JPS59207769A - デ−タ変復調装置のデ−タ信号速度識別回路 - Google Patents
デ−タ変復調装置のデ−タ信号速度識別回路Info
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- JPS59207769A JPS59207769A JP58083279A JP8327983A JPS59207769A JP S59207769 A JPS59207769 A JP S59207769A JP 58083279 A JP58083279 A JP 58083279A JP 8327983 A JP8327983 A JP 8327983A JP S59207769 A JPS59207769 A JP S59207769A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
本発明は、０ＯＩＴＴ （国際電信型１詰諮問委員会）
勧告ｖ、２９に準拠したデータ変復調装置（以下モデム
と略称する）の復調部において、受信信号のデータ信号
速度を識別するデータ信号速度識別回路に関する。
勧告ｖ、２９に準拠したデータ変復調装置（以下モデム
と略称する）の復調部において、受信信号のデータ信号
速度を識別するデータ信号速度識別回路に関する。
一般に、電話回線によってデータ伝送を行う場合、広く
用いられているものにＣＣ工ＴＴ勧告■、２９に準拠し
たモデムがある。■、２９は変調周波数２４００Ｉ（Ｚ
でＱ、 Ａ Ｍ （Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉ
ｔｕｄｅ Ｍｏａｕｌａｔｉｏｎ ）変調によりデータ
信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅｃ 。
用いられているものにＣＣ工ＴＴ勧告■、２９に準拠し
たモデムがある。■、２９は変調周波数２４００Ｉ（Ｚ
でＱ、 Ａ Ｍ （Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉ
ｔｕｄｅ Ｍｏａｕｌａｔｉｏｎ ）変調によりデータ
信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅｃ 。
７２００ｂｉｔ／ｓｅｃおよび４８００ｂｉｔ／ｓｅｃ
のデータ伝送を行う。データ信号速度の違いによって振
幅−位相平面上でのデータ点の数および配置が異なるた
めデータ伝送を行うモデムは送信側と受信側でデータ信
号速度を合わせておく必要がある。しかし従来のモデム
の復調部には受信信号のデータ信号速度をあらかじめ識
別する機能がないため、一般的にはデータ伝送を行う前
にバックワードチャ坏ルによってデータ信号速度の指定
を行うか、あるいハマニュアルでセットするが、もしモ
デムの復調部に受信信号のデータ信号速度を識別する機
能を付加してあれば、前記のような手順が不要となり非
常に有効である。
のデータ伝送を行う。データ信号速度の違いによって振
幅−位相平面上でのデータ点の数および配置が異なるた
めデータ伝送を行うモデムは送信側と受信側でデータ信
号速度を合わせておく必要がある。しかし従来のモデム
の復調部には受信信号のデータ信号速度をあらかじめ識
別する機能がないため、一般的にはデータ伝送を行う前
にバックワードチャ坏ルによってデータ信号速度の指定
を行うか、あるいハマニュアルでセットするが、もしモ
デムの復調部に受信信号のデータ信号速度を識別する機
能を付加してあれば、前記のような手順が不要となり非
常に有効である。
本発明の目的は、■、２９に準拠したモデムの復調部に
おいて、あらかじめこの復調部に対し７でデータ信号速
度を指定しておかなくても受信信号のデータ信号速度を
識別することができるデータ信号速度識別回路を提供す
ることを目的とする。
おいて、あらかじめこの復調部に対し７でデータ信号速
度を指定しておかなくても受信信号のデータ信号速度を
識別することができるデータ信号速度識別回路を提供す
ることを目的とする。
