JPS59210740A - 電子同調チユ−ナ - Google Patents
電子同調チユ−ナInfo
- Publication number
- JPS59210740A JPS59210740A JP8650384A JP8650384A JPS59210740A JP S59210740 A JPS59210740 A JP S59210740A JP 8650384 A JP8650384 A JP 8650384A JP 8650384 A JP8650384 A JP 8650384A JP S59210740 A JPS59210740 A JP S59210740A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- band
- circuit
- reception
- tuning
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
- H03J5/242—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection
- H03J5/244—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection using electronic means
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は可変容量ダイオードを用いる電子同調チューナ
に関し、チャンネル増加に対応できるとともに、安定し
た発振出力が得られる電子同調チューナを提供するもの
である。
に関し、チャンネル増加に対応できるとともに、安定し
た発振出力が得られる電子同調チューナを提供するもの
である。
テレビジョン受像機のチューナは機構式から電子式に変
わり、テレビジョン受像機の多機能化。
わり、テレビジョン受像機の多機能化。
多様化が急激に進んでいる。テレビジョン受像機は電子
チューナを使用することにより、デザインの自由度、機
能、性能、コストの組合せが自由になり、様々な商品企
画が可能になった。リモコン、番組予約、ダイレクトア
クセスなどの指向や、ダイアル選局、ザーチ選局など１
１広い機能を求め、１．５インチからビデオグロジェク
ターに至る広範囲な製品や３ｉｎ１などの複合製品に至
る丑でその展開が盛んである。
チューナを使用することにより、デザインの自由度、機
能、性能、コストの組合せが自由になり、様々な商品企
画が可能になった。リモコン、番組予約、ダイレクトア
クセスなどの指向や、ダイアル選局、ザーチ選局など１
１広い機能を求め、１．５インチからビデオグロジェク
ターに至る広範囲な製品や３ｉｎ１などの複合製品に至
る丑でその展開が盛んである。
テレビジョン受像機は機能向上と共に情報、教ｎ、娯楽
の身近な映像機器としても、その用途を広げている。
の身近な映像機器としても、その用途を広げている。
情報の拡大を図った多重受信、多チヤンネル受信があり
、日本で昭和６３年から始まった音声多重放送に」＝る
２ケ国語、ステレオ受信がその代表であシ、更に文字多
重放送へと発展し、静止画、ンアクシぼり利用などより
ＣＡＴＶシステムへと進展してゆくと思われる。
、日本で昭和６３年から始まった音声多重放送に」＝る
２ケ国語、ステレオ受信がその代表であシ、更に文字多
重放送へと発展し、静止画、ンアクシぼり利用などより
ＣＡＴＶシステムへと進展してゆくと思われる。
アメリカ、欧州に於いてもペイＴＶ、ＣＡＴＶの発達が
急激化しつつあり、情報量の増大より多チヤンネル化指
向が顕著である。例えは、アノリ力、カナダのＣＡＴＶ
チャンネルは従来のチャンネル８２局（ｖＨＦ１２局、
ＵＨＦ７０局）に加えて２３局（チャンネル八〜Ｗ）が
割当てされ、合計１０５局となっている。勿論このチャ
ンネルプランは更に増大する答申が今現在も行われてい
る。欧州に於いても同様にＣＡＴＶチャンネルが割当て
られ、現実にはベルギー、オーストリア。
急激化しつつあり、情報量の増大より多チヤンネル化指
向が顕著である。例えは、アノリ力、カナダのＣＡＴＶ
チャンネルは従来のチャンネル８２局（ｖＨＦ１２局、
ＵＨＦ７０局）に加えて２３局（チャンネル八〜Ｗ）が
割当てされ、合計１０５局となっている。勿論このチャ
ンネルプランは更に増大する答申が今現在も行われてい
る。欧州に於いても同様にＣＡＴＶチャンネルが割当て
られ、現実にはベルギー、オーストリア。
スイスなどでその活用が行われている。
本発明は周波数（チャンネル増加）拡大に対応できるテ
レビジョン受像機用の電子同調チューナに関するもので
ある。
レビジョン受像機用の電子同調チューナに関するもので
ある。
