JPS59149517A - 電流制御装置 - Google Patents
電流制御装置Info
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- JPS59149517A JPS59149517A JP1611283A JP1611283A JPS59149517A JP S59149517 A JPS59149517 A JP S59149517A JP 1611283 A JP1611283 A JP 1611283A JP 1611283 A JP1611283 A JP 1611283A JP S59149517 A JPS59149517 A JP S59149517A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は直流制御装置に係り、特に変換回路の出力電流
が断続する動作モードに於ける電流応答の改善を計った
電流制御装置に関するものである。
が断続する動作モードに於ける電流応答の改善を計った
電流制御装置に関するものである。
自然転流形成力変換回路（以下、単に変換回路と称する
）で負荷に屯力を供給する場合、無負荷或いは軒負荷の
負荷状態に於いては負荷直流が断続することが多い。負
荷直流が断続する動作モード（以下断続モードと称する
）に於ける、変換回路を含めた負荷系（以下単に負荷系
と称する）の直流応答特性は、負荷電流が連続する動作
モード（以下連続モードと称する）に於ける負荷系の４
流応答特性とは異った特性を示す。通常運転は連続モー
ドによる機会が多゛〈、この為、上記負荷系の電流制御
装置は連続モードに於いて適正且つ所望の応答特性を得
るべく設計されることが殆んどである。しかし、上述の
様に両動作モードに於ける負荷系の直流応答特性が互い
に相異なる為、連続モード用に設計された直流制御装置
をそのまま用いて断続モードに於ける電流制御を行うと
、一般に電流応答が著しく遅くなるという欠点がある。
）で負荷に屯力を供給する場合、無負荷或いは軒負荷の
負荷状態に於いては負荷直流が断続することが多い。負
荷直流が断続する動作モード（以下断続モードと称する
）に於ける、変換回路を含めた負荷系（以下単に負荷系
と称する）の直流応答特性は、負荷電流が連続する動作
モード（以下連続モードと称する）に於ける負荷系の４
流応答特性とは異った特性を示す。通常運転は連続モー
ドによる機会が多゛〈、この為、上記負荷系の電流制御
装置は連続モードに於いて適正且つ所望の応答特性を得
るべく設計されることが殆んどである。しかし、上述の
様に両動作モードに於ける負荷系の直流応答特性が互い
に相異なる為、連続モード用に設計された直流制御装置
をそのまま用いて断続モードに於ける電流制御を行うと
、一般に電流応答が著しく遅くなるという欠点がある。
この断続モードに於ける上記負荷系と一ヒ記電流制御装
置より成る電流制御系の電流応答の遅れは従来該負荷系
の断続モードに於ける印加楊圧一平均通流亀流（平均負
荷直流）％性の非線形性に起因し、電流制御装置を設け
て直流フィードバックを施こした際に電流制御系の一巡
利得が低下する為とされてきた（公開特許公報昭５３−
７２１４５。
置より成る電流制御系の電流応答の遅れは従来該負荷系
の断続モードに於ける印加楊圧一平均通流亀流（平均負
荷直流）％性の非線形性に起因し、電流制御装置を設け
て直流フィードバックを施こした際に電流制御系の一巡
利得が低下する為とされてきた（公開特許公報昭５３−
７２１４５。
特許公報昭５６−３１６０６ ）、、この認識に基づ
いて、上記欠点を改善する方法として電流制御系のする
方法や、断続モードに於いて一巡利得を多段に切換え利
得の低下を補償する方法が用いられたウしかし一巡利得
の低下の程度は電流応答が断続モードの応答となる動作
領域（以下、断続領域と称する）に於いて一様ではなく
上記断続領域内の動作点に依存して大きく変化する為、
上記の方法による一巡利得の補償では上記の総ての動作
点に於いて適正な補償を施こす事は困難である。従って
上記の従来の方法では若干の特性改善は得られるものの
改善の程度は極めて不十分であると云う問題がある。
いて、上記欠点を改善する方法として電流制御系のする
方法や、断続モードに於いて一巡利得を多段に切換え利
得の低下を補償する方法が用いられたウしかし一巡利得
の低下の程度は電流応答が断続モードの応答となる動作
