JPS5922467A - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
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- JPS5922467A JPS5922467A JP58118371A JP11837183A JPS5922467A JP S5922467 A JPS5922467 A JP S5922467A JP 58118371 A JP58118371 A JP 58118371A JP 11837183 A JP11837183 A JP 11837183A JP S5922467 A JPS5922467 A JP S5922467A
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- carrier
- channel
- carrier wave
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、直交関係の搬送波を変調して伝送するディジ
タルシステム、特にこのようなシステムの受信器で使用
される搬送波再生回路に関するものである。
タルシステム、特にこのようなシステムの受信器で使用
される搬送波再生回路に関するものである。
発明の背景
多くのディジタルシステムでは、ディジタルデータチャ
ネルとともに変調されて、線形に加算される直交関係に
ある搬送波からなる信号が伝送される。
ネルとともに変調されて、線形に加算される直交関係に
ある搬送波からなる信号が伝送される。
これらの直交関係の搬送波は同一の周波数を持つ。多く
の場合、位相偏移変調（Ｐ８Ｋ）や直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）等の各種の変調方式が用いられる。このような変調
方式は、４象限からなる２次元の信号空間図によって表
現することが可能である。
の場合、位相偏移変調（Ｐ８Ｋ）や直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）等の各種の変調方式が用いられる。このような変調
方式は、４象限からなる２次元の信号空間図によって表
現することが可能である。
このような図では、それぞれのデータチャネルのデータ
を意味するデータ点が、それぞれの伝送データの組合せ
に対してプロットされる。
を意味するデータ点が、それぞれの伝送データの組合せ
に対してプロットされる。
受信器では、入力信号が局部発振搬送波を用いて復調さ
れ、ディジタルデータチャネルが再生される。
れ、ディジタルデータチャネルが再生される。
これらの局部発振搬送波は、同期検波をするために人力
搬送波と同期している必要がある。人力搬送波は抑圧さ
れている場合が多いので、局部発振搬送波の位相を制御
するのに必要な情報は、受信信号から抽出しなければな
らない。位相のすすみあるいはずれを抽出する回路は、
搬送波再生回路と呼ばれている。
搬送波と同期している必要がある。人力搬送波は抑圧さ
れている場合が多いので、局部発振搬送波の位相を制御
するのに必要な情報は、受信信号から抽出しなければな
らない。位相のすすみあるいはずれを抽出する回路は、
搬送波再生回路と呼ばれている。
搬送波再生回路は、位相差信号を抽出する方法によって
分類することができる。第１の方法は、復調する前に受
信信号の非線形処理を行なうことによって、搬送波周波
数あるいはその高調波の基準信号を発生させるような回
路を含むものである。この回路は、多くの方式への応用
において要求されている低いジッダという目的には合致
しないことが多い。
分類することができる。第１の方法は、復調する前に受
信信号の非線形処理を行なうことによって、搬送波周波
数あるいはその高調波の基準信号を発生させるような回
路を含むものである。この回路は、多くの方式への応用
において要求されている低いジッダという目的には合致
しないことが多い。
搬送波再生回路の牙２の方法は、ベースバンド搬送波再
生回路として知られているが、復調後に受信信号を処理
することによって位相差信号を発生する。第２の方法の
回路は、位相ジッダを減少させるが、その処理方法は一
般に特別な復調方法だけに限定される。それ故、低いジ
ッタでかつ多くの異なる復調方式に適用可能な搬送波再
生回路の開発が望まれている。
生回路として知られているが、復調後に受信信号を処理
することによって位相差信号を発生する。第２の方法の
回路は、位相ジッダを減少させるが、その処理方法は一
般に特別な復調方法だけに限定される。それ故、低いジ
ッタでかつ多くの異なる復調方式に適用可能な搬送波再
生回路の開発が望まれている。
発明の概要
本発明によると、直交変調ディジタルデータ伝送方式用
の搬送波再生回路は、直交関係の人力搬送波を復調する
ことによって発生される復調データチャネルを検査する
。信号空間図の牙１の領域内に位置する第１のデータは
、信号空間図の予め定めて第２の領域内に位置する牙２
のデータとともに、シンボル間干渉を減少するため、決