アメリカ９カナダを中心としたＣＡＴＶチャンネル受信
ＴＶ受像機は昭和５４年よシ、ペイＴＶ綱やＣＡＴＶシ
ステム専用ＴＶ受像機にとど１らず、一般消費者向に”
オールバンド受信可能ＴＶ受像機“として市場に現われ
、将来の可能性や現実システム内での需要を喚起してい
る。
ＴＶ受像機は昭和５４年よシ、ペイＴＶ綱やＣＡＴＶシ
ステム専用ＴＶ受像機にとど１らず、一般消費者向に”
オールバンド受信可能ＴＶ受像機“として市場に現われ
、将来の可能性や現実システム内での需要を喚起してい
る。
ＣＡ Ｔ Ｖチャンネルはアメリカ、カナダの場合、第
１図に示す如（、Ｖ ＨＦ Ｌｏｗ Ｂａｎｄ 、 Ｈ
ｉｇｈＢａｎｄ、 Ｕ ＨＦ Ｂａｎｄに加え、Ｍｉ
ｄ Ｂａｎｄと５ｕｐｅｒＥａｎｄが加わシ、その周波
数は１２０ｍ〜１７４ｈｉｈがＭｉｄ Ｂａｎｄ 、
２１６〜３００１１ｈが５ｕｐｅｒ Ｂａｎｄとなって
いる。欧州に於けるＣＡＴＶバンドもアメリカと同様に
Ｍｉｄ Ｂａｎｄと５ｕｐｅｒ Ｂａｎｄの利用によっ
てチャンネル拡大を行っている。将来日本にも当然、こ
の動向が考えられるが、チャンネルプランはｍｉｄ Ｂ
ａｎｄと５ｕｐｅｒ Ｂａｎｄ利用となる。
１図に示す如（、Ｖ ＨＦ Ｌｏｗ Ｂａｎｄ 、 Ｈ
ｉｇｈＢａｎｄ、 Ｕ ＨＦ Ｂａｎｄに加え、Ｍｉ
ｄ Ｂａｎｄと５ｕｐｅｒＥａｎｄが加わシ、その周波
数は１２０ｍ〜１７４ｈｉｈがＭｉｄ Ｂａｎｄ 、
２１６〜３００１１ｈが５ｕｐｅｒ Ｂａｎｄとなって
いる。欧州に於けるＣＡＴＶバンドもアメリカと同様に
Ｍｉｄ Ｂａｎｄと５ｕｐｅｒ Ｂａｎｄの利用によっ
てチャンネル拡大を行っている。将来日本にも当然、こ
の動向が考えられるが、チャンネルプランはｍｉｄ Ｂ
ａｎｄと５ｕｐｅｒ Ｂａｎｄ利用となる。
このＣＡＴＶチャンネル受信のためには、従来のＴＶ用
チューナでは受信不可となり、新しい広帯域受信（オー
ルバンド）チューナが要求される。
チューナでは受信不可となり、新しい広帯域受信（オー
ルバンド）チューナが要求される。
勿論機構式チューナでもオールバンドチューナを実現す
ることは可能であるが、構造的に制約を受けることおよ
び付加機能の自由度が余シ無いなどの理由により、電子
同調チューナで実現するのが将来的にも有効であり、リ
モコン利用や周波数シンセサイザー選局と同期したダイ
レクトアクセスなどの機能面よりも有利である。
ることは可能であるが、構造的に制約を受けることおよ
び付加機能の自由度が余シ無いなどの理由により、電子
同調チューナで実現するのが将来的にも有効であり、リ
モコン利用や周波数シンセサイザー選局と同期したダイ
レクトアクセスなどの機能面よりも有利である。
電子同調チューナで上記オールバンドチューナを実現す
るための方式としては、次の３つが代表的であると考え
られる。
るための方式としては、次の３つが代表的であると考え
られる。
（５）、ＶＨＦ帯を３バンド切替とし、ＵＨＦ菅を従来
通り１バンドで受信する合計４バンド方式。
通り１バンドで受信する合計４バンド方式。
（Ｂ）、ＶＨＦ偶を２バンド切替とし、ｔＪＨＦ帯を従
来通り１バントで受信する従来通りの３バンド方式。
来通り１バントで受信する従来通りの３バンド方式。
（ｑ ダブルス−パーヘテロダイン方式を採用し、ｖＦ
ＩＦとＵＨＦを１バンドで受信文ＨＶＨｉｉ’１バンド
、ＵＨＦ１バンドの２バント方式。
ＩＦとＵＨＦを１バンドで受信文ＨＶＨｉｉ’１バンド
、ＵＨＦ１バンドの２バント方式。
電子同調チューナの場合バリキャップ（可変容量ダイオ
ード）により、希望周波数を可変するため、バリキャッ
プの容量可変範囲でおのずと受信可能範囲が限定される
。例えば第２図（ａ）に示す従来のチューナの同調回路
（等価回路）で受信可能範囲を求めると、 ｆＨ：最高受信周波数、ｆＬ：最低受信周波数、ＣＴ：
外部付加容量子ストレー容量、ＣＤＬ：同調電圧１■時
のバリキャップ容量、ＣＤＨ：同調電圧２５Ｖ時のバリ
キャップ容量、 ＣＴ＝７ＰＦ、 ＣＤＬ ＝ｓｓｐＦ、 ＣＤＨ＝２ｐ
Ｆとすると周波数比ｆＨ／／ｆＬ＝２．１となる。即ち
従来受信チャンネルのＶＨＦ帯に於いて最低受信周波数
チオンネルｃｈ２＝５４ｈｔ＆、最高受信チャンネルｃ
１１１３＝ ２１０１４にとすると周波数比ｆＨ７ｆＬ
キ３．８を必要とするためａｈ２からＣｈ１３迄を受信
することが出来ない。なお第２図（ａ）においてＣＤは
ノ＜リキャツプ、Ｌは同調コイルである。従って従来は
第２図（ｂ）に示すようにＬｏｗ ＢａｎｄとＨｉｇｈ
Ｂａｎｄをスイッチングダイオード（５ＷＤ）を利用
し、Ｈｉｇｈ Ｂａｎｄ用同調コイルＬＨとＬｏｗ Ｂ
ａｎｄ用同調コイルＬＤを切替えている。この場合夫々
のノくンドの周波数比はＬｏｗ Ｂａｎｄ（ａｈ ２−
ｃｈ ６ ） ｆＨ（＝８２■ｋ）／Ｊ’１（＝５４
