JPS5930274B2

JPS5930274B2 - 可変遮断周波数フィルタを使用したエコ−ユニット

Info

Publication number: JPS5930274B2
Application number: JP52136188A
Authority: JP
Inventors: 敦今井
Original assignee: Roland Corp
Current assignee: Roland Corp
Priority date: 1977-11-15
Filing date: 1977-11-15
Publication date: 1984-07-26
Also published as: US4244262A; JPS5469401A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、楽音の電気的再生に際して、楽音に共鳴感
や特異的な強調感を与えるべく、他の楽音信号に対して
混合するための楽音信号として、入力信号に対して遅延
した出力信号を生成するエコーユニットに関するもので
あり、特に、楽音の音高を揺動させて、特異な演奏表現
を可能とすべく、入力信号に対する出力信号の遅延時間
を外部からの制御信号に応じて変化させるようにしたエ
コーユニットの変形構成において、パケットブリゲー
トデバイスやチャージカツプルドデバイス等の記
憶素子を多段に接続して成るアナログシフトレジスタを
遅延手段として用いて、入力信号を時々刻々と変化する
周波数のシフトパルスでもつてシフトすることにより、
時々刻々と変化する遅延時間を伴つた出力信号を得る際
に、そのシフト動作に起因して、入出力側に、それぞれ
、発生する特殊な雑音信号、即ち、入力側の折り返し信
号と出力側の抽出雑音信号とを、効果的に除去すべく、
上記シフトパルスの周波数に追従して、その遮断周波数
が変化する第一、第二の可変遮断周波数低域通過フィル
タの各々を、前記遅延手段に対して、前置及び後置フィ
ルタとして、接続するようにした改良に係わるものであ
る。

第１図に示されるように、従前の、この種のエコーユニ
ットＡは、入力信号端子１に、その入力端子が接続され
た第一の低域通過フィルタ２と、該フィルタ２に後続す
るミキサ３と、該ミキサに後続し、その出力端子（最終
段の遅延素子の出力端子）から信号線５が該ミキサに延
びるアナログシフトレジスタ４と、該シフトレジスタに
後続し、その出力端子が出力端子１０に接続された第二
の低域通過フイルタ９と、制御信号入力端子８に、その
制御端子が接続され、その出力端子からシフトパルス供
給線７がアナログシフトレジスタ４に延びる可変周波数
パルス発振器６とから成る。

そして、このエコーユニツトＡには、他の信号処理ユニ
ツトＢ、典型的には、遅延時間の異る同種のエコーユニ
ツト、あるいは、遅延時間を伴わない単なる増幅ユニツ
トが並列接続される。かかる従来ユニツトの構成では、
入力信号端子１に供給された楽音信号は、第一の低域通
過フイルタ２とミキサ３を通過して、アナログシフトレ
ジスタ４に供給され、該シフトレジスタにより、可変周
波数パルス発振器６からシフトパルス供給線７を通じて
供給されるシフトパルスに応答して、サンプリングホー
ルドされる。即ち、初段のアナログシフトレジスタがシ
フトパルスに応答して、その時点で、ミキサ３から供給
されている楽音信号をサンプリングホールドし、次段以
後の各段のアナログシフトレジスタは、該シフトパルス
に応答して、同時的に、自己に先行する各段のアナログ
シフトレジスタに記憶されている楽音信号を更新記憶し
、最終段のアナログシフトレジスタが該シフトパルスに
応答して、該シフトパルスのパルス期間とアナログシフ
トレジスタの段数の積で表わされる遅延時間だけ、入力
信号に対して遅れた楽音信号を出力する。

゛そして、アナログシフトレジスタ４から出力され
た楽音信号は、第二の低域通過フイルタ９を通じて、出
力端子１０に供給されるとともに、信号線５を通じて、
ミキサ３にも戻される。付言するならば、アナログシフ
トレジスタ４からの楽音信号をミキサ３に戻す構成は、
櫛歯状の周波数特性を実現することにより、特定の音高
に対して特異的な強調感を与えるものとして、多用され
てはいるものの、エコーユニツトにとつては、必須的な
ものではない。

さて、上述の動作過程で、制御信号入力端子８に制御信
号を供給して、可変周波数パルス発振器６からシフトパ
ルス供給線７を通じて、アナログシフトレジスタ４に供
給されるシフトパルスの周波数、即ち、該パルスのパル
ス周期を変化させると、該シフトレジスタにおける楽音
信号の遅延時間が、該訂卿信号に応じて変化することか
ら、音高に動揺感を伴つた楽音のための楽音信号を生成
することができるものである。