められた回数尼は識別される。
の搬送波再生回路は、直交関係の人力搬送波を復調する
ことによって発生される復調データチャネルを検査する
。信号空間図の牙１の領域内に位置する第１のデータは
、信号空間図の予め定めて第２の領域内に位置する牙２
のデータとともに、シンボル間干渉を減少するため、決
められた回数尼は識別される。
本発明は、予め定めたデータチャネル内の第１と第２の
識別データを別々に積分し、引続いてその独立して積分
した結果の差に従って伝送搬送波と局部発振復調搬送波
との間の位相差および振幅差を決定することを特徴とす
る。発生したデータ部分は、直交人力搬送波と、受信器
において発生された直交搬送波を位相調整するために用
いられる。
識別データを別々に積分し、引続いてその独立して積分
した結果の差に従って伝送搬送波と局部発振復調搬送波
との間の位相差および振幅差を決定することを特徴とす
る。発生したデータ部分は、直交人力搬送波と、受信器
において発生された直交搬送波を位相調整するために用
いられる。
以上に記述した位相差信号の発生は、ＰＳＫあるいはＱ
Ａ Ｍ変調を利用する方式に適用可能である。
Ａ Ｍ変調を利用する方式に適用可能である。
実施例の説明
第１図は、説明に用いる１６値ＱＡＭディジタル無線方
式の受信器内の搬送波再生回路を示している。送信器（
図示されていない）において、２つの直交関係の搬送波
が２つのディジタルデータチャネルによって変調される
。２つの搬送波は、あらかじめ選ばれた中間周波数（Ｉ
Ｐ）である。変調後、直交搬送波は無線周波数搬送波へ
と周波数変換される。
式の受信器内の搬送波再生回路を示している。送信器（
図示されていない）において、２つの直交関係の搬送波
が２つのディジタルデータチャネルによって変調される
。２つの搬送波は、あらかじめ選ばれた中間周波数（Ｉ
Ｐ）である。変調後、直交搬送波は無線周波数搬送波へ
と周波数変換される。
適当な伝送媒体中を伝播したのち、伝送無線信号は受信
器に人シ、そこで元のＩＦへと周線（１，ｏ ｏ ）上
の人力信号は、変調されたＩＰ直交搬送波からなシ、復
調器（１０１）および（ｔ ｏ２）に結合され、これら
はそれぞれディジタルデータチャネル（１ＯＳ）および
（１０４）を発生する。チャネル（１０３）は普通Ｉあ
るいは同期成分と呼ばれ、チャネル（１０４＞は普通（
ｌるいは直交成分と呼ばれるが、それぞれ振幅変調され
たディジタルパルスからなる。■およびＱ成分は受信器
内の周知のタイミング再生回路とデータ検出回路に供給
され、送信器に供給されるディジタルピット列を再生す
る。
器に人シ、そこで元のＩＦへと周線（１，ｏ ｏ ）上
の人力信号は、変調されたＩＰ直交搬送波からなシ、復
調器（１０１）および（ｔ ｏ２）に結合され、これら
はそれぞれディジタルデータチャネル（１ＯＳ）および
（１０４）を発生する。チャネル（１０３）は普通Ｉあ
るいは同期成分と呼ばれ、チャネル（１０４＞は普通（
ｌるいは直交成分と呼ばれるが、それぞれ振幅変調され
たディジタルパルスからなる。■およびＱ成分は受信器
内の周知のタイミング再生回路とデータ検出回路に供給
され、送信器に供給されるディジタルピット列を再生す
る。
復調器（１０１）は、線（１０５）上の第１の局部搬送
波を線（１００）ｌの信号と乗算することによってチャ
ネル（１０３）を発生する。第１の局部搬送波は電圧制
御発振器（ｖｃｏ）（１０６）によって発生される。
波を線（１００）ｌの信号と乗算することによってチャ
ネル（１０３）を発生する。第１の局部搬送波は電圧制
御発振器（ｖｃｏ）（１０６）によって発生される。
同様に、復調器（１，０２）は線（１ｏ ｏ ）上の信
号を線（１０７）上の第２の局部搬送波と乗算すること
によってディジタルデータチャネル（１０４）を発生す
る。この第２の局部搬送波は、牙１の局部搬送波を移相
器（１０８）によって１ラジアンだけ位相をずらすこと
によって生成される。それ故、牙１および第２の搬送波
は直交関係の搬送波である。
号を線（１０７）上の第２の局部搬送波と乗算すること
によってディジタルデータチャネル（１０４）を発生す
る。この第２の局部搬送波は、牙１の局部搬送波を移相
器（１０８）によって１ラジアンだけ位相をずらすこと
によって生成される。それ故、牙１および第２の搬送波
は直交関係の搬送波である。
同期検波を行なうために、線（１０９）に発生する位相
差信号によって第１および第２の局部搬送波は線（１０
０）上の直交搬送波と位相調整される。この位相差信号
は、チャネル（１０３）からの牙１と第２のデータを別
々に積分することによって発生される。第１のデータは
、チャネル（１０３）と（１０４）のデータが１６値Ｑ
Ａ Ｍ信号空間図の牙１の領域に位置した場合に積分
され、第２のデータは、チャネル（１０３）と（１０４
）のデータが１６値ＱＡＭ信号空間図の牙２の領域に位
置した場合に積分される。
差信号によって第１および第２の局部搬送波は線（１０
０）上の直交搬送波と位相調整される。この位相差信号
は、チャネル（１０３）からの牙１と第２のデータを別
々に積分することによって発生される。第１のデータは
