JPS5941334B2 - 中間周波合成型ダイバ−シチ受信装置 - Google Patents
中間周波合成型ダイバ−シチ受信装置Info
- Publication number
- JPS5941334B2 JPS5941334B2 JP55008556A JP855680A JPS5941334B2 JP S5941334 B2 JPS5941334 B2 JP S5941334B2 JP 55008556 A JP55008556 A JP 55008556A JP 855680 A JP855680 A JP 855680A JP S5941334 B2 JPS5941334 B2 JP S5941334B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- distortion
- intermediate frequency
- detectors
- outputs
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、デジタル、マイクロ波無線通信方式における
選択性フエージングによつて生ずる符号誤り率を低減さ
せる中間周波信号合成型ダイバーシチ受信装置に関する
ものである。
選択性フエージングによつて生ずる符号誤り率を低減さ
せる中間周波信号合成型ダイバーシチ受信装置に関する
ものである。
一般にマイクロ波無線通信方式に於いては、経済性や置
局選定の都合から中継局の間隔が３０ｋｍ〜５０ｋｍの
ものが多い。
局選定の都合から中継局の間隔が３０ｋｍ〜５０ｋｍの
ものが多い。
また、ＦＭ無線通信方式では中継局の間隔が比較的長か
つたり、伝播路が平坦な平野や海岸沿いにある場合、マ
ルチパス効果による選択性フエージングが発生し易くな
つて回線品質が異常に劣化し遂には回線断に至ることが
ある。この様な選択性フエージングによる回線品質の劣
化や回線断を防止する手段として、正規の空中線の外に
ダイバシチー空中線を追加して受信するスペースダイバ
シチー方式や、同一信号を二つの異なる無線チャンネル
で伝送する周波数ダイバシチー方式が採用されている。
すなわちＦＭ無線通信方式におけるフエージングの発生
し易い区間では二つの異なる経路（空間又は周波数）の
受信人力電界が同時に低下している確率が小さくなるこ
とに着目したダイバシチー受信を適用している。この具
体的受信方式としては、受信人力電界の高い（Ｓ／Ｎの
高い）方を選ぷところの切替方式、直線合成方式や合成
時の受信信号のＳ／Ｎ比を最大とする様な非直線自乗合
成（ｒａｔｉｏｓｑｕａｒｅｒ）方式などが採用されて
いる。この様な受信信号の大きさに対応して作動する切
替方式、直線合成方式や非直線自乗合成方式をそのまま
デジタルマイクロ波無線通信方式に適用してもその改善
効果はＦＭ方式に比べて非常に劣る事が明らかになつて
来た。第１図は８相位相変調方式を用い６ＧＨ１帯で７
８Ｍビット／秒を伝送出来るマイクロ波中継装置の受信
人力電界対符号誤り率の実測データである。
つたり、伝播路が平坦な平野や海岸沿いにある場合、マ
ルチパス効果による選択性フエージングが発生し易くな
つて回線品質が異常に劣化し遂には回線断に至ることが
ある。この様な選択性フエージングによる回線品質の劣
化や回線断を防止する手段として、正規の空中線の外に
ダイバシチー空中線を追加して受信するスペースダイバ
シチー方式や、同一信号を二つの異なる無線チャンネル
で伝送する周波数ダイバシチー方式が採用されている。
すなわちＦＭ無線通信方式におけるフエージングの発生
し易い区間では二つの異なる経路（空間又は周波数）の
受信人力電界が同時に低下している確率が小さくなるこ
とに着目したダイバシチー受信を適用している。この具
体的受信方式としては、受信人力電界の高い（Ｓ／Ｎの
