JPS5895419A - 電子同調チユ−ナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は可変容量ダイオードを用いる電子同調チューナ
に関し、チャンネル増加に対応できるとともに、安定し
た発振回路が得られる電子同調チューナを提供するもの
である。

テレビジョン受像機のチューナは機構式から電子式に変
わり、テレビジョン受像機の多機能化。

多様化が急激に進んでいる。テレビジョン受像機は電子
チューすを使用することにより、デザインの自由度、機
能、性能、コストの組合せが自由になり、様々な商品企
画が可能になった。リモコイ、番組予約、ダイレクトア
クセスなどの指向や、ダイアル選局、サーチ選局など幅
広い機能を求め、１．６インチからビデオプロジェクタ
−に至る広範囲な製品やテレビジョン受像機、ラジオ受
信機、録音機が一体となったものなどの複合製品に至る
までその展開が盛んである。

テレビジョン受像機は機能向上とともに情報、教育、娯
楽の身近な映像機器としても、その用途を広げている。

情報の拡大を図った多重受信、多チャンネル受信があり
、日本で昭和５３年から始まった音声多重放送による２
ケ国語、ステン、−オ受信がその代表であり、更に文字
多重放送へと発展し、静止画、ファクシミリ利用などよ
［ＣＡＴＶシステムへと進展してゆくと思われる。

アメリカ、欧州においてもペイＴＶ、ＣＡＴＶの発達か
急激化しつつあり、情報量の増大より多チヤンネル化指
向が顕著である。例えば、アメリカ、カナダの０ＡＴＶ
チヤンネルは従来のチャンネル８２局（ＶＨＦ１２局、
ＵＨＦ７０局）に加えて２３局（チャンネルＡ、Ｗ）が
割当てされ、合計１０５局となっている。勿論、このチ
ャンネルプランは更に増大する答申が、今現在も行われ
ている。欧州においても同様に０ＡＴＶチヤンネルが割
当てられ、現実にはベルギー、オース）　ＩＪア、スイ
スなどでその活用が行われている。

不発′１月は周波数（チャンネル増加）拡大に対応でき
るテレビジョン受像機用の電子同調チューナに関するも
のである。

アメリカ、カナダを中心とした０ＡＴＶチャンネル受信
ＴＶ受像機は昭和５４年より、ぜイＴＶ網や０ＡＴＶシ
ステム専用ＴＶ受像機にとどまらず、一般消費者向に″
オールバンド受信可能ＴＶ受像機゛として市場に現われ
、将来のり能性や現実システム内での需要を喚起してい
る。

ＣＡＴＶチャンネルはアメリカ、カナダの場合、第１図
に示すように、ＶＨＦローバフ　ト、　Ｖ　ＨＦハイバ
ンド、ＵＨＦバンドに加え、ミドルハンドとスーパーバ
ンドが加わり、そしてその周波数ば１２０ＭＨ２〜１７
４ＭＨ２がミドルバンド、２１６〜３００　Ｍ　Ｈｚが
スーパーバンドとなっている。

欧州における０ＡＴＶバンドもアメリカと同様にミドル
バンドとスーパーバンドの利用によってチャンネル拡大
を行っている。将来日本にも当然、この動向が考えられ
るが、チャンネルプランはミドルバンドとスーパーバン
ド利用となる。

この０ＡＴＶチヤンネル受信のためには、従来のＴＶ用
チューナでは受信不可となり、新しい広帯域受信（オー
ルバンド）チューナが要求さ才する。

勿論、機構式チューナでもオールバンドチューナを実現
することは可能であるが、構造的に制約を受けることお
よび付加機能の自由度が余り無いなどの理由により、電
子同調チューナで実現するのが将来的にも有効であり、
リモコン利用や周波数シンセサイザー選局と同期したダ
イレクトアクセスなどの機能面よりも有利である。