このような音高の揺動により、特異な演奏表現を可能と
する構成は、エコーユニツトの変形構成として多用され
ているものであつて、本願発明の対象となる構成である
。ところで、エコー効果を実現させるためには、相関関
係があつて、しかも、時間差を伴つた二以上の信号の混
合が必要であることはよく知られている事柄であつて、
その時間差は、相対的な時間差があれば足りることから
、上述のエコーユニツトから得られる、遅延された楽音
信号に対して混合することにより、エコー効果を実現さ
せるための信号に関しては、種々のものが考えられる。
第１図の構成では、入力信号端子１に供給される入力信
号は、同時に、他の信号処理ユニツトＢにも供給され、
該ユニツトにて、種々の信号処理、典型的には、同種の
エコーユニツトによる種々の遅延時間の付与、あるいは
、増幅器による、遅延時間を伴わない増幅処理等が施さ
れ、エコーユニツトＡからの出力信号に対して、両ユニ
ツトＡ，Ｂ外部で混合されるものである。続いて、かか
る構成と動作を有する従前のエコーユニツトに関して、
アナログシフトレジスタ４に対する前置フィルタとして
の、第一の低域通過フイルタ２と、該シフトレジスタ４
に対する後置フイルタとしての、第二の低域通過フイル
タ９の設置を必要とする理由を説明すれば以下の通りで
ある。

いま、仮りに、入力信号端子１に対して、第２図Ａに示
されるように、正弦波ａが供給されると、アナログシフ
トレジスタ４を構成する初段のアナログシフトレジスタ
には、第２図Ｂに示されるようなシフトパルスｂの後縁
の時点での、正弦波ａの振幅がサンプリングホールドさ
れて、経時的に見ると、第２図Ａにて、階段状の波形ｃ
で表わされるような電圧が記憶されるものであるところ
、上記正弦波ａの周波数と、シフトパルスのそれが、第
３図Ａ，Ｂの対比されるように、相当に接近した値を占
める場合には、シフトパルスｂ′にて、正弦波ａ′をサ
ンプリングホールドして得られる階段状の波形ｃ′のエ
ンベロープは、第２図の例示とは相違して、入力信号と
しての正弦波ａ′とは別異の正弦波ｄ′を表わすものと
なる。

この正弦波ｄ′は、シフトパルスの周波数ＦＳＨと入力
信号の周波数Ｆ。との差の周波数（ＦｓＨ±ＦＯ）を有
しており、折り返し信号と称される一種の雑音信号であ
ることが知られている。かかる折り返し信号の発生を周
波数の領域にて、考察すると、第４図に示されるように
、入力信号の周波数Ｆ。

がシフトパルスの周波数ＦｓＨ（７）Ｚ以上である場合
、より一般的には、入力信号がシフトパルスの周波数Ｆ
ｓＨ（７）％の周波数以上の周波数成分を含有する場合
には、アナログシフトレジスタ４からは、第４図中Ａ，
ｂに示されるように、両周波数ＦｓＨ，ｆＯの差成分（
ＦｓＨ±ＦＯ）の出力信号Ｅ。が出力されてしまうもの
である。このようにして、アナログシフトレジスタ４の
入力側で発生する特殊な雑音信号としての折り返し信号
を除去するためには、該シフトレジスタへの入力信号の
周波数成分を、シフトパルスの周波数ＦＳＨの％以下に
制限する必要があることから、シフトパルスの周波数Ｆ
ＳＨＯ）１／２の遮断周波数を持つ第一の低域通過フイ
ルタ２が、該シフトレジスタに対して前置されるわけで
ある。続いて、アナログシフトレジスタ４を構成する最
終段のシフトレジスタからの出力信号Ｅ。

の波形について考察すると、前述のように、該最終段の
シフトレジスタは、前段のシフトレ５ジスタに記憶され
ている信号を、第５図Ｂに示されるようなシフトパルス
ｂ″の後縁の時点にて、更新記憶するものであるから、
出力信号Ｅ。の波形は、第５図Ａに示されるように、該
シフトパルスの後縁の時点にて、跳躍的に変化する階段
状の波形ａｌとなるものであつて、そのエンベロープｃ
″こそが、入力信号に対して特定の遅延時間を伴つてい
て、しかも、該入力信号を忠実に再現する所望の出力信
号波形である。この階段状の出力信号波形ａ″と所望の
出力信号波形Ｃｆとの差異、換言すれば、階段状の出力
信号波形ａ″に含まれるシフトパルスの周波数成分は、
抽出雑音信号と称される一種の雑音信号であり、後続の
信号処理に対して有害であることが知られている。

このようにして、アナログシフトレジスタ４の出力側で
発生する特殊な雑音信号としての抽出雑音信号を除去す
るためには、該レジスタからの出力信号中に含まれる高
周波成分の外部への供給を遮断する必要があるので、前
述の、入力信号とシフトパルスの周波数関係を考慮して
、シフトパルスの周波数ＦｓＨ（７）Ｚ以上の周波数の
外部への供給を遮断するような第二の低域通過フイルタ
９がアナログシフトレジスタ４に対して後置されるわけ
である。