、チャネル（１０３）と（１０４）のデータが１６値Ｑ
Ａ Ｍ信号空間図の牙１の領域に位置した場合に積分
され、第２のデータは、チャネル（１０３）と（１０４
）のデータが１６値ＱＡＭ信号空間図の牙２の領域に位
置した場合に積分される。
次に、１軸およびＱ軸によって規定されるＡ、Ｂ、０．
Ｄの４つ象限からなる１６値ＱＡ’Ｍの信号空間図を説
明するための牙２図について述べる。この図において、
データ点（２０１）から（２１／ｌ）は理想的な場合に
はすべての可能な伝送データの組合せを表わすような位
置にある。各データ点は工成分およびＱ成分を持ち、そ
れぞれの成分は２つの伝送チャネルのうちの一方で伝送
ｕｌ−るデータに対応する。■成分およびＱ成分のとり
得る値は、−３，−１，＋１そして＋６ボルトである。
Ｄの４つ象限からなる１６値ＱＡ’Ｍの信号空間図を説
明するための牙２図について述べる。この図において、
データ点（２０１）から（２１／ｌ）は理想的な場合に
はすべての可能な伝送データの組合せを表わすような位
置にある。各データ点は工成分およびＱ成分を持ち、そ
れぞれの成分は２つの伝送チャネルのうちの一方で伝送
ｕｌ−るデータに対応する。■成分およびＱ成分のとり
得る値は、−３，−１，＋１そして＋６ボルトである。
理想的な方式では、それぞれの伝送デニタ点の■成分と
Ｑ成分とはそれぞれチャネル（１ｏ、ｓ）および（１０
ｔｌ）のデータとして表われる。
Ｑ成分とはそれぞれチャネル（１ｏ、ｓ）および（１０
ｔｌ）のデータとして表われる。
各データ点の生起確率が〜・様であると仮定すると、１
つの象限のデータ点の１成分あるいはＱ成分の平均は、
隣接のあるいは対角線上の象限の工成分あるいはＱ成分
の平均に等しいという点に注目されたい。隣接する象限
とは、１軸あるいはＱ軸のいずれかを共通の境界線とし
て持つ象限として定義される。それ故、可能な隣接する
象限とは、象限ＡとＢ。
つの象限のデータ点の１成分あるいはＱ成分の平均は、
隣接のあるいは対角線上の象限の工成分あるいはＱ成分
の平均に等しいという点に注目されたい。隣接する象限
とは、１軸あるいはＱ軸のいずれかを共通の境界線とし
て持つ象限として定義される。それ故、可能な隣接する
象限とは、象限ＡとＢ。
ＢとＣ，ＣとＤあるいはＡとＤである。対角線上の象限
とは原点だけを共有点として持つ象限である。それ故、
対角線上の象限は、象限ＡとＣあるいはＢとＤになる。
とは原点だけを共有点として持つ象限である。それ故、
対角線上の象限は、象限ＡとＣあるいはＢとＤになる。
次に、局部直交搬送波と端子（１００）上の信号の直交
搬送波との間の位相差、すなわち位相関係のずれの影響
について考察する。
搬送波との間の位相差、すなわち位相関係のずれの影響
について考察する。
位相差は信号空間図の回転として表わせる。
牙２図において、角度θだけの反時計方向のわずかな回
転によって、１軸およびＱ軸は■１およびＱ′のように
なり、データ点（２０１）から（２１６）はデータ点（
２０１°）から（２１６’）のそれぞれに対応するよう
になる。
転によって、１軸およびＱ軸は■１およびＱ′のように
なり、データ点（２０１）から（２１６）はデータ点（
２０１°）から（２１６’）のそれぞれに対応するよう
になる。
このとき、１つの象限のデータ点の■成分あるいはＱ成
分の平均は、隣接する象限のデータ点の平均の各成分の
大きさと等しくならない。例えば、第２図において、象
限Ａのデータ点（２０１’）から（２０４’）の工成分
の平均は、象限りのデータ点（２１３’）から（２１（
Ｓ’）の工成分の平均よシも小さい。当然のことながら
、同じ角度θだけ時計方向に信号空間図を回転させると
、象Ｉｌｌ Ａのデータ点（２ｏ１’）から（２０４°
）の１成分の平均は、象限りのデータ点（２１３“）か
ら（２１６°）の１成分の平均よシも大きくなる。従っ
て、１つの象限のデータの■あるいはＱ成分の絶対値の
平均と隣接する第２の象限のデータの対応する成分の絶
対値の平均との差は、位相差とともに変化する。変調方
式の対称性により、対角線上に対向する第１の対の象限
の中のデータの１あるいはＱ成分の絶対値の平均と対角
線上に対向する牙２の対の象限の中のデータの対応する
成分の絶対値の平均との間の差も壕 ゛だ位相差ととも
に変化することに注意されたい。これらの結果は本発明
の実施例において利用される。
分の平均は、隣接する象限のデータ点の平均の各成分の
大きさと等しくならない。例えば、第２図において、象
限Ａのデータ点（２０１’）から（２０４’）の工成分
の平均は、象限りのデータ点（２１３’）から（２１（
Ｓ’）の工成分の平均よシも小さい。当然のことながら
、同じ角度θだけ時計方向に信号空間図を回転させると
、象Ｉｌｌ Ａのデータ点（２ｏ１’）から（２０４°
）の１成分の平均は、象限りのデータ点（２１３“）か
ら（２１６°）の１成分の平均よシも大きくなる。従っ
て、１つの象限のデータの■あるいはＱ成分の絶対値の
平均と隣接する第２の象限のデータの対応する成分の絶
対値の平均との差は、位相差とともに変化する。変調方
式の対称性により、対角線上に対向する第１の対の象限