高い）方を選ぷところの切替方式、直線合成方式や合成
時の受信信号のＳ／Ｎ比を最大とする様な非直線自乗合
成（ｒａｔｉｏｓｑｕａｒｅｒ）方式などが採用されて
いる。この様な受信信号の大きさに対応して作動する切
替方式、直線合成方式や非直線自乗合成方式をそのまま
デジタルマイクロ波無線通信方式に適用してもその改善
効果はＦＭ方式に比べて非常に劣る事が明らかになつて
来た。第１図は８相位相変調方式を用い６ＧＨ１帯で７
８Ｍビット／秒を伝送出来るマイクロ波中継装置の受信
人力電界対符号誤り率の実測データである。
フエージングの発生していないときは、第１図の点Ｎで
表わされ、受信機の入力電界は約３０ｄＢｍ符号誤り率
は１０−１１以下である。ここで受信機の入力に抵抗減
衰器を挿入し、故意に入力電界を下げて行くと曲線Ａに
沿つて変化し６０ｄＢｍ迄は符号誤り率は１０−１１以
下であるが−６８ｄＢｍ付近より急激に劣化し始める。
ところが実際にフエージングが発生し始めると、曲線Ａ
は曲線Ｂ，Ｃ，Ｄに示す如く、入力電界がわずか２０ｄ
Ｂ程度の劣化であつても符号誤り率は、１０−５レベル
を中心として１０−７〜１０−３程度まで劣化すること
が観測された。この符号誤り率劣化はスペクトラムアナ
ライザによる測定の結果、フエージングによる減衰が周
波数特性を持つているいわゆる選択性フエージングによ
るものであることが明らかとなつた。第２図はこの選択
性フエージングの発生機構を説明するためのベクトル図
、第３図はデジタルマイクロ波無線通信方式の変調され
た信号が選択性フエージングの影響を受けたスペクトラ
ムの周波数特性例、第４図は一次の振幅歪周波数特性が
復調後デジタル信号のパルス波形歪の原因となることを
示す説明図をそれぞれ示している。
表わされ、受信機の入力電界は約３０ｄＢｍ符号誤り率
は１０−１１以下である。ここで受信機の入力に抵抗減
衰器を挿入し、故意に入力電界を下げて行くと曲線Ａに
沿つて変化し６０ｄＢｍ迄は符号誤り率は１０−１１以
下であるが−６８ｄＢｍ付近より急激に劣化し始める。
ところが実際にフエージングが発生し始めると、曲線Ａ
は曲線Ｂ，Ｃ，Ｄに示す如く、入力電界がわずか２０ｄ
Ｂ程度の劣化であつても符号誤り率は、１０−５レベル
を中心として１０−７〜１０−３程度まで劣化すること
が観測された。この符号誤り率劣化はスペクトラムアナ
ライザによる測定の結果、フエージングによる減衰が周
波数特性を持つているいわゆる選択性フエージングによ
るものであることが明らかとなつた。第２図はこの選択
性フエージングの発生機構を説明するためのベクトル図
、第３図はデジタルマイクロ波無線通信方式の変調され
た信号が選択性フエージングの影響を受けたスペクトラ
ムの周波数特性例、第４図は一次の振幅歪周波数特性が
復調後デジタル信号のパルス波形歪の原因となることを
示す説明図をそれぞれ示している。
第２図に於いて、ベクトル１は直接受信波、ベクトル２
はマルチパス伝播の結果生じた遅延波で、ベクトル３は
合成受信波を示す。ここで受信周波数を高くすると、ベ
クトル２はベクトル１に対し位相が相対的に遅れ（また
は進み）ベクトル２′となるから合成受信波はベクトル
４の如く大きくなる。次いで、受信周波数を下げると、
ベクトル２はベクトル１に対し位相が相対的に進んで（
または遅れて）ベクトル２７となるから合成受信波はベ
クトル５の如く小さくなる。すなわち合成受信波の周波
数特性はもはや平坦ではない。この結果第３図ａに示す
如く直接受信波の周波数特性はマルチパス伝播の影響を
受けて第３図Ｂ，ｃに示す如く一次振幅歪ないし二次振
幅歪を伴う様になる。第４図ａに於いて波形３１は波形
歪を受けないときの一つのパルス波形であるが一次振幅
歪の影響を受けると点線の波形３４の如く変形する。第
４図Ｂ，ｃはこの理由を説明するためのベクトル図であ