電子同調チューナで前記オールバンドチューナを実現す
るだめの方式としては、次の３つが代表的であると考え
られる。

（Ａ）ＶＨＦ帯を３バンド切替とし、ＵＨＦ帯を従来通
り１バンドで受信する合計４バンド方式。

（Ｂ）ＶＨＦ帯ｒ２バンド切替とし、ＵＨＦ帯を従来通
り１バンドで受信する従来通りの３バンド方式。

（Ｃ）　　ダブルス−パーヘテロダイン方式を採用し、
ＶＨＦとＵＨＦを１バンドで受信又はＶＨＦ１バンド、
ＵＨＦ１／＜ンドの２バント方式。

このような電子同調チューナの場合、パリキャンプ（可
変容量ダイオード）により、希望周波数を可変するため
、バリキャップの容量可変範囲でおのずと受信可能範囲
が限定される９、例えば、第２図ａに示す従来のチュー
ナの同調回路（等（ｄｔｉ回路）で受信可能範囲を求め
ると、 ／ ここで、ＣＴニアｐＦ’＋　　ＣＤＬ二３３　ｐＦ　ｓ
　　Ｃ＋）＋１　＝　２ｐＦとすると、周波数比ｆｇ／
：ｈ二２．１となる。

すなわち、従来受信チャンネルのＶＨＦ帯において、最
低受信周波数チャンネルｃｈ　２＝５４ＭＨ７゜最高受
信チャンネルｃｈ　１３＝２１０ＭＩ（ｚ　とすると、
周波数比ｆＨ／　ｆＬ＝＝　３．ｓを必要とするため、
ａｈ　２からｃｈ　１３までを受信することができる。

なお、第２図ａにおいてＣＤはパリキャンプ、Ｌは同調
コイルである。゛ 従って、従来は第２図すに示すようにＶＨＦ。

−ハンドとＶＨＦハイバンドをスイッチングダイオード
（ＳＷＤ　）を利用し、ＶＨＦハイバンド用同調コイル
輸とＶＨＦローバンド用同調コイルＬＤを切替えている
。この場合、夫々のバンドの周波数比はｖＨＦローバン
ド（ｃｈ２−ｃｈ６）ｆｌｌ（＝８２　Ｍ　ｆｉｚ　）
／　ｆＬ　（＝＝　５４　Ｍ　Ｈｚ　’）中１．５２、
ハイバンドｆＨ（＝２１ｅＭＨｚ）／ｆＬ（＝１７４Ｍ
Ｈ７）中１．２４となり、夫々バリキャップによる受信
が可能となる。この場合は、使用するバリキャップも同
調電圧１ｖ〜２５Ｖの範囲で２〜３３ｐＦまで変化する
大容量比のものは必要でなく、２〜１６ｐＦ程度変化す
るバリキャップでも受信可能となる。しかし、オールバ
ンド受信の場合は、ｆＨ−３００ＭＩＩｚ、　　ｆＬ＝
１２０ＭＨｚとなシ、７Ｈ／ｆＬ＝２．５を必要とし、
スイッチングダイオードを利用し、ローバンドとノ・イ
バンドに分割したとしてもハイバンドでａｈ　Ａからｃ
ｈ　Ｗまで受信することは不可能となシ、新しい回路開
発が必要となる。

前記の３つの方式の内、方式人はノ・イバンドを従来と
同じ様に更に１２０ＭＨ７〜３００ＭＨｚの間を分割し
て、バリキャップによる受信周波数比をｆＨ／　ｆＬｌ
　２．１として実現しようとするものである。従って、
ローバンドとハイバント１とハイバンド２およびＵＨＦ
バンドと合計４バント方式となるものである。

前記方式Ｂは、ｆＨ／ｆＬ−２，５を回路開発により、
実現するもので、バンド切替は従来と同様、３バンドと
するものである。

前記方式Ｃは、将来的に考えられているものであり、希
望周波数を、例えばＵＨＦ帯にアンプコンバートとし、
再びダウンコンバートして中間周波数を得るものである
。例えば、５４Ｍ１ｌＺ〜３００ＭＨｚの周波数を３５
０ＭＨｚの中間周波数にアノシコンバートするとすれば
、局部発振周波数は４０４ＭＨｚ　〜６５０　Ｍｌ（ｚ
）可ｉ範囲でｖＨＦ全域の受信が可能となる。この方式
は未だ種々の問題をかかえているが、将来有望視されて
いる方式でもある。