更に、続いて、上記従来技術における問題点を説明すれ
ば以下の通りである。

上記従来技術の構成は、制御信号に応じて、可変周波数
パルス発振器６の発振周波数を変化させることにより、
該発振器６からのシフトパルス供給線７を通じて、アナ
ログシフトレジスタ４に供給されるシフトパルスの周波
数を変化させて、該シフトレジスタによる遅延時間を変
化させるようにしたエコーユニツトの変形構成であると
ころ、その遅延時間の変化範囲が、演奏表現上好適な音
高の揺動量に関する要請に支配されることから、シフト
パルスの周波数の変化範囲も、実際的には、５ＫＨｚ〜
１００ＫＨｚ程度に選定されることが要請されるもので
ある。

即ち、前述のように、遅延時間は、シフトパルスのパル
ス周期（パルス周波数の逆数）と、アナログシフトレジ
スタの段数の積で定まるものであるところ、段数を極端
に増大させることは、素子の製造技術の観点や経済性の
観点から困難であるし、一方、パルス周期を極端に大き
くすることは、波形再生の忠実度、換言すれば、楽音品
質の観点から好ましくないので、結局、要請される最大
の遅延時間を実現する際には、シフトパルスの周波数を
５ＫＨｚ程度まで低下させることが現実的な選択となる
のである。

しかるに、従来技術の構成では、第一、第二の低域通過
フイルタ２，９の遮断周波数が固定的に設定されていて
、しかも、前述のように、アナログシフトレジスタの入
力側で発生する折り返し信号と、該シフトレジスタの出
力側で発生する抽出雑音信号を除去するためには、両フ
イルタ２，９の遮断周波数を共にシフトパルスの周波数
のＶ２以下、即ち、２．５ＫＨｚ程度に選定しなければ
ならないので、エコーユニツト全体の通過帯域が該遮断
周波数によつて、固定的に挟隘化され、而して、高忠実
度の楽音再生が望めないという欠点があつた。

この発明の目的は、上記従来技術に基づく、エコーユニ
ツトの、前置フイルタ及び後置フイルタによる通過帯域
の固定的挟隘化の問題点に鑑み、前置フイルタ及び後置
フイルタの高域遮断周波数を、アナログシフトレジスタ
に供給するシフトパルスの周波数に応じて変化させるこ
とにより、シフトパルスの周波数を上昇させたとき、即
ち、楽音の遅延時間を短かくしたときは、前置フイルタ
及び後置フイルタの高域遮断周波数を上昇させて、通過
帯域を拡大し、もつて、楽音全体の品質に対して大きな
影響力を有する、遅延時間の短い楽音信号成分の忠実度
を選択的に向上させ、結果的に、楽音信号全体の忠実度
をも向上させるようにした優れたエコーユニツトを提供
せんとするものである。

上記目的に沿うこの発明の構成は、第６図に示されるよ
うに、多段のアナログシフトレジスタから成る信号遅延
手段４０５の前置及び後置フイルタとして、固定的な遮
断周波数の低域通過フイルタに代えて、その遮断周波数
が制御六ルスの衝撃比に応じて変化する第一、第二の可
変遮断周波数低域通過フイルタ４０３，４１３を設け、
その周波数が変化するシフトパルスに応答して、信号遅
延手段４０５が、時々刻々と変化する遅延時間を、楽音
信号に対して与えるに際して、制御パルス生成手段４１
２，４０７は、制御信号入力端子４１１に供給される制
御信号に応答して、その衝撃比が変化する制御パルスを
生成し、これを、第一、第二の可変遮断周波数低域通過
フイルタ４０３，３１３に供給して、その遮断周波数を
変化させ、更に、該制御パルスに応答して、シフトパル
ス生成手段４０９は、該制御パルスを分周して得られる
周波数であつて、かつ、該制御パルスの衝撃比によつて
規定される、第一、第二の可変遮断周波数低域通過フイ
ルタ４０３，４１３の遮断周波数の２倍以上の周波数の
シフトパルスを生成し、これを、信号遅延手段４０５に
供給し、これにより、シフトパルスの周波数の上昇傾向
、即ち、遅延時間の減少傾向に合わせて、第一、第二の
可変遮断周波数低域通過フイルタ４０３，４１３の遮断
周波数を追従上昇させて、該遮断周波数の、シフトパル
スの周波数に対する比率を％以下の一定値に保ち、その
上、第一、第二の可変遮断周波数低域通過フイルタ４０
３，４１３に供給される制御パルスの周波数を、シフト
パルスのそれと比べて、相当に高い値に選定可能とした
ことを要旨とするものである。