つて、−振幅歪の無い場合、一つのパルスは高域の信号
エネルギーを代表するベクトル２４と低域の信号エネル
ギーを代表するベクトル２３と直流成分を示すベクトル
２７の３つのベクトル合成により表わされる。ここで一
次の振幅歪を与えるとベクトル２４はベクトル２２の如
く拡大し、ベクトル２３はベクトル２１の如く縮小する
。これは恰も第４図ｂに於いてベクトル２５，２６が派
生したことと等価であつて、丁度原パルス波に対し直交
成分が加わつたことになる。以上の説明から原波形３１
は波形３４の如く変形し隣接波の波形を乱すから多値変
調波の場合急速に符号誤り率が増大するようになる。本
発明の目的は、この様なマルチパス効果による選択性フ
エージングの結果生じた波形歪を最小化した中間周波信
号合成型ダイバーシチ受信装置を提供することにある。
はマルチパス伝播の結果生じた遅延波で、ベクトル３は
合成受信波を示す。ここで受信周波数を高くすると、ベ
クトル２はベクトル１に対し位相が相対的に遅れ（また
は進み）ベクトル２′となるから合成受信波はベクトル
４の如く大きくなる。次いで、受信周波数を下げると、
ベクトル２はベクトル１に対し位相が相対的に進んで（
または遅れて）ベクトル２７となるから合成受信波はベ
クトル５の如く小さくなる。すなわち合成受信波の周波
数特性はもはや平坦ではない。この結果第３図ａに示す
如く直接受信波の周波数特性はマルチパス伝播の影響を
受けて第３図Ｂ，ｃに示す如く一次振幅歪ないし二次振
幅歪を伴う様になる。第４図ａに於いて波形３１は波形
歪を受けないときの一つのパルス波形であるが一次振幅
歪の影響を受けると点線の波形３４の如く変形する。第
４図Ｂ，ｃはこの理由を説明するためのベクトル図であ
つて、−振幅歪の無い場合、一つのパルスは高域の信号
エネルギーを代表するベクトル２４と低域の信号エネル
ギーを代表するベクトル２３と直流成分を示すベクトル
２７の３つのベクトル合成により表わされる。ここで一
次の振幅歪を与えるとベクトル２４はベクトル２２の如
く拡大し、ベクトル２３はベクトル２１の如く縮小する
。これは恰も第４図ｂに於いてベクトル２５，２６が派
生したことと等価であつて、丁度原パルス波に対し直交
成分が加わつたことになる。以上の説明から原波形３１
は波形３４の如く変形し隣接波の波形を乱すから多値変
調波の場合急速に符号誤り率が増大するようになる。本
発明の目的は、この様なマルチパス効果による選択性フ
エージングの結果生じた波形歪を最小化した中間周波信
号合成型ダイバーシチ受信装置を提供することにある。
第５図はスペースダイパンチ一方式における本発明の実
施例のシステム構成図であつて、４１は正規アンテナ、
４２はスペースダイバシチーアンテナ、４３，４４はヘ
テロダイン受信機、４５，４６はそれぞれの受信機に含
まれる局部発振器、４７，４８はヘテロダイン受信機の
中間周波出力（通常、出力レベルは＋４ｄＢｍ程度にな
る様ＡＧＣ制御されている）、４９は位相比較器（ＰＣ
）、５０は本発明において重要な役割をするダイパンチ
一受信信号合成器を示している。
施例のシステム構成図であつて、４１は正規アンテナ、
４２はスペースダイバシチーアンテナ、４３，４４はヘ
テロダイン受信機、４５，４６はそれぞれの受信機に含
まれる局部発振器、４７，４８はヘテロダイン受信機の
中間周波出力（通常、出力レベルは＋４ｄＢｍ程度にな
る様ＡＧＣ制御されている）、４９は位相比較器（ＰＣ
）、５０は本発明において重要な役割をするダイパンチ
一受信信号合成器を示している。
スペースダイパンチ一方式ではアンテナ４１の受信波と
アンテナ４２の受信波の周波数は全く同一であるが選択
性フエージングの影響を受けると振幅歪のみならず中心
周波数の位相が同一でなくなる。位相比較器４９はこの
位相差を検出し一方の局部発振器４５にフイードバツク