本発明は前記方式Ｂに関するものであり、ノ・イバンド
（ＤｆＨ／　ｆｈ＝２．１　（１２０Ｍ１ｌｚ　〜３０
０Ｍｆｉｚ連続受信）を同調回路開発により実現するも
のである。

前述のように、ｆ比＝２．６を実現するためには、現在
開発されている最大の容量比を持つバリキャップであっ
ても、ｆ比＝２．１までしか受信できない。バリキャッ
プを２個同調回路に並列に挿入し、受信範囲を拡大する
方法を考えると、バリキャップ容量は４〜ｅｅｐＦの変
化範囲となり、ｆＩ（／ｆＬ二２．６８が得られ、受信
範囲は余裕がないが、カバーできることになる。しかし
、同調容量が特に同調電圧１ｖ付近で７０ｐＦ近くにな
り、同調回路の損失が大きく、バンド中での利得差、雑
音指数の悪化を招き、使用できない。

このため、従来の電子同調チューナにおいては、第３図
ａに示す等価回路のように、第１．第２のバリキャップ
ＣＤ１．ＣＤ２を同調コイル（Ｌ）に対し、それぞれ直
列および並列に挿入していた。第３図ａの同調回路によ
れば、 の式より、ＩＣ，、＝７ｐＦ％　Ｏｎ＋ｂ　＝　ＣＤ２
Ｌ　＝　３３　ｐＦＣｌ、１Ｈ−〇Ｄ２Ｈ−２ｐＦとす
れば、ｆＨ／ｆＬ＝３．３２となり、周波数変化範囲は
十分満足でき、１２０Ｍ１ｌｚから３００ＭＨｚの受信
が可能となる。しかも、同調回路の挿入損失も従来回路
と変わらず、同等の性能が得られるものである。この基
本回路の周波数特性を第３図すに示す。この回路は希望
同調周波数ｆ２（図中の０２点）に対して、下側チャン
ネルにおいて直列共振トラ・プｆ１（０１点）を形　　
− 成することになる。周波数特性はω、２＝、−１゜Ｌ、
２希望同調周波数に対するトラップ周波数の関係は、Ｃ
Ｔ＜ＣＤ１．ＣＤ２　　の受信領域では、希望周波数１
２に対し杯の関係にある周波数に対し、大きな減衰量が
得られることになる。すなわち、電子同調チューナなど
のように入力に複雑な信号が加わる場合、ＲＦ増幅段の
デバイスによる２次歪、３次歪が問題となるが、この場
合、その２次歪に対して大きな改善を加えることになり
、ビート妨害などの妨害排除能力を著しく改良すること
ができる。

特に、オールバンド受信の場合、′同一バンド内で捧の
周波数関係が幾多もある。例えば、１２０Ｍ１１Ｚ（ａ
ｈ　Ａ　）と２４０ＭＨ２（ｃｈＮ　）などであり、従
来のバンド割当では生じなかった問題が、オールバンド
受検の場合発生することになり、これらの問題に対して
も、第３図口に示す回路は有効な回路と瀝る。

第４図に、第３図口に示す基本回路構成を利用したオー
ルバンド受信用電子同調チューナを示しておシ、第４図
において、１はＶＨＦ入力端子、２はＶＨＦ　Ｉ　Ｆ出
力端子、３はＩＦ）ラップ回路、ＱｌはＲＦ増幅用、１
７）ＭＯＳＦＥＴ、Ｃ２、Ｑ、はカスコード接続された
ミキサー用トランジスタ、Ｃ４は発振用トランジスタ、
Ｂｓはスイッチング用電源端子、ＢＴは同調用電源端子
、Ｂ１はＲＦ段、発振段用電源端子、Ｂ２はミキサー用
電源端子、ムＧＣはＲＦ増幅段の自動利得制御用端子、
ＣＤ、。