本発明は、基本的に直交振幅変貌された信号を復調して
得られた複素ペーヌバンド信号を入力信号とし、変調周
波数の２分の１の周波数成分を除去する第一のフィルタ
と、前記入力信号の直流分を除去する第二のフィルタと
、前記第二のフィルタの出力と前記第一のフィルタの出
力の複素共役との複素乗算を行う複素乗算器と、前記複
素乗算器の出力の実部と虚部の積を求める乗算器と、前
記乗算器の出力レベルを判定する第一の判定回路と、前
記入力信号の実部と虚部の二乗和金求める二乗和回路と
前記二乗和回路の出力から直流分および変調周波数成分
を除去する第三フィルタと、前記第三のフィルタの出力
全整流する整流回路と、前記整流回路の出力レベルを判
定する第二の判定回路とによって構成されたことを特徴
とする。
得られた複素ペーヌバンド信号を入力信号とし、変調周
波数の２分の１の周波数成分を除去する第一のフィルタ
と、前記入力信号の直流分を除去する第二のフィルタと
、前記第二のフィルタの出力と前記第一のフィルタの出
力の複素共役との複素乗算を行う複素乗算器と、前記複
素乗算器の出力の実部と虚部の積を求める乗算器と、前
記乗算器の出力レベルを判定する第一の判定回路と、前
記入力信号の実部と虚部の二乗和金求める二乗和回路と
前記二乗和回路の出力から直流分および変調周波数成分
を除去する第三フィルタと、前記第三のフィルタの出力
全整流する整流回路と、前記整流回路の出力レベルを判
定する第二の判定回路とによって構成されたことを特徴
とする。
一般にＣ０ＩＴＴ勧告ｖ、２９ではデータ伝送を開始す
る前にユーザーデータに先だってターンオンシーケンス
を送出することか定められている。第１図にそのターン
オンシーケンスを説明する。ａは第一セグメント、ｂは
第二セグメント、Ｃは第三セグメント、ｄは第四セグメ
ント、ｅはユーザーデータである。この中で第二セグメ
ントｂはＡＢＡＢ・・・・・・という繰返し信号で１２
８シンボルの長さがあるが、その送信データ点は振幅−
位相平面で表すと第２図のようになる。すなわち、デー
タ速度９６００ｂｉｔ／日θＣのときＡとＢ （９６）
の繰返しであり、７２００ｂ１ｔ／８θＣの場合はＡと
Ｂ （７２） 、４８００ｂｉｔ／θｅｃの場合はＡと
Ｂ （４８）の繰返しである。
る前にユーザーデータに先だってターンオンシーケンス
を送出することか定められている。第１図にそのターン
オンシーケンスを説明する。ａは第一セグメント、ｂは
第二セグメント、Ｃは第三セグメント、ｄは第四セグメ
ント、ｅはユーザーデータである。この中で第二セグメ
ントｂはＡＢＡＢ・・・・・・という繰返し信号で１２
８シンボルの長さがあるが、その送信データ点は振幅−
位相平面で表すと第２図のようになる。すなわち、デー
タ速度９６００ｂｉｔ／日θＣのときＡとＢ （９６）
の繰返しであり、７２００ｂ１ｔ／８θＣの場合はＡと
Ｂ （７２） 、４８００ｂｉｔ／θｅｃの場合はＡと
Ｂ （４８）の繰返しである。
モデムの復調部はターンオンシーケンスの第二セグメン
）１）でＡＧＯ（自動利得制御）回路のセットアツプ等
を行い第三セグメントＣでデータ速度に応じた自動等止
器の調整等を行うため、第二セグメン）１）の部分でデ
ータ速度の識別ができれば正常な復調動作を行うことが
可能である。
）１）でＡＧＯ（自動利得制御）回路のセットアツプ等
を行い第三セグメントＣでデータ速度に応じた自動等止
器の調整等を行うため、第二セグメン）１）の部分でデ
ータ速度の識別ができれば正常な復調動作を行うことが
可能である。
第３図は本発明の一実施例データ信号速度識別回路のブ
ロック構成図である。受信信号を二軸同期検波した複素
ベースバンド信号が加えられる入力端子１には、第４図
に示すような周波数特性をもち変調周波数の２分の１の
周波数成分（以下ナイキスト成分と略称する）を除去す
る第一のフィルタ２が接続される。また前記入力端子ｌ
には、第５図に示すような周波数特性をもち直流分を除
去する第二のフィルタ３が接続される。前記第一のフィ
ルタ２と前記第二のフィルタ３とは、前記第一のフィル