することによつて出力４７と４８の位相差を±５す以内
に制御するものである。従つて両方の受信機のＡＧＣが
同時に作動している範囲では出力４７と４８に於ける信
号レベルはほぼ同一であり、かつ位相差も小さい状態に
あると云える。第６図は本発明の実施例のダイパンチ一
受信信号合成制御器の系統図を示している。
アンテナ４２の受信波の周波数は全く同一であるが選択
性フエージングの影響を受けると振幅歪のみならず中心
周波数の位相が同一でなくなる。位相比較器４９はこの
位相差を検出し一方の局部発振器４５にフイードバツク
することによつて出力４７と４８の位相差を±５す以内
に制御するものである。従つて両方の受信機のＡＧＣが
同時に作動している範囲では出力４７と４８に於ける信
号レベルはほぼ同一であり、かつ位相差も小さい状態に
あると云える。第６図は本発明の実施例のダイパンチ一
受信信号合成制御器の系統図を示している。
６１，６２はＡＧＣ制御された中間周波信号の入力端子
、６３，６４は中間周波信号合成器の制御信号検出回路
、６５は比較回路、６６，６７は可変抵抗減衰器、６８
は合成器、６９は補助増幅器、７０は合成出力端子をそ
れぞれ示し、６５〜６９は直線又非直線自乗合成器を構
成している。
、６３，６４は中間周波信号合成器の制御信号検出回路
、６５は比較回路、６６，６７は可変抵抗減衰器、６８
は合成器、６９は補助増幅器、７０は合成出力端子をそ
れぞれ示し、６５〜６９は直線又非直線自乗合成器を構
成している。
以下制御信号検出回路６３，６４は全く同一の構成であ
るのでその一方の構成について詳述する。
るのでその一方の構成について詳述する。
中間周波数信号レベル６１はＡＧＣ制御されているので
ほぼ一定であつて緩衝増幅器７１を介して、高域（Ｆｕ
及びその近傍）、中域（ＦＯ及びその近傍）および低域
（ｆｌ及びその近傍）の三つの帯域のエネルギーを分波
器７２，７３，７４によつてそれぞれ抽出する。これら
分波器７２，７３，７４と接続された検波器７５，７６
，７７は正常なスペクトラムの時、各検波器の出力α、
β、γが同一レベルとなるよう設定されている。７９は
検波器７５，７７の出力差（α−γ）を得る一次歪検出
回路、８０は検波器７５，７７の出力和（α＋γ）を得
る加算回路、８１は加算回路８０出力の半分から検波器
７６出力を減算する二次歪演算回路、８２は一次歪検出
回路７９と二次歪演算回路８１との加算回路を示してい
る。
ほぼ一定であつて緩衝増幅器７１を介して、高域（Ｆｕ
及びその近傍）、中域（ＦＯ及びその近傍）および低域
（ｆｌ及びその近傍）の三つの帯域のエネルギーを分波
器７２，７３，７４によつてそれぞれ抽出する。これら
分波器７２，７３，７４と接続された検波器７５，７６
，７７は正常なスペクトラムの時、各検波器の出力α、
β、γが同一レベルとなるよう設定されている。７９は
検波器７５，７７の出力差（α−γ）を得る一次歪検出
回路、８０は検波器７５，７７の出力和（α＋γ）を得
る加算回路、８１は加算回路８０出力の半分から検波器
７６出力を減算する二次歪演算回路、８２は一次歪検出
回路７９と二次歪演算回路８１との加算回路を示してい
る。
マルチパスフエージングの無い時は、α＝β−γの関係
が保たれるから加算器８２の出力は零である。
が保たれるから加算器８２の出力は零である。
もし、マルチパスフエージングにより、第３図ｂに示す
如く、スペクトラムが大きな一次歪を持つ様になると、
一次歪検出回路７９にのみ出α＋γ力が表われるが、演
算回路８１には一＝βの関係が存在するから出力が現わ
れない。
如く、スペクトラムが大きな一次歪を持つ様になると、
一次歪検出回路７９にのみ出α＋γ力が表われるが、演
算回路８１には一＝βの関係が存在するから出力が現わ
れない。
よつて加算器８２の出力はα−γに比例した出力が現わ
れる。次に、スペクトラムが第３図ｃに示す如く、大き