ｈｔ＆）中１゜６２、ＨｉｇｈＢａｎｄ ｆＨ（＝ ２
１６ Ｗｋ 、） ／ ｆ Ｌ （−１７４ｈｈ ）キ
１．２４となり、夫々バリキャップによる受信が可能と
なる。この場合は使用バリキャップも同調電圧１ｖ〜２
５Ｖの範囲で２〜３３ｐＦ迄変化する大容社比のものは
必要でなく、２〜１ｅｐＦ程度変化するバリキャップで
も受信可能となる。しかしオールバンド受信の場合はｆ
Ｈ＝３ｏｏＭｆｈ、ｆＩ。
ード）により、希望周波数を可変するため、バリキャッ
プの容量可変範囲でおのずと受信可能範囲が限定される
。例えば第２図（ａ）に示す従来のチューナの同調回路
（等価回路）で受信可能範囲を求めると、 ｆＨ：最高受信周波数、ｆＬ：最低受信周波数、ＣＴ：
外部付加容量子ストレー容量、ＣＤＬ：同調電圧１■時
のバリキャップ容量、ＣＤＨ：同調電圧２５Ｖ時のバリ
キャップ容量、 ＣＴ＝７ＰＦ、 ＣＤＬ ＝ｓｓｐＦ、 ＣＤＨ＝２ｐ
Ｆとすると周波数比ｆＨ／／ｆＬ＝２．１となる。即ち
従来受信チャンネルのＶＨＦ帯に於いて最低受信周波数
チオンネルｃｈ２＝５４ｈｔ＆、最高受信チャンネルｃ
１１１３＝ ２１０１４にとすると周波数比ｆＨ７ｆＬ
キ３．８を必要とするためａｈ２からＣｈ１３迄を受信
することが出来ない。なお第２図（ａ）においてＣＤは
ノ＜リキャツプ、Ｌは同調コイルである。従って従来は
第２図（ｂ）に示すようにＬｏｗ ＢａｎｄとＨｉｇｈ
Ｂａｎｄをスイッチングダイオード（５ＷＤ）を利用
し、Ｈｉｇｈ Ｂａｎｄ用同調コイルＬＨとＬｏｗ Ｂ
ａｎｄ用同調コイルＬＤを切替えている。この場合夫々
のノくンドの周波数比はＬｏｗ Ｂａｎｄ（ａｈ ２−
ｃｈ ６ ） ｆＨ（＝８２■ｋ）／Ｊ’１（＝５４
ｈｔ＆）中１゜６２、ＨｉｇｈＢａｎｄ ｆＨ（＝ ２
１６ Ｗｋ 、） ／ ｆ Ｌ （−１７４ｈｈ ）キ
１．２４となり、夫々バリキャップによる受信が可能と
なる。この場合は使用バリキャップも同調電圧１ｖ〜２
５Ｖの範囲で２〜３３ｐＦ迄変化する大容社比のものは
必要でなく、２〜１ｅｐＦ程度変化するバリキャップで
も受信可能となる。しかしオールバンド受信の場合はｆ
Ｈ＝３ｏｏＭｆｈ、ｆＩ。
＝１２０石となりｆＨ／ｆＬ＝ ２．５を必要とし、ス
イッチングダイオードを利用し、Ｌｏｗ ＢａｎｄとＨ
ｉｇｈ Ｂａｎｄに分割したとしてもＨｉｇｈ Ｂａｎ
ｄでｃｈＡからｃｈＷ迄受信する事は不可となり、新し
い回路開発が必要となる。
イッチングダイオードを利用し、Ｌｏｗ ＢａｎｄとＨ
ｉｇｈ Ｂａｎｄに分割したとしてもＨｉｇｈ Ｂａｎ
ｄでｃｈＡからｃｈＷ迄受信する事は不可となり、新し
い回路開発が必要となる。
前記の３つの方式の内、方式四はＨｉｇｈ Ｂａｎｄを
従来と同じ様に更に１２０用〜３００ Ｖｉｈの間を分
割して、バリキャップによる受信周波数比をｆＨ／Ｊ“
１Ｚ２−１ として実現しようとするものである。従
ってＬｏｗ ＢａｎｄとＨｉｇｈ Ｂａｎｄ １とＨｉ
ｇｈＢａｎｄ ２及びＵ ＨＦ Ｂａｎｄと合計４バン
ド方式となるものである。
従来と同じ様に更に１２０用〜３００ Ｖｉｈの間を分
割して、バリキャップによる受信周波数比をｆＨ／Ｊ“
１Ｚ２−１ として実現しようとするものである。従
ってＬｏｗ ＢａｎｄとＨｉｇｈ Ｂａｎｄ １とＨｉ
ｇｈＢａｎｄ ２及びＵ ＨＦ Ｂａｎｄと合計４バン
ド方式となるものである。
前記方式（Ｂ）はｆＨ／ｆＬ＝ ２．５を回路開発によ
シ、実現するものでバンド切替は従来と同様３バンドと
するものである。
シ、実現するものでバンド切替は従来と同様３バンドと
するものである。
前記方式（ｑは将来的に考えられているものであり、希
望周波数を例えばＵＨＦ帯にアップコンバートとし、再
びダウンコーバートして中間周波数を得るものである。
望周波数を例えばＵＨＦ帯にアップコンバートとし、再
びダウンコーバートして中間周波数を得るものである。
例えば５４ＭＩｈ〜３００ＭＨ＋の周波数を３６０ ｈ
ｉ＆の中間周波数にアップコンバートするとすれば局部
発振周波数は４０ ＆１ｌ−ｈ〜ｅ５０Ａｆｈの可変範
囲でＶＨＦ全域の受信が可能となる。この方式は未だ種
々の問題をか＼えているが将来有望視されている方式で
もある。
ｉ＆の中間周波数にアップコンバートするとすれば局部
発振周波数は４０ ＆１ｌ−ｈ〜ｅ５０Ａｆｈの可変範
囲でＶＨＦ全域の受信が可能となる。この方式は未だ種
々の問題をか＼えているが将来有望視されている方式で
もある。
本発明は前記方式（Ｂ）に関するものであり、Ｈｉｇｈ
Ｂａ ｎｄのｈｖ’ｈ ＝ ２−１（１２０１ｉｌｙ
〜３００３１Ｂ連続受信）を同調回路開発によシ実現す
るものである。
Ｂａ ｎｄのｈｖ’ｈ ＝ ２−１（１２０１ｉｌｙ
〜３００３１Ｂ連続受信）を同調回路開発によシ実現す
るものである。
前述の如くｆ比＝２．６を実現するだめには現在開発さ