の中のデータの１あるいはＱ成分の絶対値の平均と対角
線上に対向する牙２の対の象限の中のデータの対応する
成分の絶対値の平均との間の差も壕 ゛だ位相差ととも
に変化することに注意されたい。これらの結果は本発明
の実施例において利用される。
再び牙１図に戻ると、線（’１０９）上の位相差信号は
象限へ〇第１のデータの１成分の平均と塾限りの第２の
データの■成分の平均との差から発生される。
象限へ〇第１のデータの１成分の平均と塾限りの第２の
データの■成分の平均との差から発生される。
比較器（ｉｉｏ）と（１１１）はそれぞれチャネル（１
０３）と（１０４）のデータをＯボルトの基準電圧１１
．ＥＦ Ｖ、 およびＲＥＦ Ｖ２と比較する。
０３）と（１０４）のデータをＯボルトの基準電圧１１
．ＥＦ Ｖ、 およびＲＥＦ Ｖ２と比較する。
線（１１２）は、チャネル（１０５）のデータが０ボル
トよシ大きいとき論理値°°１“°をとり、線（１１５
）はチャネル（１０４）のデータが０ボルトより太きい
とき論理値ＩＩ Ｉ １１をとる。同様に線（１１４）
はチャネル（１０４）のデータが０ボルト未満のとき論
理値１１１″をとる。
トよシ大きいとき論理値°°１“°をとり、線（１１５
）はチャネル（１０４）のデータが０ボルトより太きい
とき論理値ＩＩ Ｉ １１をとる。同様に線（１１４）
はチャネル（１０４）のデータが０ボルト未満のとき論
理値１１１″をとる。
従って、象限Ａに第１のデータが存在するときは、線（
１１２）および（１１３）が論理値“１１１１のレベル
になり、一方、第２のデータが存在するときは線（１１
２）及び（１１４）が論理値１１１”１のレベルになる
。
１１２）および（１１３）が論理値“１１１１のレベル
になり、一方、第２のデータが存在するときは線（１１
２）及び（１１４）が論理値１１１”１のレベルになる
。
電圧電流変換器（１１５）および積分器（１１７）は、
第１のデータのＩ成分を平均化し、電圧電流変換器（１
１９）および積分器（１２１）は、第２のデータのＩ成
分を平均化する。
第１のデータのＩ成分を平均化し、電圧電流変換器（１
１９）および積分器（１２１）は、第２のデータのＩ成
分を平均化する。
差動増幅器＜１２２）は積分器（１２１）の出力を積分
器（１１７）の出力から減算することによって位相差信
号を発生する。変換器（１１５）および（１１９）は同
一の伝達特性を持ち、第１および第２の信号が存在する
期間は、アンドゲート（１１６） および（１１８）
のそれぞれの出力の論理値″１°ｌの信号によって付勢
される。アンドゲート（１１６）は線（１１２）と（１
１３）上の信号の論理積をとり、アンドゲート（１１８
）は、線（１１２）と（１１４）上の信号の論理積をと
ることだけが必要であるのだが、各アンドゲートにはさ
ら゛にシンボル間干渉を減少させるために、受信器タイ
ミング再生回路からのクロックパルスが線（１２３）か
ら供給される。このクロックパルスはチャネル（１０３
）および（１０４）のデータパルスの最大振幅の値を持
ち、データパルスと比較して短い持続時間を持つ。この
ように、タイミング再生回路のクロックパルスを特別に
用いる手法は以下の実施例において採用されている。
器（１１７）の出力から減算することによって位相差信
号を発生する。変換器（１１５）および（１１９）は同
一の伝達特性を持ち、第１および第２の信号が存在する
期間は、アンドゲート（１１６） および（１１８）
のそれぞれの出力の論理値″１°ｌの信号によって付勢
される。アンドゲート（１１６）は線（１１２）と（１
１３）上の信号の論理積をとり、アンドゲート（１１８
）は、線（１１２）と（１１４）上の信号の論理積をと
ることだけが必要であるのだが、各アンドゲートにはさ
ら゛にシンボル間干渉を減少させるために、受信器タイ
ミング再生回路からのクロックパルスが線（１２３）か
ら供給される。このクロックパルスはチャネル（１０３
）および（１０４）のデータパルスの最大振幅の値を持
ち、データパルスと比較して短い持続時間を持つ。この
ように、タイミング再生回路のクロックパルスを特別に
用いる手法は以下の実施例において採用されている。
第１図の実施例は満足すべき動作をするがデータ点が一
様な確率分布をすると仮定すれば、受信データのわずか
５０％が位相差信号の生成に用いられるにすぎない。利
得と感度を増大させることが必要であれば、第６図に示
す第２の実施例によって実現することができる。
様な確率分布をすると仮定すれば、受信データのわずか
５０％が位相差信号の生成に用いられるにすぎない。利
得と感度を増大させることが必要であれば、第６図に示
す第２の実施例によって実現することができる。
第１図と同様に、アンドゲート（１１６）の出力は、チ
ャネル（１０３）及び（１０４）のデータが象限Ａにあ
るとき論理値”１パとなシ、アンドゲート（１１８）の
出力は、チャネル（１０６）および（１０４）のデータ
が象限りにあるとき論理値＋１１’ｎとなる。ここでさ
らにチャネル（１０６）或いは（１０４）のデータが象
限Ｃにあるときに論理値ｎ１″を発生するために、アン