な二次歪を受けた場合、一次歪検出回路７９α＋γの出
力は小さいが二次歪演算回路８１には？〉βの関係が存
在するから、大きな出力が現われα＋γ加算器８２の出
力には一βにほぼ比例した出力が現われる。
れる。次に、スペクトラムが第３図ｃに示す如く、大き
な二次歪を受けた場合、一次歪検出回路７９α＋γの出
力は小さいが二次歪演算回路８１には？〉βの関係が存
在するから、大きな出力が現われα＋γ加算器８２の出
力には一βにほぼ比例した出力が現われる。
以上の説明によつて明らかな如く、マルチパスフエージ
ングにより振幅歪が生じると、一次歪分と二次歪分の和
に比例した出力が加算回路８２の出力に現われることに
なる。
ングにより振幅歪が生じると、一次歪分と二次歪分の和
に比例した出力が加算回路８２の出力に現われることに
なる。
この様な振幅歪を受けた信号は極力受信せずに、振幅歪
を受けない方の信号を強く受信すれば、ダイパンチ一受
信方式では同時に大きな振幅歪を発生している確率が小
さいので、合成波の振幅歪により振幅歪の小さい方を受
信することとなり、符号誤り率の発生確率を小さくする
ことが出来る。この様な信号合成回路は公知の直線合成
器又は非直線自乗（ＲａｔｉＯｓｑＬｌａｒｅｒ）合成
器を活用すれば簡単に実現出来る。第６図は直線合成器
を採用した場合の系統図を示しており、制御信号検出回
路６３，６４の出力を比較器６５で比較し、より振幅歪
の大きい方の信号を抑圧し、振幅歪の小さい方の信号は
余り抑圧しない様可変抵抗器６６，６７を制御すると共
に合成器６８の出力は常に一定となる様比較器６５が作
動する。なお、補助増幅器６９はダイパンチ一信号が以
上の合成回路を通過する事により生じた信号レベルの低
下を補正するものである。以上詳述したように本発明を
デジタルマイクロ波無線通信方式に適用すれば振幅歪の
影響が大幅に軽減出来るので、伝送誤りの少ないデジタ
ル通信回線を構成出来る。
を受けない方の信号を強く受信すれば、ダイパンチ一受
信方式では同時に大きな振幅歪を発生している確率が小
さいので、合成波の振幅歪により振幅歪の小さい方を受
信することとなり、符号誤り率の発生確率を小さくする
ことが出来る。この様な信号合成回路は公知の直線合成
器又は非直線自乗（ＲａｔｉＯｓｑＬｌａｒｅｒ）合成
器を活用すれば簡単に実現出来る。第６図は直線合成器
を採用した場合の系統図を示しており、制御信号検出回
路６３，６４の出力を比較器６５で比較し、より振幅歪
の大きい方の信号を抑圧し、振幅歪の小さい方の信号は
余り抑圧しない様可変抵抗器６６，６７を制御すると共
に合成器６８の出力は常に一定となる様比較器６５が作
動する。なお、補助増幅器６９はダイパンチ一信号が以
上の合成回路を通過する事により生じた信号レベルの低
下を補正するものである。以上詳述したように本発明を
デジタルマイクロ波無線通信方式に適用すれば振幅歪の
影響が大幅に軽減出来るので、伝送誤りの少ないデジタ
ル通信回線を構成出来る。
第１図はデジタル無線伝送方式における符号誤り率特性
の実測データ図、第２図は選択性フエージングの発生機
構を説明するベクトル図、第３図Ａ，ｂ，ｃは正常時お
よび選択性フエージングにより歪を受けた時のスペクト
ラムの周波数特性図、第４図ａは復調時のパルス波形図
、第４図Ｂ，ｃは波形歪を説明するベクトル図、第５図
は本発明の実施例のプロツク図、第６図は第５図に用い
る受信合成器の具体例のプロツク図である。
の実測データ図、第２図は選択性フエージングの発生機
構を説明するベクトル図、第３図Ａ，ｂ，ｃは正常時お
よび選択性フエージングにより歪を受けた時のスペクト
ラムの周波数特性図、第４図ａは復調時のパルス波形図
、第４図Ｂ，ｃは波形歪を説明するベクトル図、第５図
は本発明の実施例のプロツク図、第６図は第５図に用い