れている最大の容量比を持つバリキャップであってもｆ
比−２，１迄しか受信出来ない。バリキャップを２個同
調回路に並列に挿入し、受信範囲を拡大する方法を考え
るとバリキャップ容量は４〜ｅ ｅ ｐＦの変化範囲と
なり、ｆＷ／ｆＬ−２，５８が得られ、受信範囲は余裕
は無いがカバー出来ることになる。しかし同調容量が特
に同調電圧１ｖ付近で７ｏｐＦ近くになり、同調回路の
損失が大きく、バンド中での利得差、雑音指数の悪化を
招き、使用出来ない。
れている最大の容量比を持つバリキャップであってもｆ
比−２，１迄しか受信出来ない。バリキャップを２個同
調回路に並列に挿入し、受信範囲を拡大する方法を考え
るとバリキャップ容量は４〜ｅ ｅ ｐＦの変化範囲と
なり、ｆＷ／ｆＬ−２，５８が得られ、受信範囲は余裕
は無いがカバー出来ることになる。しかし同調容量が特
に同調電圧１ｖ付近で７ｏｐＦ近くになり、同調回路の
損失が大きく、バンド中での利得差、雑音指数の悪化を
招き、使用出来ない。
このため、本発明の基本構成は、第３図（ａ）に示す等
価回路の如く、第１．第２のバリキャップＣＤ１．ＣＤ
２を同調コイル（Ｌ）に対し、それぞれ直列及び並列に
挿入するものである。第３面（ａ）の同調回路によれば
、 の式より、ＣＴ ＝ ７ ｐＦ 、 ＣＤ１Ｌ＝ＣＤ２
Ｌ＝ ３３ ｐＦＣＤｌＨ−ＣＤ２Ｈ−２ｐＦとすれば
、ｆ１ｙ’ｆＬ＝ ３．３２となり、周波数変化範囲は
十分満足でき、１２０＆ｌｋから３００石の受信が可能
となる。しかも同調回路の挿入損失も従来回路と変わら
ず、同等の性能が得られるものである。本発明の基本回
路の周波数特性を第３図（ｂ）に示す。この回路は希望
同調周波数ｆ２（図中の０２点）に対して、下側チャン
ネルに於いて直列共振トラップｆ１（０１点）を形成す
ることになる。周波数特性はω１−Ｌ、。Ｄ２希望同調
周波数に対するトラップ周波数の関係はＣＴ＜ＣＤ１．
ＣＤ２の受信領域では、希望周波数ｆ２に対し％の関係
にある周波数に対し、大きな減衰量が得られることにな
る。電子同調チューナなど入力に複雑な信号が加わる場
合、ＲＦ増幅段のデバイスによる２次歪、３次歪が問題
となる。この場合その２次歪に対して大きな改善を加え
ることになり、ビート妨害などの妨害排除能力を著しく
改良することが出来る。特にオールレノくンド受信の場
合同一バンド内で％の周波数関係が幾多もある。
価回路の如く、第１．第２のバリキャップＣＤ１．ＣＤ
２を同調コイル（Ｌ）に対し、それぞれ直列及び並列に
挿入するものである。第３面（ａ）の同調回路によれば
、 の式より、ＣＴ ＝ ７ ｐＦ 、 ＣＤ１Ｌ＝ＣＤ２
Ｌ＝ ３３ ｐＦＣＤｌＨ−ＣＤ２Ｈ−２ｐＦとすれば
、ｆ１ｙ’ｆＬ＝ ３．３２となり、周波数変化範囲は
十分満足でき、１２０＆ｌｋから３００石の受信が可能
となる。しかも同調回路の挿入損失も従来回路と変わら
ず、同等の性能が得られるものである。本発明の基本回
路の周波数特性を第３図（ｂ）に示す。この回路は希望
同調周波数ｆ２（図中の０２点）に対して、下側チャン
ネルに於いて直列共振トラップｆ１（０１点）を形成す
ることになる。周波数特性はω１−Ｌ、。Ｄ２希望同調
周波数に対するトラップ周波数の関係はＣＴ＜ＣＤ１．
ＣＤ２の受信領域では、希望周波数ｆ２に対し％の関係
にある周波数に対し、大きな減衰量が得られることにな
る。電子同調チューナなど入力に複雑な信号が加わる場
合、ＲＦ増幅段のデバイスによる２次歪、３次歪が問題
となる。この場合その２次歪に対して大きな改善を加え
ることになり、ビート妨害などの妨害排除能力を著しく
改良することが出来る。特にオールレノくンド受信の場
合同一バンド内で％の周波数関係が幾多もある。
例えば、１２０庫（ａｈ Ａ ）と２４０律（ａｈ Ｎ
）などであり、従来のバンド割当では生じなかった問題
がオールバンド受信の場合発生することになり、これら
の問題に対しても、第３図（ａ）に示す回路は有効な回
路となる。
）などであり、従来のバンド割当では生じなかった問題
がオールバンド受信の場合発生することになり、これら
の問題に対しても、第３図（ａ）に示す回路は有効な回
路となる。
第４図に、第３図（、）に示す基本回路構成を利用した
オールバンド受信用電子同調チュ・−すを示す。
オールバンド受信用電子同調チュ・−すを示す。
第４図において、（イ）はＶＨＦＨＦ入子端子口）はＶ
ＨＦ Ｉ Ｆ出力端子、（ハ）はＩＦ）ラップ回路、Ｑ
ｌばＲＦ増幅用のＭＯ８ＦＥＴ１Ｑ２．Ｃ３はカスコー
ド接続されたミキサー用トランジスタ、Ｃ４は発振用ト
ランジスタ、Ｂｓはスイッチング用電源端子、ＢＴは同
調用電源端子、Ｂ１はＲＦ段、発振段用電源端子、Ｂ２
はミキサー用電源端子、ＡＧＣはＲＦ増幅段の自動利得
制御用端子、ｃＤｌ、ＣＤ２は同調用バリキャップ、Ｓ