タ２の出力の複素共役と前記第二のフィルタ３の出力と
の複素乗算を行う複素乗算器４が接続される。前記複素
乗算器４には、その出力の実部と虚部との積を求める乗
算器５が接続される。前記乗算器５には、その出力を平
滑化し、ある定まった閾値αとの大小関係を判定する第
一判定回路６が接続される。前記第一判定回路６は出力
端子１１に接続される。
ロック構成図である。受信信号を二軸同期検波した複素
ベースバンド信号が加えられる入力端子１には、第４図
に示すような周波数特性をもち変調周波数の２分の１の
周波数成分（以下ナイキスト成分と略称する）を除去す
る第一のフィルタ２が接続される。また前記入力端子ｌ
には、第５図に示すような周波数特性をもち直流分を除
去する第二のフィルタ３が接続される。前記第一のフィ
ルタ２と前記第二のフィルタ３とは、前記第一のフィル
タ２の出力の複素共役と前記第二のフィルタ３の出力と
の複素乗算を行う複素乗算器４が接続される。前記複素
乗算器４には、その出力の実部と虚部との積を求める乗
算器５が接続される。前記乗算器５には、その出力を平
滑化し、ある定まった閾値αとの大小関係を判定する第
一判定回路６が接続される。前記第一判定回路６は出力
端子１１に接続される。
また、前記入力端子ＩＫは、その入力信号の実部と虚部
の二乗和を求める二乗和回路７が接続される。前記二乗
和回路７には、第６図に示すような周波数特性をもち、
前記二乗和回路７の出力の直流分と変調周波数成分を除
去する第三のフィルタ８が接続される。前記第三のフィ
ルタ８には、その出力を整流する整流回路９が接続され
る。前記整流回路には、その出力を平滑化し、ある定ま
った閾値βとの大小関係を判定する第二判定回路１０が
接続される。前記第二判定回路１０は出力端子１２に接
続される。第６図で信号が複素数の部分は二重線で示す
。
の二乗和を求める二乗和回路７が接続される。前記二乗
和回路７には、第６図に示すような周波数特性をもち、
前記二乗和回路７の出力の直流分と変調周波数成分を除
去する第三のフィルタ８が接続される。前記第三のフィ
ルタ８には、その出力を整流する整流回路９が接続され
る。前記整流回路には、その出力を平滑化し、ある定ま
った閾値βとの大小関係を判定する第二判定回路１０が
接続される。前記第二判定回路１０は出力端子１２に接
続される。第６図で信号が複素数の部分は二重線で示す
。
このような構成のデータ信号速度識別回路の動作を説明
する。受信信号がデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅ
ｃのターンオンシーケンスの場合に、第二セグメントｂ
′ｆ：二軸同期検波した複素ベースバンド信号は像幅−
位相平面で観ると第７図に示すようになる。ただし回線
の歪みはないものとし、説明のために復調キャリアによ
る位相ずれもないものとする４つ第７図に示す信号が入
力端子ｌに印加されると、第一のフィルタ２の出力はナ
イキスト成分が除去されるため第８図に示すような直流
となる。１だ、第二のフィルタ３の出力は直流分が除去
されるため第９図に示すようになる。ここで、複素乗算
器４によって第一のフィルタ２の出力の襟章共役と第二
のフィルタ３の出力の複素乗算を行うと第１０図に示す
ようになる。
する。受信信号がデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅ
ｃのターンオンシーケンスの場合に、第二セグメントｂ
′ｆ：二軸同期検波した複素ベースバンド信号は像幅−
位相平面で観ると第７図に示すようになる。ただし回線
の歪みはないものとし、説明のために復調キャリアによ
る位相ずれもないものとする４つ第７図に示す信号が入
力端子ｌに印加されると、第一のフィルタ２の出力はナ
イキスト成分が除去されるため第８図に示すような直流
となる。１だ、第二のフィルタ３の出力は直流分が除去
されるため第９図に示すようになる。ここで、複素乗算
器４によって第一のフィルタ２の出力の襟章共役と第二
のフィルタ３の出力の複素乗算を行うと第１０図に示す
ようになる。