ドゲート（３０１）が用いられる。
ャネル（１０３）及び（１０４）のデータが象限Ａにあ
るとき論理値”１パとなシ、アンドゲート（１１８）の
出力は、チャネル（１０６）および（１０４）のデータ
が象限りにあるとき論理値＋１１’ｎとなる。ここでさ
らにチャネル（１０６）或いは（１０４）のデータが象
限Ｃにあるときに論理値ｎ１″を発生するために、アン
ドゲート（３０１）が用いられる。
ゲート（３０１）は線（１１４）、線（１２３）および
線（６０６）が接続され、この線（３０６）は■成分の
データが０ボルト未満のとき論理［直°“１”にな°る
。オアゲート（６０４は、アンドゲート（１１６）およ
び（５０２）の出力と結合されているが、チャネル（１
０３）および（，１０４）のデータが対角線上の象限Ａ
とＣにあるときに、変換器（ｉｉｓ）への付勢信号とし
て論理値”１”を与える。
線（６０６）が接続され、この線（３０６）は■成分の
データが０ボルト未満のとき論理［直°“１”にな°る
。オアゲート（６０４は、アンドゲート（１１６）およ
び（５０２）の出力と結合されているが、チャネル（１
０３）および（，１０４）のデータが対角線上の象限Ａ
とＣにあるときに、変換器（ｉｉｓ）への付勢信号とし
て論理値”１”を与える。
同様にして、アンドゲート（３（１２）はＩおよびＱ成
分のデータが象限Ｂにあるときに論理値１１１″の出力
を与える。アンドゲート（１１８）および（３，０２）
の出力をオアゲート（６０６）と結合することによって
、■およびＱ成分が象限ＢあるいはＤにあるときには、
変換器（１１９）を付勢する論理値”１“の信号が発生
される。
分のデータが象限Ｂにあるときに論理値１１１″の出力
を与える。アンドゲート（１１８）および（３，０２）
の出力をオアゲート（６０６）と結合することによって
、■およびＱ成分が象限ＢあるいはＤにあるときには、
変換器（１１９）を付勢する論理値”１“の信号が発生
される。
変換器（１１５）および（１１９）へ供給される■成分
の電圧は、絶対値回路（３０５）によって整流される。
の電圧は、絶対値回路（３０５）によって整流される。
それ故、対角線上の象限の第１の対、すなわちＡあるい
はＣのデータの工成分と、対角線上の象限の第２の対す
なわちＢあるいはＣのデータの１成分との絶対値の平均
の差によって線（１０９）上の位相差信号が生成される
。従って、すべてのデータ点のＩ成分が位相差信号を生
成するために利用される。
はＣのデータの工成分と、対角線上の象限の第２の対す
なわちＢあるいはＣのデータの１成分との絶対値の平均
の差によって線（１０９）上の位相差信号が生成される
。従って、すべてのデータ点のＩ成分が位相差信号を生
成するために利用される。
第１図および第６図に示しだ実施例は、ＱＡＭあるいは
ＰＳＫのいずれの変調を用いる方式にも適用可能である
。しかし、１６値ＱＡＭ変調においては、２２°のとこ
ろで位相固定の誤動作条件が生じるため、位相差信号の
調整範囲が制限されることが判っている。この条件は、
比較器の基準電圧を変えることによって緩和することが
できる。
ＰＳＫのいずれの変調を用いる方式にも適用可能である
。しかし、１６値ＱＡＭ変調においては、２２°のとこ
ろで位相固定の誤動作条件が生じるため、位相差信号の
調整範囲が制限されることが判っている。この条件は、
比較器の基準電圧を変えることによって緩和することが
できる。
例えば、第１図および牙３図の実施例において、基準電
圧ＢＥＥ” Ｖ、 を０かも２．９５ボルトに変える
ことによって誤動作条件を解消することができることが
わかっている。但し、第６図の場合には、比較器（１１
０）への入力信号を整流・するために絶対値回路を使用
することがさらに必要となる。
圧ＢＥＥ” Ｖ、 を０かも２．９５ボルトに変える
ことによって誤動作条件を解消することができることが
わかっている。但し、第６図の場合には、比較器（１１
０）への入力信号を整流・するために絶対値回路を使用
することがさらに必要となる。
この解決法は、位相差信号を発生するのに使用されるデ
ータを一部の選ばれた象限だけに限定することに相当し
ている。
ータを一部の選ばれた象限だけに限定することに相当し
ている。
まだ別の方法として、刀′１図あるいは第３図の位相差
信号は、適当な■成分の値の重み付は平均から生成する
ことができる。第４図は、第６図の実施例に対して必要
な変更を示したものである。第４図においては、電圧電
流変換器（１１５）および（１１９）は、データがそれ
ぞれ象限ＡあるいはＤにある場合に付勢される。さらに
、−比較器（４［］１）はチャネル（１０６）のデータ
を２．９５ボルトの基準電圧１％Ｅ、Ｆ’ Ｖ、 と
比較し、チャネル（１０６）カＲＥＦｖ、 より犬の
ときに、線（４０２）上に論理値“°１°Ｉの信号を発
生する。
信号は、適当な■成分の値の重み付は平均から生成する
ことができる。第４図は、第６図の実施例に対して必要
な変更を示したものである。第４図においては、電圧電
流変換器（１１５）および（１１９）は、データがそれ
ぞれ象限ＡあるいはＤにある場合に付勢される。さらに