第８図〜第１０図に基づいて、この発明の一実施例の構
成と動作を説明すれば以下の通りである。

第１図に示される従前のエコーユニツトＡに対応する上
記実施例のエコーユニツトは、第６図に示されるように
、入力信号端子４０１に、その入力端子が接続された第
一の固定遮断周波数低域通過フイルタ４０２と、該フイ
ルタに後続する第一の可変遮断周波数低域通過フイルタ
４０３と、該フイルタに後続するミキサ４０４と、該ミ
キサに後続し、その出力端子（最終段の遅延素子の出力
端子）から信号線４０６が該ミキサに延びる、信号遅延
手段としての多段のアナログシフトレジスタ４０５と、
該シフトレジスタに後続する第二の可変遮断周波数低域
通過フイルタ４１３と、該フイルタに後続し、その出力
端子が出力端子４１５に接続された第二の固定遮断周波
数低域通過フイルタ４１４と、制御信号入力端子４１１
に、その制御端子が接続された可変周波数パルス発振器
４１２と、該発振器に後続し、その出力端子から制御パ
ルス供給線４０８が第一、第二の可変遮断周波数低域通
過フイルタ４０３，４１３の制御端子に延びる単安定マ
ルチバイブレータ４０７と、該マルチバイブレータに後
続し、その出力端子からシフトパルス供給線４１０がア
ナログシフトレジスタ４０５に延びる、シフトパルス生
成手段としての分周器４０９とから成る。上記構成にお
いて、制御信号入力端子４１１に、第７図Ａに示される
ような制御信号が印加されると、これに応答して、可変
周波数パルス発振器４１２から出力されるクロツクパル
スの周波数、即ち、クロツクパルスのパルス周期は、第
７図Ｂに示されるように変化する。

詳述すれば、第７図Ａ，ａに示されるような低レベルの
制御信号に対しては、第７図Ｂ，ｂに示されるように、
パルス周期Ｔ１のクロツクパルスが得られ、一方第７図
Ａ，ｃに示されるような高レベルの制御信号に対しては
、第７図Ｂ，ｄに示されるように、パルス周期Ｔ１より
も短小なパルス周期Ｔ２を有するクロツクパルスが得ら
れるものである。かかるクロツクパルスを受けるたびに
、後続の単安定マルチバイブレータ４０７はトリガされ
て、第７図Ｃ，ｅに示されるように、一定の準安定期間
τに限り、準安定状態に移行するものであるところ、第
７図Ａ，ｃに示されるように、制御信号のレベルが上昇
して、第７図Ｂ，ｄに示されるように、クロツクパルス
のパルス周期が短小化すると、上記準安定期間τが一定
であることから、第７図Ｃ，ｆに示されるように、単安
定マルチバイブレータ４０７の、安定状態に留まつてい
る期間が相対的に短小化し、その衝撃比ＶＴ２は、クロ
ツクパルスのパルス周期が短小化する以前の衝撃比Ｔ／
Ｔ，に比べて増大することになる。

このようにして、単安定マルチバイブレータ４０７から
は、制御信号のレベルの増大傾向に応じて、その周波数
と衝撃比とが共に比例的に増大する制御パルスが出力さ
れ、制御パルス供給線４０８を通じて、第一、第二の可
変遮断周波数低域通過フイルタ４０３，４１３に供給さ
れる。

かかる制御パルスの衝撃比に応答して、第一第二の可変
遮断周波数低域通過フイルタ４０３，４１３の遮断周波
数は、後述する信号の断続処理により、第７図Ｄに示さ
れるように変化する。詳述すれば、小なる衝撃比ＶＴｌ
に対しては、第７図Ｄ，ｇに示されるように、低い遮断
周波数が実現され、一方、大なる衝撃比Ｔ／Ｔ２に対し
ては、第７Ｄ，ｈに示されるように、高い遮断周波数が
実現されるものである。一方、この間、制御パルスは、
分周器４０９にも供給され、該分周器は、予め適切に定
められた一定の比率でもつて、これを分周することによ
り、制御パルスと同様に、制御信号のレベルに応じて、
その周波数が変化し、しかも、制御パルスの周波数より
も相当に低い周波数のシフトパルスを生成し、これを、
シフトパルス供給線４１０を通じて、アナログシフトレ
ジスタ４０５に供給する。

このようにして、制御信号のレベルを変化させることに
より、該レベルに対して共に比例関係を保つようにして
、制御パルスの衝撃比と、シフトパルスの周波数とを同
時的に変化させ、更には、後述するように、制御パルス
の衝撃比と、第一第二の可変遮断周波数低域通過フイル
タ４０３，４１３の遮断周波数との間にも、比例関係が
成立することから、結局のところ、制御信号レベルに対
して、比例関係を保つて、該フイルタ４０３，４１３の
遮断周波数と、シフトパルスの周波数とを同時的に変化
させることにより、シフトパルスの周波数が上昇したと
きには、該フイルタの遮断周波数を追従上昇させて、楽
音の通過帯域を増大させることができるものである。好
適な実施例では、シフトパルスの周波数の変化範囲に関
しては、前述のように、５ＫＨｚ〜１００ＫＨｚ程度に
選定することが要請されているので、第一、第二の可変
遮断周波数低域通過フイルタ４０３，４１３の遮断周波
数の変化範囲は、前述した折り返し信号と抽出雑音信号
の除去という観点から、該遮断周波数をシフトパルスの
周波数のＺに保つべく、２．５ＫＨｚ〜５０ＫＨｚに選
定される。