一方、受信信号がデータ信号速度７２００ｂ１ｔ／θθ
Ｃの場合には、入力端子ｌは第１１図に示すような信号
となり第一のフィルタ２および第二のフィルタ３の出力
はそれぞれ第１２図および第１３図に示すようになり複
素乗算器４の出力は第１４図に示すようになる。したが
って、第１０図と第１４図から複素乗算器４の出力はデ
ータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅａの場合には、振幅
−位相平面のｖ４＜１象限と第３象限に信号が存在し、
データ信号速度７２０［］ｂｉｔ／ｓｅｃの場合には、
同じく第２象限と第４象限に信号成分のあることが分る
。そこで、乗算器５の出力は９ＳＯＯｂｉ ｔ／ｓｅｃ
のとき正の信号となり、７２００ｂ１ｔ／８θＣのとき
伯の信号となるため判定回路６０閾値αを例えば「０」
にすれば、データ信号速度９６００ｂｉｔ／ｅｅｃと７
２００ｂｉｔ／ｓｅｅとの識別が容易に行える。
Ｃの場合には、入力端子ｌは第１１図に示すような信号
となり第一のフィルタ２および第二のフィルタ３の出力
はそれぞれ第１２図および第１３図に示すようになり複
素乗算器４の出力は第１４図に示すようになる。したが
って、第１０図と第１４図から複素乗算器４の出力はデ
ータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅａの場合には、振幅
−位相平面のｖ４＜１象限と第３象限に信号が存在し、
データ信号速度７２０［］ｂｉｔ／ｓｅｃの場合には、
同じく第２象限と第４象限に信号成分のあることが分る
。そこで、乗算器５の出力は９ＳＯＯｂｉ ｔ／ｓｅｃ
のとき正の信号となり、７２００ｂ１ｔ／８θＣのとき
伯の信号となるため判定回路６０閾値αを例えば「０」
にすれば、データ信号速度９６００ｂｉｔ／ｅｅｃと７
２００ｂｉｔ／ｓｅｅとの識別が容易に行える。
実際には、回線の歪み等のために、例えば第１０図は第
１５図のようになるが、第一の判定回路６で平均化する
ことにより十分に識別可能である。
１５図のようになるが、第一の判定回路６で平均化する
ことにより十分に識別可能である。
次にデータ信号速度４８００ｂｉｔ／ｓｅｃの識別につ
いて述べる。９６００ｂｉｔ／ｓｅａおよび７２００
ｂｉ ｔ／Ｓｅａの第二セダメン）ｂのデータ点が第２
図に示すようにＡとＢ （９６）、Ｂ （７２）でその
振幅値が異なるのに比べて４８００ｂｉｔ／ｓｅａの場
合はＡとＢ （４Ｂ）の振幅値が等しいので、この点か
ら識別が可能である。まず、二乗和回路７の出力は、デ
ータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅｃおよび７２００ｂ
ｉｔ／ｓｅｃの第二セグメントｂが入力端子１に印加さ
れると、第１６図に示すようになる。一方、データ信号
速度４８００ｂｉｔ／８１３０の場合は第１７図に示す
ようになる。第１６図からデータ信号速度９６００ｂｉ
ｔｌ：／８θＯおよび７２００’ｂｉｔ／ｓｅａのとき
には、二乗和回路７の出力は直流分、変調周波数成分お
よびナイキスト成分により構成されていることが分る。
いて述べる。９６００ｂｉｔ／ｓｅａおよび７２００
ｂｉ ｔ／Ｓｅａの第二セダメン）ｂのデータ点が第２
図に示すようにＡとＢ （９６）、Ｂ （７２）でその
振幅値が異なるのに比べて４８００ｂｉｔ／ｓｅａの場
合はＡとＢ （４Ｂ）の振幅値が等しいので、この点か
ら識別が可能である。まず、二乗和回路７の出力は、デ
ータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅｃおよび７２００ｂ
ｉｔ／ｓｅｃの第二セグメントｂが入力端子１に印加さ
れると、第１６図に示すようになる。一方、データ信号
速度４８００ｂｉｔ／８１３０の場合は第１７図に示す
ようになる。第１６図からデータ信号速度９６００ｂｉ
ｔｌ：／８θＯおよび７２００’ｂｉｔ／ｓｅａのとき
には、二乗和回路７の出力は直流分、変調周波数成分お
よびナイキスト成分により構成されていることが分る。
またデータ信号速度４８００ｂｉｔ／ｓｅｃのときには