領域（以下、断続領域と称する）に於いて一様ではなく
上記断続領域内の動作点に依存して大きく変化する為、
上記の方法による一巡利得の補償では上記の総ての動作
点に於いて適正な補償を施こす事は困難である。従って
上記の従来の方法では若干の特性改善は得られるものの
改善の程度は極めて不十分であると云う問題がある。
本発明は従来技術に於ける上述の如き不都合を除去し、
断続モードの電流応答を断続領域内の総ての動作点に於
いて所望の応答が得られる様に高速化できる変換回路の
電流制御装置を提供することを目的とする。
断続モードの電流応答を断続領域内の総ての動作点に於
いて所望の応答が得られる様に高速化できる変換回路の
電流制御装置を提供することを目的とする。
本発明は負荷に成力を供給する変換回路と、前記負荷に
流れる直流に対応した直流検出信号を得る区流倹出回路
を具備し、電流基準信号に対応した負荷直流となる様に
制御する電流制御装置に於て、前記電流基準信号を入力
して所望の応答ｌ特性のモデル信号を出力する規範モデ
ル回路と、前記電流基準信号と前記モデル１言号と前記
電流検出信号を入力して前記モデル信号と前記戒流検出
信−号の信号偏差が零となる様に前記変換回路を制御す
る第１の制御信号を出力する適応制御回路を設は負荷電
流が断続しても所望の応答特性が得られる様にした屯流
制御装（ばてある。
流れる直流に対応した直流検出信号を得る区流倹出回路
を具備し、電流基準信号に対応した負荷直流となる様に
制御する電流制御装置に於て、前記電流基準信号を入力
して所望の応答ｌ特性のモデル信号を出力する規範モデ
ル回路と、前記電流基準信号と前記モデル１言号と前記
電流検出信号を入力して前記モデル信号と前記戒流検出
信−号の信号偏差が零となる様に前記変換回路を制御す
る第１の制御信号を出力する適応制御回路を設は負荷電
流が断続しても所望の応答特性が得られる様にした屯流
制御装（ばてある。
次に本発明が在脚するところの原理について述べる。先
ず、誘導性負荷に成力を供給する変換回路と該誘導性負
荷よりなる負荷系の電流応答特性について第１図のブロ
ック図を用いて説明する。
ず、誘導性負荷に成力を供給する変換回路と該誘導性負
荷よりなる負荷系の電流応答特性について第１図のブロ
ック図を用いて説明する。
第１図に於いては変換回路１が一次遅れの誘導性負荷２
に直流電圧ｇｎｃを印加する様に構成され、電圧指令値
ＥＲＥＦと直流電圧Ｂｎｃとの関係を線形化する為の逆
余弦関数器３が変換回路１の入力側に設けられ変換回路
１０位相制御素子への点弧角αを出力する。上記変換回
路１、誘導性９荷２及び逆余弦関数器３が負荷系４を構
成する。負荷系４の入力ＥＲＥ Ｆから出力である平均
負荷電流Ｉ ＡＶＶの伝達関数を、連続モードに於いて
Ｇｃ１断続モードに於いてＧｌ）とする。連続モードで
は、変換回路１と逆余弦関数器３の合成した伝達間ａは
一定ゲインとなるからＫｃと表わす。誘導性負荷２の伝
達関数ＧＴ、はインダクタンス値を１」、抵抗値をＲと
して Ｇ１．＝ □ ｔｌ）５−１−Ｒ となる。但しＳはラプラス演算子である。従って連続モ
ードでは周知の通り と六る。しかし断続モードに於いては従来がら指摘され
ている様に ＧＤキＧｃ （３）であ
る。第２図は負荷系４のＥＲＥＦ−ＩＡＶの特性の異形
的な例を示している。この特性は負荷の逆起電力ＶＢを
パラメータとして描いたもので、図中破線の右側が連続
モード領域、左側が断続モード領域である。この図は区
圧−電流特性図であるからグラフの傾き（曲線部では接
線の傾き）が負荷系４の等価的な抵抗を与える。連続モ
ードでは図示の通りこの等価抵抗は一定値となるが、断
続モード領域ではグラフが曲線となる為に一定値とはな
らず且つその値は連続モード頭載に於ける値よりも大き
い、、ｉ２）式を と変形すれば明らかな様に抵抗値の増加は伝達関数Ｋｃ
／Ｒ；’ｚるゲインの低下として［見れる。かくして、
負荷系４に混流Ｂ１１１ （１１１１ループを設けた場
合にも断続モードでは一巡ゲインが低ドシてしまうと従
来より考えられていた。この解釈は、（ＥＣとＧＤがゲ
インの違いはあるものの同じ一次遅れの構造を持つとい
う前提ＶＣＸ：Ｌつた上で成りフヒつものである。
に直流電圧ｇｎｃを印加する様に構成され、電圧指令値
ＥＲＥＦと直流電圧Ｂｎｃとの関係を線形化する為の逆
余弦関数器３が変換回路１の入力側に設けられ変換回路
１０位相制御素子への点弧角αを出力する。上記変換回