ＷＤはスイッチングダイオード、”１ 、Ｂ４９Ｌ６
’ｉ’７１Ｌ１１はＨｉｇｈＢａｎｄ用同調コイル、シ
、Ｌ３９Ｌ６．Ｌ８．Ｌ１２ばＬｏｗＢａｎｄ用同調コ
イル、Ｂ９は段間同調回路のＬｏｗＢａｎｄにおける結
合用コイル、Ｌｌ。はＩＦ出カ同調用トランス、Ｂ１３
はＲＦ増幅段の負荷インダクタンス、Ｒ１４は発振段の
コレクタインダクタンス、Ｒ，、Ｒ１゜’ Ｒ１１’
Ｒ２３はスイッチング用抵抗、Ｒ２１Ｒ９１Ｒ１２１Ｒ
１８は同調電圧供給用抵抗、Ｒ３゜Ｒ４，Ｒ６，Ｒ８は
ＲＦ増幅段のバイアス抵抗、Ｒ５、はＡＧＣ用抵抗・Ｒ
１３１Ｒ１４１Ｒ１５＃Ｒ１６ｔＲ１Ｔ′へミキサー用
バイアス抵抗、Ｒ２１ｔＲ１９９Ｒ２゜。
ＨＦ Ｉ Ｆ出力端子、（ハ）はＩＦ）ラップ回路、Ｑ
ｌばＲＦ増幅用のＭＯ８ＦＥＴ１Ｑ２．Ｃ３はカスコー
ド接続されたミキサー用トランジスタ、Ｃ４は発振用ト
ランジスタ、Ｂｓはスイッチング用電源端子、ＢＴは同
調用電源端子、Ｂ１はＲＦ段、発振段用電源端子、Ｂ２
はミキサー用電源端子、ＡＧＣはＲＦ増幅段の自動利得
制御用端子、ｃＤｌ、ＣＤ２は同調用バリキャップ、Ｓ
ＷＤはスイッチングダイオード、”１ 、Ｂ４９Ｌ６
’ｉ’７１Ｌ１１はＨｉｇｈＢａｎｄ用同調コイル、シ
、Ｌ３９Ｌ６．Ｌ８．Ｌ１２ばＬｏｗＢａｎｄ用同調コ
イル、Ｂ９は段間同調回路のＬｏｗＢａｎｄにおける結
合用コイル、Ｌｌ。はＩＦ出カ同調用トランス、Ｂ１３
はＲＦ増幅段の負荷インダクタンス、Ｒ１４は発振段の
コレクタインダクタンス、Ｒ，、Ｒ１゜’ Ｒ１１’
Ｒ２３はスイッチング用抵抗、Ｒ２１Ｒ９１Ｒ１２１Ｒ
１８は同調電圧供給用抵抗、Ｒ３゜Ｒ４，Ｒ６，Ｒ８は
ＲＦ増幅段のバイアス抵抗、Ｒ５、はＡＧＣ用抵抗・Ｒ
１３１Ｒ１４１Ｒ１５＃Ｒ１６ｔＲ１Ｔ′へミキサー用
バイアス抵抗、Ｒ２１ｔＲ１９９Ｒ２゜。
Ｒ２２は発振回路用バイアス抵抗、ｃｌ、Ｃ６，Ｃ７゜
Ｃ１８はスイッチング回路用直流阻止コンデンサ、Ｃ２
，Ｃ５，Ｃ８，Ｃ１□は結合用コンデンサ、Ｃ３，Ｃ４
゜Ｃ２６，Ｃ２□、Ｃ１８，Ｃ１６は高周波バイパスコ
ンデンザ、Ｃ１９，Ｃ２０，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３は
バイパス用貫通型コンデンサ、Ｃ９は発振注入用コンデ
ンサ、Ｃ１２はミキサー出力容量、Ｃ１５”１４は発振
用帰還コンデンサである。
Ｃ１８はスイッチング回路用直流阻止コンデンサ、Ｃ２
，Ｃ５，Ｃ８，Ｃ１□は結合用コンデンサ、Ｃ３，Ｃ４
゜Ｃ２６，Ｃ２□、Ｃ１８，Ｃ１６は高周波バイパスコ
ンデンザ、Ｃ１９，Ｃ２０，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３は
バイパス用貫通型コンデンサ、Ｃ９は発振注入用コンデ
ンサ、Ｃ１２はミキサー出力容量、Ｃ１５”１４は発振
用帰還コンデンサである。
第４図に示す電子同調チューナによれば、以下の特長を
有する。
有する。
■ バリキャップＣＤ１とＣＤ２を第３図（ａ）の如く
同調コイルＬに対し、直、並列に挿入するだめ、オール
バンド受信が余裕を持って可能となる。
同調コイルＬに対し、直、並列に挿入するだめ、オール
バンド受信が余裕を持って可能となる。
■ バリキャップＣＤ１．ＣＤ２は電子同調チューすの
各段回路でＲＦレスポンスのトラッキングを取るため同
一特性のマツチングされたバリキャップを使用するが、
受信範囲によってはＣＤ１シリーズのバリキャップとＣ
Ｄ２シリーズのバリキャップを分けて使用することも出
来る。
各段回路でＲＦレスポンスのトラッキングを取るため同
一特性のマツチングされたバリキャップを使用するが、
受信範囲によってはＣＤ１シリーズのバリキャップとＣ
Ｄ２シリーズのバリキャップを分けて使用することも出
来る。
■ 従来回路及び従来回路でバリキャップを２ケ並列使
用してオールバンド受信を試みた回路で愛情周波数に於
ける帯域幅および雑音指数の変化と、第４図に示す回路
の帯域幅と雑音指数の変化を第５図に示す。回路（ハ）
はＱ変化が少なく、従来に見られる如くＱの変化による
挿入損失大、利イ↓Ｊ差大を防ぐことが出来る。又オー
ルバンド受信の全チャンネルに於ける周波数帯域特性の
均一に保つことが出来る大きな利点を持つ。従来回路で
はとうしても高域チャンネルでの周波数帯域が広がり、
低域で狭くなシ十分な帯域特性２周波数選択度特性を得
ることが出来なかっ／ｃ。
用してオールバンド受信を試みた回路で愛情周波数に於
ける帯域幅および雑音指数の変化と、第４図に示す回路
の帯域幅と雑音指数の変化を第５図に示す。回路（ハ）
はＱ変化が少なく、従来に見られる如くＱの変化による
挿入損失大、利イ↓Ｊ差大を防ぐことが出来る。又オー
ルバンド受信の全チャンネルに於ける周波数帯域特性の