一方、このとき、第一、第二の可変遮断周波数低域通過
フイルタ４０３，４１３も、制御パルスに応答して、ア
ナログシフトレジスタ４０５と同様の信号抽出処理を行
うので、該フイルタ４０３，４１３自体も、入力側での
折り返し信号と、出力側での抽出雑音信号を伴う。

そこで、これらの不所望の信号を除去するためには、一
般的には、第一、第二の可変遮断周波数低域通過フイル
タ４０３，４１３自体に、更に、固定的な遮断周波数を
持つ前置及び後置フイルタとして、第一、第二の固定遮
断周波数低域通過フイルタ４０２，４１４を付設する必
要がある。

しかしながら、前述のように、制御パルスの周波数とシ
フトパルスのそれとの間には、分周器４０９による分周
比率が介在するので、制御パルスの周波数をシフトパル
スのそれに比べて相当に高い値に選定することが可能で
あり、これにより、第一、第二の固定遮断周波数低域通
過フイルタ４０２，４１４の遮断周波数を、楽音の通過
帯域として十分な２０ＫＨｚ程度に選定することができ
るものである。そこで、好適な実施例では、第一、第二
の固定遮断周波数低域通過フイルタ４０２，４１４の遮
断周波数を２０ＫＨｚに選定すると、折り返し信号と抽
出雑音信号の除去という観点から、制御パルスの最低周
波数は、該遮断周波数２０ＫＨｚの２倍の周波数、即ち
、４０ＫＨｚであればよく、−方、このとき、シフトパ
ルスの最低周波数は、遅延時間等の要請から、５ＫＨｚ
であるので、分周器４０９にて、４０ＫＨｚの制御パル
スを５ＫＨｚのシフトパルスに分周すべきものである。

したがつて、分周器４０９における好適な分周比率Ｋは
、となる。

そして、かかる構成のエコーユニツトの入力信号端子４
０１に、入力信号としての楽音信号が供給されると、第
一の固定遮断周波数低域通過フイルタ４０２は、後続の
第一の可変遮断周波数低域通過フイルタ４０３に供給さ
れる制御パルスの最低周波数のＺの周波数に固定された
遮断周波数でもつて、該入力信号を周波数選択処理して
、該フイルタ４０３の入力側で発生する折り返し信号を
除去してから、これを、該フイルタ４０３に供給する。

すると、第一の可変遮断周波数低域通過フイルタ４０３
は、後続のアナログシフトレジスタ４０５のシフトパル
スの周波数のＺの周波数に常に追従する遮断周波数でも
つて、更に、該入力信号を周波数選択処理して、該シフ
トレジスタ４０５のの入力側で発生する折り返し信号を
除去してから、これを、該シフトレジスタ４０５に対し
て、遅延素子入力信号として供給する。

遅延素子入力信号を受けて、信号遅延手段を構成する多
段のアナログシフトレジスタ４０５は、従前のエコーユ
ニツトの場合と同様に、その周波数が変化するシフトパ
ルスに応答して、遅延素子入力信号に対して時々刻々と
変化する遅延時間を付与して生成される遅延素子出力信
号を出力し、更に、その一部をミキサ４０４に戻す。

後続の第二の可変遮断周波数低域通過フイルタ４１３及
び第二の固定遮断周波数低域通過フイルタ４１４は、ア
ナログシフトレジスタからの遅延素子出力信号について
、前述の第一の固定遮断周波数低域通過フイルタ４０２
、第一の可変遮断周波数低域通過フイルタ４０３と全く
同様に作動し、それぞれアナログシフトレジスタ４０
５、及び、第二の可変遮断周波数低域通過フイルタ４１
３の出力側で発生する抽出雑音信号を除去してから、該
遅延素子出力信号を、出力端子４１５に対して、出力信
号として供給するものである。

続いて、第一、第二の可変遮断周波数低域通過フイルタ
４０３，４１３の回路構成と動作を第８図〜第１１図に
基づいて説明すれば以下の通りである。

第８図に示されるように、第一の可変遮断周波数低域通
過フイルタ４０３は、その出力端子が反転入力端子に接
続された演算増幅器６７と、先行する第一の固定遮断周
波数低域通過フイルタ４０２の出力端子と該演算増幅器
６７の非反転入力端子との間に、該出力端子側からその
順に挿入されたアナログスイツチ（例えばＦＥＴ）６１
、抵抗器６２、アナログスイツチ６４、抵抗器６５と、
該演算増幅器６７の非反転入力端子と接地間に挿入され
たコンデンサ６６と、抵抗器６２とアナログスイツチ６
４の接続点と該増幅器６７の反転入力端子との間に挿入
されたコンデンサ６３とから成り、アナログスイツチ６
１，６４の制御端子（例えばＦＥＴの場合にはそのゲー
ト）は、制御パルス供給線４０８を通じて、単安定マル
チバイブレータ４０７の出力端子に接続される。