る受信合成器の具体例のプロツク図である。
Claims (1)
- １ スペースダイバーシチ受信された２つのヘテロダイ
ン受信機の中間周波信号の各出力を、この中間周波帯域
の低域・中間域および高域を通過させる第１、第２およ
び第３の濾波器と、これら濾波器の出力をそれぞれ検波
する第１、第２および第３の検波器と、前記第１および
第３の検波器の出力の差をとる一次歪検出器と、前記第
１および第３の検波器の出力の和をとる第１の加算器と
、この第１の加算器の半分の出力と前記第２の検波器の
出力との差をとる二次歪検出器と、この二次歪検出器の
出力と前記一次歪検出器との和をとる第２の加算器とか
らなる回路に供給して振幅歪をそれぞれ検出する歪検出
手段と；これら歪検出手段の出力を比較する比較手段と
；この比較手段の出力により、前記中間周波信号の各出
力のうち、前記振幅歪の大きい方の信号を抑圧し、前記
振幅歪の小さい方の信号を抑圧しないようにレベル調整
して前記中間周波信号を合成し受信出力とする可変合成
手段とを含む中間周波合成型ダイバーシチ受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55008556A JPS5941334B2 (ja) | 1980-01-28 | 1980-01-28 | 中間周波合成型ダイバ−シチ受信装置 |
| CA000369372A CA1166699A (en) | 1980-01-28 | 1981-01-27 | Space-diversity board-band digital radio receiver with amplitude dispersion detecting and suppressing means |
| US06/228,841 US4384358A (en) | 1980-01-28 | 1981-01-27 | Space-diversity broad-band digital radio receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55008556A JPS5941334B2 (ja) | 1980-01-28 | 1980-01-28 | 中間周波合成型ダイバ−シチ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56106440A JPS56106440A (en) | 1981-08-24 |
| JPS5941334B2 true JPS5941334B2 (ja) | 1984-10-06 |
Family
ID=11696376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55008556A Expired JPS5941334B2 (ja) | 1980-01-28 | 1980-01-28 | 中間周波合成型ダイバ−シチ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5941334B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01151324A (ja) * | 1987-12-08 | 1989-06-14 | Mitsubishi Electric Corp | 合成ダイバーシチ受信装置 |
-
1980
- 1980-01-28 JP JP55008556A patent/JPS5941334B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56106440A (en) | 1981-08-24 |
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