均一に保つことが出来る大きな利点を持つ。従来回路で
はとうしても高域チャンネルでの周波数帯域が広がり、
低域で狭くなシ十分な帯域特性２周波数選択度特性を得
ることが出来なかっ／ｃ。
■ 希望信号の％付近に於ける下側選択度が直列トラッ
プにより大きく改善され、２次歪妨害を大きく改善出来
る。
プにより大きく改善され、２次歪妨害を大きく改善出来
る。
■ オールバント受信の場合、最高受信周波数は３００
ｂｌｌｈとなり、集中走数回路で行うため、同調コイ
ルＬの巻線が出来なくなる。第５図（ロ）の回路で実現
する場合、Ｌは巻線が出来ず、線径０．６φ、巻線径２
゜Ｏφで０．８ Ｔ程度となり、ＲＦレスポンス調整が
コイルを変化して行うことができない。これに対し第４
図の回路ではバリキャンプＣＤ２の効果のため、巻線が
十分可能となり線径０．６φ、巻線径３．０φで５Ｔ程
度の大きな巻線コイルが可能となり、従来のＲＦ調整方
法が十分に適用できる。実際回路でＬの巻線が出来ない
１１１は致命的な問題となる。
ｂｌｌｈとなり、集中走数回路で行うため、同調コイ
ルＬの巻線が出来なくなる。第５図（ロ）の回路で実現
する場合、Ｌは巻線が出来ず、線径０．６φ、巻線径２
゜Ｏφで０．８ Ｔ程度となり、ＲＦレスポンス調整が
コイルを変化して行うことができない。これに対し第４
図の回路ではバリキャンプＣＤ２の効果のため、巻線が
十分可能となり線径０．６φ、巻線径３．０φで５Ｔ程
度の大きな巻線コイルが可能となり、従来のＲＦ調整方
法が十分に適用できる。実際回路でＬの巻線が出来ない
１１１は致命的な問題となる。
■ 商′５４図に示す回路はｆＨ／ｆＬ−３，３２と非
常に広い受信が可能となるため、外部付加回路（ＣＴ
： ７ ｐＦ程度）に余裕が出来、人、出力容量の大き
いデバイスや回路選択度の向上のため大容量回路も可能
となり、役割の自由度、高性能化へのアプローチも可能
となる。
常に広い受信が可能となるため、外部付加回路（ＣＴ
： ７ ｐＦ程度）に余裕が出来、人、出力容量の大き
いデバイスや回路選択度の向上のため大容量回路も可能
となり、役割の自由度、高性能化へのアプローチも可能
となる。
■ 受信範囲が非常に広く取れ、最高周波数に対する同
調コイルも十分巻線できるため更に高い周波数拡大動向
に対しても対処できる。ｆＨ／／ｆＬ＝３．３２のため
最高受信可能周波数は３９６肛に丑で及び更に１６チヤ
ンネル分のチャンネル拡大に対し得ることになる。
調コイルも十分巻線できるため更に高い周波数拡大動向
に対しても対処できる。ｆＨ／／ｆＬ＝３．３２のため
最高受信可能周波数は３９６肛に丑で及び更に１６チヤ
ンネル分のチャンネル拡大に対し得ることになる。
このように、第３図（ａ）に示す同調回路（等価回路）
を用いると多チヤンネル受信が可能となる。
を用いると多チヤンネル受信が可能となる。
以上のようにオールバンド受信は上記の基本回路で実現
できるが、オールバンド受信の場合、チャンネル数か拡
大するため、従来のポテンショメーターを使用したアナ
ログ選局では限度がある。
できるが、オールバンド受信の場合、チャンネル数か拡
大するため、従来のポテンショメーターを使用したアナ
ログ選局では限度がある。
このため最もこの受信に適合するシステムとしてｐＬＬ
周波数シンセサイザ一方式がある。このシステムはチュ
ーナ局部発振周波数を抽出し、分周した後、基準周波数
と位相比較し、アクティブフィルターを通じて再びチュ
ーナ局部発振周波数を補正するものである。
周波数シンセサイザ一方式がある。このシステムはチュ
ーナ局部発振周波数を抽出し、分周した後、基準周波数
と位相比較し、アクティブフィルターを通じて再びチュ
ーナ局部発振周波数を補正するものである。
このｐＬＬ周波数シンセサイザ一方式を導入する場合、
局部発振出力電圧を周波数混合用に取出すと同時に固定
分周器（プリスケーラ）を動作させるため安定した出力
を取出す事が重要となる。
局部発振出力電圧を周波数混合用に取出すと同時に固定
分周器（プリスケーラ）を動作させるため安定した出力
を取出す事が重要となる。
従来の受信範囲の狭捷い一般放送周波数帯であれば比較
的容易に第６図（ａ）の如＜（ＶＨＦ帯の場合）局部発
振回路のトランジスタＱ４のエミッター より容量Ｃ２
６により抽出し、グリスケーラ動作を行うことができる
。これは受信範囲内での局部発振が安定し、比較的高い
出力電圧が得られたからである。第６図（ｂ）は第６図
（、）に示す局部発振回路のミキサーへの注入電圧（イ
）と、プリスケーラへの注入電圧（ロ）を示している。
的容易に第６図（ａ）の如＜（ＶＨＦ帯の場合）局部発
振回路のトランジスタＱ４のエミッター より容量Ｃ２
６により抽出し、グリスケーラ動作を行うことができる
。これは受信範囲内での局部発振が安定し、比較的高い