そして、抵抗器６２とコンデンサ６３、及び、抵抗器６
５とコンデンサ６６は、それぞれ、積分回路を構成する
ものである。

一方、第二の可変遮断周波数低域通過フイルタ４１３の
構成も全く同様であつて、アナログスイツチ６１′，６
４′、抵抗器６２′，６５′、コンデンサ６３′，６
６′、及び、演算増幅器６７′は、それぞれ、上述の、
アナログスイツチ６１，６４、抵抗器６２，６５、コン
デンサ６３，６６、及び、演算増幅器６７に相当する構
成要素である。

かかる構成において、アナログスイツチ６１，６４，６
１′，６４′を導通状態とした場合の回路構成は、典型
的な電圧制御電圧源形低域通過アクテイブフイルタのも
のであり、その電気的特性は、バタワース特性としてよ
く知られている。そして、その遮断周波数は、アナログ
スイツチ６１，６４，６１′，６４′の断続動作の衝撃
比、換言すれば、制御パルスの衝撃比に応じて、制御可
能なものである。そのことを、第９図に示されるような
基本的な積分回路を例に引いて説明すれば以下の通りで
ある。

第９図において、抵抗器７３とコンデンサ７４とにより
、入力端子７１と出力端子７５の間に形成された積分回
路の入力端子７１側に挿入されたスイツチ７２を閉成す
ると、積分回路に、ステツプ電圧１が印加されるので、
出力端子７５には、よく知られたインデイシヤル応答電
圧Ｖ２が現れる。

かかるインデイシヤル応答電圧Ｖ２は、第１０図Ａ中、
点線で表わされる指数曲線ａに沿つて、経時的に増大し
て、最終値としてのステツプ電圧１に漸近するものであ
るところ、その間に、スイツチ７２を繰り返して断続す
ると、スイツチ７２が閉成している期間中では、積分回
路のコンデンサ７４への充電が行われるので、インデイ
シヤル応答電圧２は例えば、第１０図Ａ中の斜線分ｅに
沿つて、略々直線的に増大し、一方、スイツチ７２が開
成している期間中では、積分回路のコンデンサ７４への
充電が停止し、しかも、該コンデンサ７４に対する放電
路は存在しないので、インデイシヤル応答電圧Ｖ２は、
例えば、第１０図Ａ中の水平線分ｄに沿つて、一定値に
保たれるものである。

而して、スイツチ７２の断続動作を、第１０図Ｂに示さ
れるような衝撃比でもつて行えば、インデイシヤル応答
電圧２は、第１０図Ａ中の折線ｂに沿つて増大し、一方
、スイツチ７２の断続動作を、第１０図Ｃに示されるよ
うに、第１０図Ｂに示される衝撃比よりも小なる衝撃比
でもつて行えば、インデイシヤル応答電圧Ｖ２は、その
平均勾配において緩やかな、第１０図Ａの折線ｃに沿つ
て増大するものである。

そして、上述のように、スイツチ７２の断続動作を伴う
場合のインデイシヤル応答電圧Ｖ２は、ただし、Ｖ１・
・・・・・ステツプ電圧Ｒ・・・・・・抵抗器７３の抵
抗値Ｃ・・・・・・コンデンサ７４の静電容量ｔ・・・・・
・ステツプ電圧Ｖ，印加後の経過時間△ｔ・・・・・・
１回の断続動作中、スイツチ７２が閉成している期間ｆ
・・・・・・スイツチ７２が単位時間中に閉成する回数
で近似的に表わされる。

上記（２）式から、１回の断続動作に関するスイツチ７
２の閉成期間△ｔ、換言すれば、単安定マルチバイブレ
ータ４０７の準安定期間τにより、規定される制御パル
スのパルス幅が一定であれば、積分回路の等価的時定数
は、スイツチ７２の単位時間中の閉成回数ｆ、換言すれ
ば、制御パルスの周波数に反比例して増減することがわ
かる。

そして、このような、積分回路に対して入力信号を断続
供給する際の衝撃比に基づく、積分回路の等価的時定数
の制御は、第８図に示されるような可変遮断周波数低域
通過アクテイブフイルタ４０３，４１３中の積分回路、
具体的には、抵抗器６２，６２′とコンデンサ６３，６
３′から成る積分回路への入力信号の、アナログスイツ
チ６１，６１′による断続供給と、抵抗器６５，６５′
とコンデンサ６６，６６′から成る積分回路への入力信
号一の、アナログスイツチ６４，６４′による断続供給
に関しても、全く同様に成立するものである。かくして
、上述の可変遮断周波数低域通過アクテイブフイルタ４
０３，４１３のアナログスイツチ６１，６１′，６４，
６４′の制御端子に対して、前述のように、その周波数
の増大に伴つて、その衝撃比が比較的に増大する制御パ
ルスを供給すれば、その衝撃比の増大に伴つて、該フイ
ルタ中の前記積分回路の等価的時定数が反比例的に減少
し、これにより、該フイルタの遮断周波数は、制御パル
スの衝撃比、即ち、制御パルスの周波数の増大に伴つて
、比例的に上昇し、結局のところ、該遮断周波数は、シ
フトパルスの周波数に対して比例関係を保つて上昇する
こととなるものである。