Ｃｏ２は同調用バリキャップ、ＳＷＤはスイッチンクタ
イオート、Ｌｌ　ｓ　Ｂ４　＋　Ｂ５　＋　Ｂ７　ｔ　
ＬＮはＶＨＦハイバンド用同調コイル、Ｒ２，Ｒ３，Ｒ
６；　Ｒ８，Ｌ、２はＶＨＦローバンド用同調コイル、
Ｌ、は段間同調回路のＶＨＦローバンドにおける結合用
コイル、ＬｌｏはＩＦ出力同調用トランス、Ｂ１５はＲ
Ｆ増幅段の負荷インダクタンス、Ｌ、４は発振段のコレ
クタインダクタンス、Ｒ１ｓ　ＪＯ、Ｒ１１＋　Ｒ２３
はスイッチング用抵抗、Ｒ２＋　Ｒ９＊　Ｒ１２＋　Ｒ
１８は同調電圧供給用抵抗、Ｒ５＋　Ｒ４、Ｒ６１Ｒ８
はＲＦ増幅段のバイアス抵抗、Ｒ５はＡＧＯ用抵抗、Ｒ
１３１Ｒ１４１Ｒ４５，Ｒ４６，Ｒ５７はミキサー用バ
イアス抵抗＋Ｒ２＋＋Ｒ１９１Ｒ２０％　”２２は発振
回路用バイアス抵抗、Ｃ１゜Ｃ６Ｉ　Ｃ７Ｉ　Ｃ１８は
スイッチング回路用直流阻止コンデンサ、Ｃ２１Ｃ５１
Ｃ８１Ｃ１７は結合用コンデンサ、Ｃ５，Ｃ４・Ｃ２６
・Ｃ２７・Ｃ１３・Ｃ１６は高周波バイパスコンデンサ
、Ｃ１０Ｉ　Ｃ２０１Ｃ２＋　Ｉ　Ｃ２２１Ｃ２，はバ
イパス用貫通型コンデンサ、Ｃ９は発振注入用コンデン
サ、Ｃ７２はミキサー出力容量、Ｃ１５゜Ｃ１４は発振
用帰還コンデンサである。

第４図に示す電子同調チューナによ７Ｌば、以下の特長
を有する。

（リ　バリキャンプＣＤＩとＣＤ２を第３図口のように
同調コイルＬに対し１．直、並列に挿入しているため、
オールバンド受信が余裕を持って可能となる。

■　バリキャップＣｌ１ｌｌ　＋　ＣＤ２は電子同調チ
ューナの各段回路でＲＦレスぜンスのトラッキングを取
るため同一特性のマツチングされたバリキャップを使用
するが、受信範囲によってはＣＤ１シリーズのバリキャ
ップとＣＤ２シリーズのバリキャップを分けて使用する
こともできる。

■　従来回路および従来回路でバリキャップを２個並列
使用してオールバンド受信を試みた回路で受信周波数に
おける帯域幅および雑音指数の変化と、第４図に示す回
路の帯域幅と雑音指数の変化を第５図に示しているが、
この第５図から明らかなよ、うに本発明による回路）・
は、Ｑ変化が少なく、従来に見られるようにＱの変化に
よる挿入損失大、利得美大を防ぐことができる。

マタ、オールバンド受信の全チャンネルにおける周波数
帯域特性を均一に保つことができるという大きな利点を
持つ。従来回路では、どうしても高域チャンネルでの周
波数帯域が広がり、低域で狭くなり、十分な帯域特性９
周波数選択度特性を得ることができなかった。