出力電圧が得られたからである。第６図（ｂ）は第６図
（、）に示す局部発振回路のミキサーへの注入電圧（イ
）と、プリスケーラへの注入電圧（ロ）を示している。
しかしながらオールバンド受信にした場合、局部発振段
の安定度が低下し、グリスケーラ注入電圧が十分得られ
ない。
の安定度が低下し、グリスケーラ注入電圧が十分得られ
ない。
このため本発明は第７図（、）に示す如く、広帯域化の
ため同調コイル（発振コイル） Ｌｌｌ ９”１２に直
、並列にバリキャップＣＤ１．ＣＤ２を挿入する発想を
利用し、発振回路で安定な回路を実現しようとするもの
である。発振回路の発振条件は第７図（ｂ）よりトラン
ジスタＱ４と帰還容量Ｃ３と０４により大きく決定され
る事は衆知である。トランジスタＱ４の電流増幅率ｈＪ
’ｅと帰還容量Ｃ３，Ｃ４の関ある。しかしながら広帯
域の周波数にわたって、Ｃ３／／ｃ４は固定であり、ト
ランジスタＱ４のｈｆｅは高周波数になるに従い低下す
るため、この条件を満足させる事が、特にオールバンド
受信の場合難かしくなる。今オールバンド受信を行うた
め、第７図ｆｂｌの如く、発振コイルＬに対しバリキャ
ップＣＤ２．ＣＤ１を挿入し、バリキャップＣＤ１が帰
還容量Ｃ３，Ｃ４ニ並列ニ入ツタ場合Ｃ３／ｃ４ニ２ｐ
Ｆ〜３３ ｐＦの並列容量が加わる事になり、安定な発
振が出来なくなる。このだめこれらの欠点を補うだめ、
第７図（、）の如く、バリキャップＣＤ１の代わりに帰
還容量としてバリキャップＣＤ３．ＣＤ４を使用し、発
振周波数範囲を拡げるとともに、ノ＜リキャツプに並列
、直列に挿入した固定容量Ｃ１ｏ、Ｃ１１により、Ｃ３
／Ｃ４比を周波数帯に於いて変化させるものである。図
より０３の代わりに挿入したバリキャップＣＤ３と並列
にＣ１ｏの固定容量を付加することで高域の補正を行い
、直列に挿入しだＣ１１固定容計比がバリキャップの動
作点毎に変化させる事が可能となる。
ため同調コイル（発振コイル） Ｌｌｌ ９”１２に直
、並列にバリキャップＣＤ１．ＣＤ２を挿入する発想を
利用し、発振回路で安定な回路を実現しようとするもの
である。発振回路の発振条件は第７図（ｂ）よりトラン
ジスタＱ４と帰還容量Ｃ３と０４により大きく決定され
る事は衆知である。トランジスタＱ４の電流増幅率ｈＪ
’ｅと帰還容量Ｃ３，Ｃ４の関ある。しかしながら広帯
域の周波数にわたって、Ｃ３／／ｃ４は固定であり、ト
ランジスタＱ４のｈｆｅは高周波数になるに従い低下す
るため、この条件を満足させる事が、特にオールバンド
受信の場合難かしくなる。今オールバンド受信を行うた
め、第７図ｆｂｌの如く、発振コイルＬに対しバリキャ
ップＣＤ２．ＣＤ１を挿入し、バリキャップＣＤ１が帰
還容量Ｃ３，Ｃ４ニ並列ニ入ツタ場合Ｃ３／ｃ４ニ２ｐ
Ｆ〜３３ ｐＦの並列容量が加わる事になり、安定な発
振が出来なくなる。このだめこれらの欠点を補うだめ、
第７図（、）の如く、バリキャップＣＤ１の代わりに帰
還容量としてバリキャップＣＤ３．ＣＤ４を使用し、発
振周波数範囲を拡げるとともに、ノ＜リキャツプに並列
、直列に挿入した固定容量Ｃ１ｏ、Ｃ１１により、Ｃ３
／Ｃ４比を周波数帯に於いて変化させるものである。図
より０３の代わりに挿入したバリキャップＣＤ３と並列
にＣ１ｏの固定容量を付加することで高域の補正を行い
、直列に挿入しだＣ１１固定容計比がバリキャップの動
作点毎に変化させる事が可能となる。
第７図（、）に示す回路によって、発振回路の広帯域発
振が安定して行え、ミキサー用注入電圧、グリスケーラ
用注入電圧も十分得られる様になる。
振が安定して行え、ミキサー用注入電圧、グリスケーラ
用注入電圧も十分得られる様になる。
帰還容量比の設定はバリキャップＣＤ３に直、並列コン
デンサＣ１ｏ、Ｃ１１を挿入する以外に勿論／クリキャ
ップＣＤ、４１に同じ様に固定容量コンデンサを挿入し
て行う事も出来る。又トラッキングの許容する範囲でＣ
Ｄ３とＣＤ４のバリキャップを容量の異なるものとして
行う事も出来る。これらは使用する発振トランジスタ、
受信範囲、使用するグリスケーラ用ＩＣの人力感度等よ
り決定される。
デンサＣ１ｏ、Ｃ１１を挿入する以外に勿論／クリキャ
ップＣＤ、４１に同じ様に固定容量コンデンサを挿入し
て行う事も出来る。又トラッキングの許容する範囲でＣ
Ｄ３とＣＤ４のバリキャップを容量の異なるものとして
行う事も出来る。これらは使用する発振トランジスタ、
受信範囲、使用するグリスケーラ用ＩＣの人力感度等よ
り決定される。
第８図は本発明の回路におけるミキサーへの注入電圧（
ロ）およびプリスケーラへの注入電圧（ハ）を、第４図
に示す従来の回路におけるミキサー注入電圧（イ）と比
較して示している。第８図からも明らかなように、本発
明によれば、従来の回路（第４図）において問題となっ