、第１７図に示すように直流分と変調周波数成分から構
成されている。したがって、第三のフィルタ８の出力は
、直流分と変調周波数成分が除去されるので、データ信
号速度４８００ｂｔｔ／θｅｃのとき「０」となる。一
方、９６００ｂｉｔ／ｓｅｃおよび７２００ｂｉｔ／ｓ
ｅｃの場合は第１８図に示すような出力が得られる。整
流回路９で整流し判定回路ＩＯで平滑化後、適当な閾値
βと比較すれば、データ信号速度４８００ｂｉｔ／Ｂθ
Ｃを識別することができる。
、第１７図に示すように直流分と変調周波数成分から構
成されている。したがって、第三のフィルタ８の出力は
、直流分と変調周波数成分が除去されるので、データ信
号速度４８００ｂｔｔ／θｅｃのとき「０」となる。一
方、９６００ｂｉｔ／ｓｅｃおよび７２００ｂｉｔ／ｓ
ｅｃの場合は第１８図に示すような出力が得られる。整
流回路９で整流し判定回路ＩＯで平滑化後、適当な閾値
βと比較すれば、データ信号速度４８００ｂｉｔ／Ｂθ
Ｃを識別することができる。
第１９図は、第３図で入力端子１に印加される複素ベー
スバンド信号が４．８ｋＨ＋で標本化された離散値信号
である場合についての一実施例を示すブロック構成図で
ある。第１９図で１３は１標本化分の遅延を表す。また
、１４は加算器、１５は乗算器であり１６およヒ１７は
コンパレータである。ｒｌ δは定数で平滑化回路の時
定数である。コンパレータ１６および１７は、入力信号
がそれぞれ閾値αおよびβより大きいとき「１」を出力
し、それぞれ閾値αおよびβより小さいとき「０」を出
力するように設定すれば受信信号がデータ信号速度９６
００ｂｉｔ／ｓｅａのときＫは、端子１１は「１」に端
子１２は「１」になる。またデータ速度７２００ｂｉｔ
／ｓθＣの場合には、出力端子ｌ】は「０」に出力端子
１２は「１」となる。
スバンド信号が４．８ｋＨ＋で標本化された離散値信号
である場合についての一実施例を示すブロック構成図で
ある。第１９図で１３は１標本化分の遅延を表す。また
、１４は加算器、１５は乗算器であり１６およヒ１７は
コンパレータである。ｒｌ δは定数で平滑化回路の時
定数である。コンパレータ１６および１７は、入力信号
がそれぞれ閾値αおよびβより大きいとき「１」を出力
し、それぞれ閾値αおよびβより小さいとき「０」を出
力するように設定すれば受信信号がデータ信号速度９６
００ｂｉｔ／ｓｅａのときＫは、端子１１は「１」に端
子１２は「１」になる。またデータ速度７２００ｂｉｔ
／ｓθＣの場合には、出力端子ｌ】は「０」に出力端子
１２は「１」となる。
またデータ信号速度４８００ｂｉｔ／ｓｅｃの場合には
、出尖端子１２が「０」となる。ただし、出力端子１１
゜１２に上記のよう々信号が得られるのはターンオンシ
ーケンスのセグメン）ｂが入力端子１に入力されたとき
である。したがって、モデムの復調部では第二セグメン
トｂを受信したときに出力端子１１および１２の出力信
号レベルによりデータ信号速度の識別を行うことができ
る。
、出尖端子１２が「０」となる。ただし、出力端子１１
゜１２に上記のよう々信号が得られるのはターンオンシ
ーケンスのセグメン）ｂが入力端子１に入力されたとき
である。したがって、モデムの復調部では第二セグメン
トｂを受信したときに出力端子１１および１２の出力信
号レベルによりデータ信号速度の識別を行うことができ
る。
以上説明したように、本発明の回路によれば、■、２９
に準拠したモデムの復調部においてターンオンシーケン
スの第二セグメン）１）から受信信号のデータ信号速度
を識別できるため、モデムの復調部に対するデータ信号
速度の指定を外部から行う必要がなくなり、データ伝送
に先だって送信側と受信側のデータ信号速度を一致させ
るための手順が不要になる優れた効果がある。
に準拠したモデムの復調部においてターンオンシーケン
スの第二セグメン）１）から受信信号のデータ信号速度
を識別できるため、モデムの復調部に対するデータ信号
速度の指定を外部から行う必要がなくなり、データ伝送
に先だって送信側と受信側のデータ信号速度を一致させ
るための手順が不要になる優れた効果がある。