■　希望信号の差付近における下側選択度が直列トラッ
プによシ大きく改善され、２次歪妨害を大きく改善する
ことができる。

■　オールバンド受信の場合、最高受信周波数は３００
ＭＩｒＺとなり、集中定数回路で行うため、同調コイル
Ｌの巻線ができなくなる。第５図口の回路で実現する場
合、Ｌは巻線ができず、線径０．６φ、巻線径２．０φ
でｏ、ｓＴ程度となり、ＲＦレスピンス調整がコイルを
変化して行う心とができない。これに対し、第４図の回
路ではバリキャップＣＤ２の効果のため、巻線が十分可
能となり、線径０．６φ、巻線径３，０φで５Ｔ右″度
の大きな巻線コイルが可能となり、従来のＲＦ調整方法
を十分に適用することができる。実際回路でＬの巻線が
できないことは致命的な問題となる。

■　第４図に示す回路はｆＨ／　ｆＬ＝　３．３２と非
常に広い受信が可能となるため、外部付加回路（ＣＴニ
アｐＦ程度）に余裕ができ、人、出力容量の大きいデバ
イスや回路選択度の向上のだめの大容量回路も可能Ａな
シ、設計の自由度、高性能化へのアプローチも可能とな
る。

■　受°信範囲が非常に広く取れ、最高周波数に対する
同調コイルも十分巻線できるため、更に高い周波数拡大
動向に対しても対処できる。ｆＨ／ｆＬ：３．３２のた
め、最高受信可能周波数は３９６ＭＨｚにまで及び、更
に１６チヤンネル分のチャンネル拡大に対し得ることに
なる。

このように、第３図ａに示す同調回路（等何回路）°を
用いると多チヤンネル受信が可能となる。

以上のようにオールバンド受信は前記の基本回路で実現
できるが、このような受信の場合、チャンネル数が増大
するため、一般にはＰＬＬ周波数シンセサイザーの選局
方式が用いられている。

しかし、価格面や市場ニーズより、従来のアナログチュ
ーニングであるポテンショメータ一方式が用いられたり
、電圧シンセサイザ一方式の選局方式が用いられる場合
が、特に小型のテレビジョン受像機やビデオテープレコ
ーダーで多く見られるＱ この場合、チューナに印加する同調電圧ＢＴは従来と同
じ様に１〜２８ｖ８度があるが、゛・オールバンド受信
の場合、この電圧範囲で受信周波数が大幅に広がる。す
なわち、△’／、ａＢ、　（周波数／同調電圧）は大き
く、僅かな電圧変動に対し、周波数が変化しやすいこと
になる。

従って、同調電圧の変動、環境条件の変化、その他の変
動が受信周波数に大きく影響する。特に、発振回路の安
定性が要求されることになる。このため、一般には、発
振周波数の変動は、ＡＦＣ；回路を付加して自動的に補
正している。

しかしながらとのＡＦＣ回路は、一般受信チヤンネル、
例えばアメリカのｃｈ　２〜Ｃｈ１３の１扼囲であれば
可能であるが、オールバンド受信の場合は付加でき９な
いのが現状である。すなわち、ＡＦＣ回路は第６図のよ
うに、同調回路に並列にＣＡＦＣの結合容量とＡＦＣバ
リキャップＤＡＦＣのバリキャップ容量の合成容量が付
加されることになシ、同調回路の同調範囲が狭くなり、
特にオールバンド受信の場合、このような制限にまりＡ
ＦＣバリキャップＤＡＦＣの付加ができない。

本発明ではこのような問題に対し、次のような新しい回
路を取入れて解決している。

まず、・第４図のＡＦＣ回路がない発振回路に対して、
第７図ａ、ｂに示すように発振回絡め帰還容量にバリキ
ャンプを採用し発振安定性に改善している。そして、ム
ＦＣ回路を付加する前に、ＡＦＣ回路付加による発振回
路の不安定化を防ぐため、回路の安定化を行う。

すなわち、第７図に示すように、広帯域化のため同調コ
イル（発振コイル）Ｌ、１．Ｌ１２に直列。

並列にパリキャンプＣＤ１．ＣＤ２を挿入する発想を利
用り、　　Ｃ旧の代わシにパリキャンプＣＤ３・ＣＤ４
を挿入し、発振回路で安定な回路を実現しようとするも
のである。発振回路の発振条件は第８図から明らかなよ
うに、トランジスタＱ４　と帰還容量Ｃ５，Ｃ４によシ
大きく決定される。トランジスタＱ、Ｉの電流増幅率ｈ
ｆｏと帰還容量Ｃ３，Ｃ４の関係はｈｆｅ≧Ｃ３／Ｃ４
である。しかしながら、広帯域の周波数帯にわたってＣ
ｓ１０４は固定であり１．トランジスタＱ４のｈｆｏは
高周波数になるに従い低下するため、この条件を満足さ
せることが難かしくなる。