、−比較器（４［］１）はチャネル（１０６）のデータ
を２．９５ボルトの基準電圧１％Ｅ、Ｆ’ Ｖ、 と
比較し、チャネル（１０６）カＲＥＦｖ、 より犬の
ときに、線（４０２）上に論理値“°１°Ｉの信号を発
生する。
次に、アンドゲート（４０５）及び（４０４）はチャネ
ル（１０３）および（１０４）のデータが象限Ａあるい
はＤＫあシＩ成分が２，９５ボルトを越える場合に、そ
れぞれ電圧電流変換器（４０５）および（４０６）を付
勢する。
ル（１０３）および（１０４）のデータが象限Ａあるい
はＤＫあシＩ成分が２，９５ボルトを越える場合に、そ
れぞれ電圧電流変換器（４０５）および（４０６）を付
勢する。
変換器（４０５）および（４０６）は、どのような電圧
入力が与えられたときも、変換器（１１５）あるいは（
１ｊ９ ）の２倍の電流出力を与える。
入力が与えられたときも、変換器（１１５）あるいは（
１ｊ９ ）の２倍の電流出力を与える。
変換器（４０５）および（４０６）の選択的な活性化と
は、象限ＡあるいはＤにあるデータの２．９５ボルトを
越える工成分を象限ＡあるいはＤにおるデータの２．９
５ボルト以下の工成分の３倍だけ重み付けするというこ
とである。このような象限の選択的分割は、第１図の実
施例においても同様に実現することができる。
は、象限ＡあるいはＤにあるデータの２．９５ボルトを
越える工成分を象限ＡあるいはＤにおるデータの２．９
５ボルト以下の工成分の３倍だけ重み付けするというこ
とである。このような象限の選択的分割は、第１図の実
施例においても同様に実現することができる。
以上に記述した実施例は、選択されたＩデータ成分から
位相差信号を発生するが、当然のように、選択されたＱ
データ成分を使用することも可能であることは明らかで
ある。最後に、搬送波再生回路への入力は、変調ＩＰ直
交搬送波からなると述べられてきたが、入力搬送波はど
のような既定の周波数でも可能である。
位相差信号を発生するが、当然のように、選択されたＱ
データ成分を使用することも可能であることは明らかで
ある。最後に、搬送波再生回路への入力は、変調ＩＰ直
交搬送波からなると述べられてきたが、入力搬送波はど
のような既定の周波数でも可能である。
牙１図は、本発明の第１の実施例に従う搬送波再生回路
のブロック図； 第２図は、１６値ＱＡＭ信号の説明に用いる信号空間図
； 牙６図は、本発明の第２の実施例に従う搬送波再生回路
のブロック図； 第４図は、本発明に従う搬送波再生回路のオ６の実施例
のブロック図である。 〔主要部分の符号の説明〕
のブロック図； 第２図は、１６値ＱＡＭ信号の説明に用いる信号空間図
； 牙６図は、本発明の第２の実施例に従う搬送波再生回路
のブロック図； 第４図は、本発明に従う搬送波再生回路のオ６の実施例
のブロック図である。 〔主要部分の符号の説明〕
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 直交変調ディジタル伝送方式用の受信器で使用さ
れ、同相成分ＣＩ）と直交成分（Ｑ）のデータチャネル
のそれぞれに対し、制御可能な復調搬送波発生器を持つ
搬送波再生回路において、 選択されたチャネルのデータを、前記チャネルのデータ
が信号空間図の第１の予め定めた領域に位置する場合に
積分する第１の手段（例えば１１５，１１７）と、 前記選択されたデータチャネルのデータを、前記チャネ
ルのデータが信号空間図の第２の予め定めた領域に位置
する場合に積分する第２の手段（例えば１１９，１２１
）と、前記の第１と第２の積分手段に応答して前記復調
搬送波発生器を前記データチャネルの搬送波と位相調整
する手段（例えば１２２）と を含むことを特徴とする搬送波再生回路。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の装置においてさらに
、 前記第１および第２の積分手段が、前記チャネルのデー
タが前記の第１および牙２の予め定めだ領域に位置する
とき、選択された時点において、前記の選択されたチャ
ネルのデータを積分することを特徴とする搬送波再生回
路。 ６、 特許請求の範囲第１あるいは牙２項に記載の装置
においてさらに、 前記第１および第２の予め定めた領域が前記信号空間図
において隣接する象限であることを特徴とする搬送波再
生回路。 ４、特許請求の範囲オ６項に記載の装置においてさらに
、 前記第１および牙２の予め定めた領域が前記信号空間図
において隣接する象限の予め定めた部分であることを特
徴とする搬送波再生回路。 ５、特許請求の範囲第１あるいは第２項に記載の装置に
おいてさらに、 前記第１および牙２の予め定めた領域が、前記信号空間
図において対角線上に対向する象限の相異なる対である
ことを特徴・とする搬送波再生回路。 ６ 特許請求の範囲第５項記載の装置においてさらに、 前記第１および第２の予め定めた領域が、前記信号空間
図において対角線上に対向する象限の相異なる対の予め
定めた部分であることを特徴とする搬送波再生回路。 ２、特許請求の範囲第１項または第２項に記載の装置に
おいてさらに、 前記第１（例えば４０５）および第２（例えば４０６）