第１図は０ＯＩＴＴ勧告ｖ、２９のターンオンシーケン
ス図。 第２図は第１図すで示される部分における送信データ点
配置図。 第３図は本発明一実施例データ信号速度識別回路のブロ
ック構成図。 第４図は第３図の第一のフィルタの周波数特性を示す図
。 第５図は第３図の第二のフィルタの周波数特性を示す図
。 第６図は第３図の第三のフィルタの周波数特性を示す図
。 第７図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓθＣの場合
の第５図入力端子の入力信号波形図。 第８図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅａの場合
の第３図第一のフィルタの出力信号波形図。 第９図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓθＣの場合
の第６図第二のフィルタの出力信号波形図。 第１０図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓθＣの場
合の第３図複素乗算器の出力信号波形図。 第１１図はデータ信号速度７２００ｂｉｔ／βｅａの場
合の第６図入力端子の入力信号波形図。 第１２図はデータ信号速度７２００ｂｉｔ／ｓｅｃの場
合の第３図第一のフィルタの出力信号波形図。 第１３図はデータ信号速度７２００ｂｉｔ／８θＣの場
合の第３図第二のフィルタの出力信号波形図。 第１４図はデータ信号速度７２００ｂｉｔ／ｓθＣの場
合の第３図複素乗算器の出力信号波形図。 第１５図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅｃで回
線の歪み等がある場合第３図乗算器の出力信号波形図、 第１６図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅａおよ
び７２００ｂｉｔ／ｓθＣの場合の第５図入力端子にお
ける信号波形図。 第１７図はデータ信号速度４８００ｂｉｔ／ｓθＣの場
合の第３図入力端子における信号波形図。 第１８図はデータ信号速度９６００’ｂｉｔ／ｓｅｃお
よび７２００ｂｉｔ／ｓｅａの場合の第３図フィルタの
出力信号波形図。 第１９図は本発明−実施例第３図で入力端子に印加され
る複素ベーヌバンド信号が４．８ｋＨｚで標本化された
離散値信号である場合のデータ速度識別回路のブロック
構成図。 １・・・入力端子、２・・・第一のフィルタ、３・・・
第二のフィルタ、４・・・複素乗算器、５・・・乗算器
、６・・・第一の判定回路、７・・・二乗和回路、８・
・・第三のフィルタ、９・・・整流回路、ｌＯ・・・第
二の判定回路、１１．１２・・・出力端子。 特許出願人 日本電気株式会社 代理人 弁理士井出 直孝 第７ 図 第８図 第１１ 回 、￥１１２図 第１５ 図 ３１６ ［ｆｆｌ 蔦１８ ａ
ス図。 第２図は第１図すで示される部分における送信データ点
配置図。 第３図は本発明一実施例データ信号速度識別回路のブロ
ック構成図。 第４図は第３図の第一のフィルタの周波数特性を示す図
。 第５図は第３図の第二のフィルタの周波数特性を示す図
。 第６図は第３図の第三のフィルタの周波数特性を示す図
。 第７図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓθＣの場合
の第５図入力端子の入力信号波形図。 第８図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅａの場合
の第３図第一のフィルタの出力信号波形図。 第９図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓθＣの場合
の第６図第二のフィルタの出力信号波形図。 第１０図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓθＣの場
合の第３図複素乗算器の出力信号波形図。 第１１図はデータ信号速度７２００ｂｉｔ／βｅａの場