今、オールバンド受信を行うため、第８図のように、発
振コイルＬに対してパリキャンプＣＬ１２＋ＣＤ１を挿
入し、バリキャップＣＤ＋が帰還容量Ｃ２゜Ｃ４に並列
、に入った場合、Ｃ３／Ｃ４に２ｐＦ−３３ｐＦの並列
容量が加わることになり、安定な発振ができなくなる。

このため、この欠点を補うため、本発明では、第７図ａ
、ｂのように、バリキャップＣＤ１の代わシに帰還容量
としてバリキャップＣＤ２１　ＣＤＡを使用し、発振周
波数範囲を拡げるとともに、ノ＜リキャツプに並列、直
列に挿入した固定容量Ｃ１゜、Ｃ１１によ’）　、０３
／　Ｃ４比を周波数帯において変化させるものである。

図よシＣ３の代わりに挿入したノくリキャツプＣＤ３並
列に０１ｏの固定容量を付加することで高域の補正を行
い、直列に挿入したＣ＋＋固定容量で低域の補正が可能
となり、帰還容量比帰還容量比がパリキャンプの動作点
毎に変化させることが可能となる。

従って、発振回路の安定化が広帯域にわたって実現でき
るようになる。こうした発振回路の安定化を図りつつ、
前述のように発振周波数範囲を広げることができるため
、人ＦＣ回路付加の余裕が生じてくる。第７図すはこの
回路を採用し、１７０回路を付加した時の等価回路であ
り、すなわち、発振回路のＶＨＦハイバンド用コイルＬ
１１とＶＨＦローバンド用コイルＬ１２のホット部かう
夫々ＣＡＦＣ＋ＣＡＦＣ２の固定容量を付加し、ムＦＣ
バリキャップＤ　ＡＦＣに結合する。’ＡＦＣ＋はＶＨ
Ｆハイバンド（７）ＡＦＣ制御感度を決均、０ＡＦＣ２
はＶＨＦＯ−バンドの制御感度およびノ・イバンドの制
御感度も決める。

すなわち、ノ・イバンド受信時スイソ升ＳＷはＯＮとな
ム　ローバント用コイルＬ１２は短絡状態であるが、ス
イッチ回路を形成するプリント基板パターンやスイッチ
ングダイオード、直流阻止コンデンサのリードなどによ
りハイバンド用コイルＬ１１に直列にインダクタンスが
存在し、ノ・イ・くンド用コイルＬ１１を分割したよう
に働き、ＣＡＦＣ＋およびＤＡＦＣ２でもＡＦＣ制御感
度は決定される。ローバンド受信時はスイッチＳＷばＯ
ＦＦであり、大容量であるＣＡＦＣ２によりローバンド
のＡＦＣ制御感度が決定される。まだ、本発明での結合
容量は発振周波数範囲の制限からＣＡＦｃ１≦１ｐＦ、
０ＡＦＣ２＼ ≦１０ｐＦとする。なお、第４図のスイッチ回路で行う
とローバンド受信晴曇イツチングダイオードＳＷＤがＯ
ＦＦの状態であってもローバンド用コイルＬ、２に並列
にコンデンサＣ１８、スイッチングダイオードＳＷＤの
逆方向電極間容量およびデカップリング抵抗Ｒ２３の電
極間容量が付加されることになり、発振周波数範囲が狭
くなり、またＡＦＣ制御感度も落ちることになる。従っ
て、本発明では、第７図ａのようにコンデンサＣ１８と
スイッチングダイオードＳＷＤの挿入位置も変え、でき
るだけストレー容量を抑えるよう゛にしている。