そして、このとき、該フイルタ４０３，４１３の遮断周
波数を、制御パルスの周波数、換言すれば、シフトパル
スの周波数に対して、良好な比例関係を保つて変化させ
るためには、該フイルタ４０３，４１３中の二以上の積
分回路、具体的には、抵抗器６２，６２′とコンデンサ
６３，６３′から成る積分回路、及び、抵抗器６５，６
５′とコンデンサ６６，６６′から成る積分回路の各々
への入力信号の断続供給を、別個独立の二つのアナログ
スイツチ６１，６１′及び、６４，６４′でもつて行う
ことが必要である。例えば、第１１図に示されるように
、三つの積分回路を有する可変遮断周波数低域通過フイ
ルタを構成する場合には、三つの積分回路、具体的には
、抵抗器９３とコンデンサ９４から成る積分回路、抵抗
器９６とコンデンサ９７から成る積分回路、及び、抵抗
器９９とコンデンサ１００から成る積分回路の各々への
入力信号の断続供給を、別個独立の三つのアナグロスイ
ツチ９２，９５，９８でもつて行う必要がある。

付言するならば、上記実施例では、アナログシフトレジ
スタ４０５からの遅延素子出力信号の一部を信号線４０
６を通じて、ミキサ４０４に戻すように構成されている
が、かかる構成は、櫛形フイルタの特性を実現して、種
々の音高に対して、特異的な強調感を付与するためのも
のであつて、エコーユニツトにとつて、不可欠の要素で
はないので、これを削除することは随意である。

更には、第一、第二の可変遮断周波数低域通過フイルタ
４０３，４１３自体に対しても、前置及び後置フイルタ
として、第一、第二の固定遮断周波数低域通過フイルタ
４０２，４１４を付設するように構成されているが、分
周器４０９の介在により、制御パルスの周波数を、シフ
トパルスのそれに比べて、相当に高い値に選定できるこ
とから、該フイルタ４０２，４１４の遮断周波数も相当
に高い値、例えば、２０ＫＨｚ程度に選定可能であり、
而して、入力信号としての楽音信号が、シンセサイザに
て生成される特殊な楽音信号であつて、非常に高い高周
波成分を含有している場合、あるいは、入力信号として
の楽音信号に、電波雑音信号としての高周波成分が重畳
している場合等は、格別、通常的な信号処理に際しては
、第一、第二の固定遮断周波数低域通過フイルタ４０２
，４１４の付設を省略することができる。

そして、上述のように、信号線４０６、ミキサ４０４を
削除し、かつ、第一、第二の固定遮断周波数低域通過フ
イルタ４０２，４１４の付設を省略した構成を示すプロ
ツク図が第１２図である。

同図中、第６図における構成要素と同一の符号で示され
る構成要素は、それぞれ同一である。以上のように、こ
の発明によれば、信号遅延手段としての、多段のアナロ
グシフトレジスタに供給するシフトパルスの周波数を変
化させて、該信号遅延手段での、信号の遅延時間を変化
させる際に、該信号遅延手段の入力側で発生する折り返
し信号の、該信号遅延手段への混入を防止するための第
一の可変遮断周波数低域通過フイルタ４０３と、該信号
遅延手段の出力側で発生する抽出雑音信号の、外部回路
への混入を防止するための第二の可変遮断周波数低域通
過フイルタ４１３の両遮断周波数を、上記シフトパルス
の周波数に対して比例関係を保つて追従させ、もつて、
シフトパルスの種々の周波数に対しても、常に、該遮断
周波数を、シフトパルスの周波数のＺ以下の一定の比率
の周波数に維持するように構成したことにより、シフト
パルスの周波数を上昇させたときには、従前の前置及び
後置フイルタとしての固定遮断周波数低域通過フイルタ
とは相違して、第一、第二の可変遮断周波数低域通過フ
イルタの遮断周波数が追従上昇するので、楽音の通過帯
域を拡大し、これにより、楽音の忠実度を格段に向上さ
せるという優れた効果がある。しかも、上記通過帯域の
拡大は、シフトパルスの周波数が上昇したとき、即ち、
信号遅延手段における楽音信号の遅延時間が短小化した
際の、楽音品質に対して影響力の強い楽音信号成分に関
して行われるので、楽音全体の忠実度の向上がより効果
的に達成されるという利点がある。

加うるに、制御パルスを分周して、シフトパルスを生成
するように構成したことにより、第一、第二の可変遮断
周波数低域通過フイルタに供給される制御パルスの周波
数がシフトパルスのそれに比べて相当に高い値に選定可
能となり、しかも、制御パルスの周波数、換言すれば、
制御パルスの衝撃比に応じて変化する、該低域通過フイ
ルタの遮断周波数を、該シフトパルスの周波数の％以下
の一定の比率の周波数に維持するための信号処理が、極
めて簡潔な構成でもつて、実現可能になるという優れた
効果もある。