の積分手段がそれぞれデータの重み付は平均を与えるこ
とを特徴とする搬送波再生回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/394,848 US4458356A (en) | 1982-07-02 | 1982-07-02 | Carrier recovery circuit |
| US394848 | 1982-07-02 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5922467A true JPS5922467A (ja) | 1984-02-04 |
Family
ID=23560645
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58118371A Pending JPS5922467A (ja) | 1982-07-02 | 1983-07-01 | 搬送波再生回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4458356A (ja) |
| JP (1) | JPS5922467A (ja) |
| CA (1) | CA1192615A (ja) |
| NL (1) | NL8302354A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63228826A (ja) * | 1987-03-02 | 1988-09-22 | アメリカン テレフォン アンド テレグラフ カムパニー | 決定指令制御装置とその調節方法 |
| US5266858A (en) * | 1984-04-23 | 1993-11-30 | Nippondenso Co., Ltd. | Armatures and method for manufacturing such armatures |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8203600A (nl) * | 1982-09-17 | 1984-04-16 | Philips Nv | Hoofdeinde en ontvanger voor een signaaldistributiesysteem. |
| US4534026A (en) * | 1983-12-06 | 1985-08-06 | Paradyne Corporation | Normalized error compensator for modems using radial amplitude modulation for multiplexing |
| JPS60261281A (ja) * | 1984-06-08 | 1985-12-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 色信号処理装置 |
| US4571550A (en) * | 1984-06-22 | 1986-02-18 | Rockwell International Corporation | QAM Demodulator carrier recovery loop using n-m LSB's |
| US4574244A (en) * | 1984-06-22 | 1986-03-04 | Rockwell International Corporation | QAM Demodulator automatic quadrature loop using n-m LSB's |
| US4648100A (en) * | 1985-03-28 | 1987-03-03 | At&T Bell Laboratories | Carrier recovery circuit |
| FR2593341B1 (fr) * | 1986-01-20 | 1988-03-04 | Alcatel Thomson Faisceaux | Dispositif de recuperation de rythme |
| CA1274003A (en) * | 1986-08-21 | 1990-09-11 | Susumu Otani | Carrier recovery circuitry immune to interburst frequency variations |
| US4736386A (en) * | 1987-04-06 | 1988-04-05 | Rockwell International Corporation | Carrier out-of-lock detector apparatus |
| FR2621188B1 (fr) * | 1987-09-25 | 1989-12-29 | Labo Electronique Physique | Circuit de recuperation de l'onde porteuse de systemes de transmissions numeriques |