第９図に第７図ａ、ｂに示す本発明の回路の各チャンネ
ルに対するＡＦＣ制御感度を示しておシ、従来と同等の
性能が得られる。

ガお、前記実施例では、バンド内、例えばｃｈ２〜ｃｈ
６、ｃｈ　Ａ〜ｃｈ　ＷでのムＦＣ制御感度を補正する
ため、従来にも使用されている重量１７０回路を抵抗Ｒ
２７＋　Ｒ２８によシ実施し、とのＡＦＣ制御感度を得
ている。（この重量１７０回路はＡＦＣ電圧の変化を同
調電圧ＢＴにも分圧して重量させ、ＡＦ、Ｃ制御感度を
得るものである。）以上のように本発明の電子同調チュ
ーナによれば、オールバンド受信チューナで１７０回路
を導入することができ、しかもそのＡＦＣ制御感度も十
分な感度で得られるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はアメリカのＴＶ受信チャンネルの周波数を示す
図、第２図ａ、ｂはそれぞれ従来の電子同調チー−すの
同調回路の等価回路図、第３図ａ２ は従来の他の電子同調チューナの同調回路の等価回路図
、第３図すは同回路の周波数特性図、第４図は従来の電
子同調チューナの電気回路図、第５図は従来の帯域幅、
雑音指数を示す図、第６図は従来の局部発振回路に１７
０回路を用いた場合の等価回路図、第７図ａは本発明の
一実施例における電子同調チューナの局部発振回路の電
気回路図、第７図すは同局部発振回路の等価回路図、第
８図は第４図に示す従来の局部発振回路の等価回路図、
第９図は本発明の電子同調チューナにおけるＡＦＣ制御
感度を示す図である。 ＣＤ１．ＣＤ２．ＣＤ６．ＣＤ４・・・・・・可変容量
ダイオード％　　ＣＡＦＣ＋　、０ＡＦＣ２・・・・・
・コンデンサ、Ｑ４０．。 ・・・発振用トランジスタ、Ｌｌ、・・・・・ハイバン
ド用コイル、Ｌ１２・・・・・・ローバント用コイル。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第２
図 ＠　３　図 第５図 第６図 弔　８Ｉ５！Ｊ ＣＤ。 第９図 １事件の表示 昭和５６　年　ｑ５′　　許　願　第　１９３９００　
丹２発明の名称 電子同調チー−す ３袖正をするｈ 名　７’ｌ・　（５８２）松下電器産業株式会社代、１
、乙　　　　　　　山　　　下　　　俊　　　彦４代理
人　〒５７１ 住　所　　大阪府門真市大字門真１００６番地松下電器
産業株式会社内 ７、補正の内容 （リ　明細書第４頁第１１行の１となっている。」の次
に以下の文を挿入いたします。 「なお、第１図において、Ａは一般受信帯域、Ｂはオー
ルノ・ンド受信帯域、ＣはＣＡＴＶバンド受信帯域であ
る。」 （２）図面の第１図を別紙の通り補正いたします。 −侶 仁

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 同調回路の同調コイルに対して第１．第２の可変容量ダ
   イオードを一夫々直列、並列に接続するとともに、発振
   回路の帰還容量の一部を可変容量ダイオードで構成し、
   かつ前記同調コイルのＶＨＦハイバンド用コイルと第１
   の可変容量ダイオードとの接続点に１ｐＦ以下の容量を
   介してムＦＣ可変容量ダイオードを接続し、更に、前記
   同調コイルのＶＨＦハイバンド用コイルとＶＨＦローバ
   ンド用コイルとの接続点に１０ｐＦ以下の容量を介して
   前記人ＦＣ可変容量ダイオードを接続するとともに、前
   記ＶＨＦハイバンド用コイルとＶＨＦローバンド用コイ
   ルとの接続点にスイッチングダイオードを接続し、前記
   ムＦＣ可変容量ダイオードに同調電圧を印加したことを
   特徴とする電子同調チューナ。