その上、制御信号のレベルに応じて、その周波数が変化
するクロツクパルスで単安定マルチバイブレータをトリ
ガして、パルス幅が一定の準安定期間であつて、その周
波数が該制御信号のレベルに応じて変化する制御パルス
を生成するように構成したことにより、制御パルスの周
波数の上昇、換言すれば、シフトパルスの周波数の上昇
に応じて、制御パルスの衝撃比を比例的に増大させ、も
つて、第一、第二の可変遮断周波数低域通過フイルタの
遮断周波数をも比例的に上昇させる信号処理が極めて簡
潔な構成でもつて実現されるという優れた効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第５図は、従前のエコーユニツトに関するもの
であり、第１図は、その構成を示すプロツク図、第２図
は、Ａ入力信号／初段の遅延素子に記憶される信号と、
Ｂシフトパルスとを対比して示すタイムチヤート、第３
図は、入力信号の周波数がシフトパルスのそれに接近し
ている場合における、Ａ入力信号／初段の遅延素子に記
憶される信号と、Ｂシフトパルスとを対比して示すタイ
ムチヤート、第４図は、折り返し信号の周波数特性を示
すグラフ、第５図は、Ａ最終段の遅延素子からの出力信
号と、Ｂシフトパルスとを対比して示すタイムチヤート
である。第６図〜第１０図は、この発明の一実施例に関するもの
であり、第６図は、その構成を示すプロツク図、第７図
は、Ａ制御信号と、Ｂクロツクパルスと、Ｃ制御パルス
と、Ｄ第一、第二の可変遮断周波数低域通過フイルタ４
０３，４１３の遮断周波数とを対比して示すタイムチヤ
ート、第８図は、第一、第二の可変遮断周波数低域通過
フイルタ４０３，４１３の回路構成を示す回路図、第９
図は、入力信号が断続供給される積分回路のモデルを示
す回路図、第１０図は、Ａ第９図の積分回路のインデイ
シヤル応答電圧と、Ｂ第９図の積分回路への入力信号の
断続状態（衝撃比が大なる場合）と、Ｃ第９図の積分回
路への入力信号の断続状態（衝撃比が小なる場合）とを
対比して示すタイムチヤートである。第１１図は、第一
、第二の可変遮断周波数低域通過フイルタ４０３，４１
３の他の実施態様の回路構成を抽出して示す回路図であ
る。第１２図は、他の実施態様の構成を示すプロツク図
である。４０１・・・・・・入力信号端子、４０２・・
・・・・第一の固定遮断周波数低域通過フイルタ、４０
３・・・・・・第一の可変遮断周波数低域通過フイルタ
、４０４・・・・・・ミキサ、４０５・・・・・・信号
遅延手段、４０７・・・・・・単安定マルチバイブレー
タ、４０９・・・・・・分周器、４１１・・・・・・制
御信号入力端子、４１２・・・・・・可変周波数パルス
発振器、４１３・・・・・・第二の可変遮断周波数低域
通過フイルタ、４１４・・・・・・第二の固定遮断周波
数低域通過フイルタ、４１５・・・・・・出力端子。

Claims

【特許請求の範囲】

１制御パルスの衝撃比に応答して変化する遮断周波数
以下の、入力信号の周波数成分を通過させて、遅延素子
入力信号として出力する第一の可変遮断周波数低域通過
フィルタ４０３と、第一の可変遮断周波数低域通過フィ
ルタ４０３に後続し、シフトパルスに応答して、遅延素
子入力信号をサンプリングホールドする初段の遅延素子
と、該シフトパルスに応答して、同時的に、先行する各
段の遅延素子に記憶されている信号を更新記憶する次段
以後の各段の遅延素子と、該シフトパルスに応答して、
遅延素子出力信号を出力する最終段の遅延素子とを多段
に接続して成る信号遅延手段４０５と、信号遅延手段４
０５に後続し、制御パルスの衝撃比に応答して変化する
可変遮断周波数以下の、遅延素子出力信号の周波数成分
を通過させて、出力信号として出力する第二の可変遮断
周波数低域通過フィルタ４１３と、制御信号に応答して
、その衝撃比が変化する制御パルスを生成し、該パルス
を第一、第二の可変遮断周波数低域通過フィルタ４０３
、４１３に供給する制御パルス生成手段４１２、４０７
と、制御パルスに応答して、該制御パルスを分周して得
られる周波数であつて、かつ、該制御パルスの衝撃比に
よつて規定される、第一、第二の可変遮断周波数低域通
過フィルタ４０３、４１３の遮断周波数の２倍以上の周
波数のシフトパルスを生成し、該シフトパルスを信号遅
延手段４０５に供給するシフトパルス生成手段４０９と
を有することを特徴とするエコーユニット。