合の第６図入力端子の入力信号波形図。 第１２図はデータ信号速度７２００ｂｉｔ／ｓｅｃの場
合の第３図第一のフィルタの出力信号波形図。 第１３図はデータ信号速度７２００ｂｉｔ／８θＣの場
合の第３図第二のフィルタの出力信号波形図。 第１４図はデータ信号速度７２００ｂｉｔ／ｓθＣの場
合の第３図複素乗算器の出力信号波形図。 第１５図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅｃで回
線の歪み等がある場合第３図乗算器の出力信号波形図、 第１６図はデータ信号速度９６００ｂｉｔ／ｓｅａおよ
び７２００ｂｉｔ／ｓθＣの場合の第５図入力端子にお
ける信号波形図。 第１７図はデータ信号速度４８００ｂｉｔ／ｓθＣの場
合の第３図入力端子における信号波形図。 第１８図はデータ信号速度９６００’ｂｉｔ／ｓｅｃお
よび７２００ｂｉｔ／ｓｅａの場合の第３図フィルタの
出力信号波形図。 第１９図は本発明−実施例第３図で入力端子に印加され
る複素ベーヌバンド信号が４．８ｋＨｚで標本化された
離散値信号である場合のデータ速度識別回路のブロック
構成図。 １・・・入力端子、２・・・第一のフィルタ、３・・・
第二のフィルタ、４・・・複素乗算器、５・・・乗算器
、６・・・第一の判定回路、７・・・二乗和回路、８・
・・第三のフィルタ、９・・・整流回路、ｌＯ・・・第
二の判定回路、１１．１２・・・出力端子。 特許出願人 日本電気株式会社 代理人 弁理士井出 直孝 第７ 図 第８図 第１１ 回 、￥１１２図 第１５ 図 ３１６ ［ｆｆｌ 蔦１８ ａ
Claims (1)
- （１）直交振幅変調された信号を復調して得られた複素
ベースバンド信号を入力信号とし、この人力信号の変調
周波数の２分の１の周波数成分を除去する第一のフィル
タと、 前記入力信号の直流分を除去する第二のフィルタと、 前記第二のフィルタの出力と前記第一のフィルタの出力
の複素共役との複素乗算を行う複素乗算器と、 前記複素乗算器の出力の実部と虚部との積を求める乗算
器と、 前記乗算器の出方レベルを判定する第一の判定回路と、 前記入力信号の実部と虚部の二乗和を求める二乗和回路
と、 前記二乗和回路の出力から直流分および変調周波数成分
を除去する第三のフィルタと、前記第三のフィルタの出
力を整流する整流回路と、 前記整流回路の出力レベルを判定する第二の判定回路と を備えたことを特徴とするデータ変復調装置のデータ信
号速度識別回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58083279A JPS59207769A (ja) | 1983-05-11 | 1983-05-11 | デ−タ変復調装置のデ−タ信号速度識別回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58083279A JPS59207769A (ja) | 1983-05-11 | 1983-05-11 | デ−タ変復調装置のデ−タ信号速度識別回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59207769A true JPS59207769A (ja) | 1984-11-24 |
Family
ID=13797920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58083279A Pending JPS59207769A (ja) | 1983-05-11 | 1983-05-11 | デ−タ変復調装置のデ−タ信号速度識別回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59207769A (ja) |
-
1983
- 1983-05-11 JP JP58083279A patent/JPS59207769A/ja active Pending
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