たｃｈＡ付近の注入電圧が安定する利点を有するもので
ある。
ロ）およびプリスケーラへの注入電圧（ハ）を、第４図
に示す従来の回路におけるミキサー注入電圧（イ）と比
較して示している。第８図からも明らかなように、本発
明によれば、従来の回路（第４図）において問題となっ
たｃｈＡ付近の注入電圧が安定する利点を有するもので
ある。
本発明は上記のような構成であり、本発明によれば、チ
ャンネル増加に対応できるとともに、安定した発振出力
′６圧が得られる利点を有するものである。
ャンネル増加に対応できるとともに、安定した発振出力
′６圧が得られる利点を有するものである。
第１図はアメリカのＴＶ受信チャンネルを周波数を示す
図、第２図（ａ） 、 ｆｂ）はそれぞれ従来の電子同
調チューナの同調回路の等価回路図、第３図（ａ）は従
来の他の電子同調チューナの同調回路の等価回路図、第
３図（ｂ）は同回路の周波数特性図、第４図は従来の電
子同調チューナの電気回路図、第６図は従来例の帯域幅
、雑音指数を示す図、第６図（、）は従来例の局部発振
回路の電気回路図、第６図（ｂ）は同回路の各チャンネ
ルの注入電圧を示す図、第７図（、）は本発明の一実施
例における電子同調チューナの局部発振回路の電気回路
図、第７図（ｂ）は従来の局部発振回路の等価回路図、
第８図は従来例および本発明の電子同調チューナの各チ
ャンネルにおける注入電圧を示す図である。 ＣＤ１．ＣＤ２．ＣＤ３．ＣＤ４・・・・・・可変容量
ダイオード、Ｃ１ｏ、Ｃ１１・・・・コンデンサ、Ｑ４
・・・・・・発振用トランジスタ。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 第３図 第５図 ＠６図 一今ヤン、牟ル 第７図 第８図 →−アン午ル −
図、第２図（ａ） 、 ｆｂ）はそれぞれ従来の電子同
調チューナの同調回路の等価回路図、第３図（ａ）は従
来の他の電子同調チューナの同調回路の等価回路図、第
３図（ｂ）は同回路の周波数特性図、第４図は従来の電
子同調チューナの電気回路図、第６図は従来例の帯域幅
、雑音指数を示す図、第６図（、）は従来例の局部発振
回路の電気回路図、第６図（ｂ）は同回路の各チャンネ
ルの注入電圧を示す図、第７図（、）は本発明の一実施
例における電子同調チューナの局部発振回路の電気回路
図、第７図（ｂ）は従来の局部発振回路の等価回路図、
第８図は従来例および本発明の電子同調チューナの各チ
ャンネルにおける注入電圧を示す図である。 ＣＤ１．ＣＤ２．ＣＤ３．ＣＤ４・・・・・・可変容量
ダイオード、Ｃ１ｏ、Ｃ１１・・・・コンデンサ、Ｑ４
・・・・・・発振用トランジスタ。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 第３図 第５図 ＠６図 一今ヤン、牟ル 第７図 第８図 →−アン午ル −
Claims (1)
- 可変容量ダイオードを用いる電子同調チューナにおいて
、入力回路２段間回路内の同調回路の同調コイルに対し
て第１．第２の可変容量ダイオードをそれぞれ直列、並
列に接続し、発振回路の帰還容量を可変容量ダイオード
で構成し、この可変容量ダイオードに対して第」、第２
のコンデンサをそれぞれ直列、並列に接続してなる電子
同調チューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8650384A JPS59210740A (ja) | 1984-04-27 | 1984-04-27 | 電子同調チユ−ナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8650384A JPS59210740A (ja) | 1984-04-27 | 1984-04-27 | 電子同調チユ−ナ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59210740A true JPS59210740A (ja) | 1984-11-29 |
Family
ID=13888779
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8650384A Pending JPS59210740A (ja) | 1984-04-27 | 1984-04-27 | 電子同調チユ−ナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59210740A (ja) |
-
1984
- 1984-04-27 JP JP8650384A patent/JPS59210740A/ja active Pending
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