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| US4959844A (en) * | 1989-10-24 | 1990-09-25 | Amp Incorporated | Clock recovery circuit for digital demodulator |
| US5251210A (en) * | 1991-11-01 | 1993-10-05 | Ibm Corporation | Method and apparatus for transforming low bandwidth telecommunications channels into a high bandwidth telecommunication channel |
| US6647028B1 (en) | 1997-09-30 | 2003-11-11 | Cisco Technology, Inc. | System and method for recovering and restoring lost data in a N-channel coherent data transmission system |
| JP3206553B2 (ja) * | 1998-07-22 | 2001-09-10 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| US8259859B2 (en) * | 2009-09-21 | 2012-09-04 | Techwell Llc | Method and system for carrier recovery for QAM |
| US8488697B2 (en) | 2011-05-06 | 2013-07-16 | Northrop Grumman Systems Corporation | Universal timing recovery circuit |
| CN103430456B (zh) * | 2012-10-31 | 2015-04-08 | 华为技术有限公司 | 一种发射机、接收机及射频收发方法 |
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| US3934205A (en) * | 1975-01-27 | 1976-01-20 | International Telephone And Telegraph Corporation | Frequency lock loop employing a gated frequency difference detector having positive, zero and negative threshold detectors |
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| US4027265A (en) * | 1976-06-03 | 1977-05-31 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Unbalanced quadriphase demodulator |
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-
1982
- 1982-07-02 US US06/394,848 patent/US4458356A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-05-26 CA CA000428938A patent/CA1192615A/en not_active Expired
- 1983-07-01 NL NL8302354A patent/NL8302354A/nl not_active Application Discontinuation
- 1983-07-01 JP JP58118371A patent/JPS5922467A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5266858A (en) * | 1984-04-23 | 1993-11-30 | Nippondenso Co., Ltd. | Armatures and method for manufacturing such armatures |
| JPS63228826A (ja) * | 1987-03-02 | 1988-09-22 | アメリカン テレフォン アンド テレグラフ カムパニー | 決定指令制御装置とその調節方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1192615A (en) | 1985-08-27 |
| NL8302354A (nl) | 1984-02-01 |
| US4458356A (en) | 1984-07-03 |
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