート回路
と前記オフ時間開始規定分周回路は完全に動作を停止す
ることを特徴とする低消費電力水晶発振回路装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9552175A JPS594881B2 (ja) | 1975-08-06 | 1975-08-06 | テイシヨウヒデンリユウスイシヨウハツシンカイロソウチ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9552175A JPS594881B2 (ja) | 1975-08-06 | 1975-08-06 | テイシヨウヒデンリユウスイシヨウハツシンカイロソウチ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5219052A JPS5219052A (en) | 1977-01-14 |
| JPS594881B2 true JPS594881B2 (ja) | 1984-02-01 |
Family
ID=14139858
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9552175A Expired JPS594881B2 (ja) | 1975-08-06 | 1975-08-06 | テイシヨウヒデンリユウスイシヨウハツシンカイロソウチ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS594881B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5528680A (en) * | 1978-08-22 | 1980-02-29 | Nec Corp | Oscillation circuit |
| JPS6032818U (ja) * | 1983-08-11 | 1985-03-06 | キンセキ株式会社 | 圧電発振器 |
| JPS60219815A (ja) * | 1984-04-17 | 1985-11-02 | Seiko Instr & Electronics Ltd | 半導体回路装置 |
| JPH02192286A (ja) * | 1989-01-19 | 1990-07-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | カラーテレビジョン受像機 |
-
1975
- 1975-08-06 JP JP9552175A patent/JPS594881B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5219052A (en) | 1977-01-14 |
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