路１、誘導性９荷２及び逆余弦関数器３が負荷系４を構
成する。負荷系４の入力ＥＲＥ Ｆから出力である平均
負荷電流Ｉ ＡＶＶの伝達関数を、連続モードに於いて
Ｇｃ１断続モードに於いてＧｌ）とする。連続モードで
は、変換回路１と逆余弦関数器３の合成した伝達間ａは
一定ゲインとなるからＫｃと表わす。誘導性負荷２の伝
達関数ＧＴ、はインダクタンス値を１」、抵抗値をＲと
して Ｇ１．＝ □ ｔｌ）５−１−Ｒ となる。但しＳはラプラス演算子である。従って連続モ
ードでは周知の通り と六る。しかし断続モードに於いては従来がら指摘され
ている様に ＧＤキＧｃ （３）であ
る。第２図は負荷系４のＥＲＥＦ−ＩＡＶの特性の異形
的な例を示している。この特性は負荷の逆起電力ＶＢを
パラメータとして描いたもので、図中破線の右側が連続
モード領域、左側が断続モード領域である。この図は区
圧−電流特性図であるからグラフの傾き（曲線部では接
線の傾き）が負荷系４の等価的な抵抗を与える。連続モ
ードでは図示の通りこの等価抵抗は一定値となるが、断
続モード領域ではグラフが曲線となる為に一定値とはな
らず且つその値は連続モード頭載に於ける値よりも大き
い、、ｉ２）式を と変形すれば明らかな様に抵抗値の増加は伝達関数Ｋｃ
／Ｒ；’ｚるゲインの低下として［見れる。かくして、
負荷系４に混流Ｂ１１１ （１１１１ループを設けた場
合にも断続モードでは一巡ゲインが低ドシてしまうと従
来より考えられていた。この解釈は、（ＥＣとＧＤがゲ
インの違いはあるものの同じ一次遅れの構造を持つとい
う前提ＶＣＸ：Ｌつた上で成りフヒつものである。
しかし実際にはＧｃとＧＤはゲインの違いのみならずそ
の構造も異なるのである。第３図に断続モードに於ける
負荷電流波形を示すが、断続モードでは文字通り状態変
数である負荷電流が断続する。
の構造も異なるのである。第３図に断続モードに於ける
負荷電流波形を示すが、断続モードでは文字通り状態変
数である負荷電流が断続する。
従っていかなる直圧が印加されようとも、断続モードで
ある限り負荷電流は変換回路の点弧時点△て常に零から
立ち上がる。ｆ’ｌＪち点弧時点△を境にして状態変数
の伝播が断たれてしまう為、断続モードに於いて負荷系
４〃まダイナミックスを持たない。換言すれば成る４圧
（変換回路出力電圧）を印ノ用すると負荷電流は過渡現
象無しでその印加４圧に見合った波形を取って流れ、印
加成圧が一定である限り該波形も一定である。従って負
荷イ流平均１直も過渡現象無しで上記印加ｒ毬圧に見合
った値になるのである。一般に成る１圧を印加した時過
渡現象無しで負荷電流が定まるという事は、その負荷の
伝達関数が等価的に抵抗で表現される事を意味する。こ
の等価抵抗をＲｅｑとすると、負荷系４でｉｄ ＩＩ・
ｅｑは第２図の＃ｆｒ続モード領域でのグラフの接線の
ＩＩＪｉきで与えられる。図から明らかな様にＲｅｑは
動作点によ−って鴇なる値を取るから、結局ＧＤは、 となる。尚、上式中Ｂｅｑは等価抵抗Ｒ，ｅｑが動作点
に依存して変化することを表わしている。ところで、ル
圧成流間の伝達特性に過渡現象が無いという事は、負荷
系４の屯流を制御する場合、Ｆ”ｆｔ望の電流値に見合
った成用を印加すれば全く時間遅れ無しで希望通りに市
原を制御できる事を意味する。
ある限り負荷電流は変換回路の点弧時点△て常に零から
立ち上がる。ｆ’ｌＪち点弧時点△を境にして状態変数
の伝播が断たれてしまう為、断続モードに於いて負荷系
４〃まダイナミックスを持たない。換言すれば成る４圧
（変換回路出力電圧）を印ノ用すると負荷電流は過渡現
象無しでその印加４圧に見合った波形を取って流れ、印
加成圧が一定である限り該波形も一定である。従って負
荷イ流平均１直も過渡現象無しで上記印加ｒ毬圧に見合
った値になるのである。一般に成る１圧を印加した時過
渡現象無しで負荷電流が定まるという事は、その負荷の
伝達関数が等価的に抵抗で表現される事を意味する。こ
の等価抵抗をＲｅｑとすると、負荷系４でｉｄ ＩＩ・
ｅｑは第２図の＃ｆｒ続モード領域でのグラフの接線の
ＩＩＪｉきで与えられる。図から明らかな様にＲｅｑは
動作点によ−って鴇なる値を取るから、結局ＧＤは、 となる。尚、上式中Ｂｅｑは等価抵抗Ｒ，ｅｑが動作点
に依存して変化することを表わしている。ところで、ル
圧成流間の伝達特性に過渡現象が無いという事は、負荷
系４の屯流を制御する場合、Ｆ”ｆｔ望の電流値に見合
った成用を印加すれば全く時間遅れ無しで希望通りに市
原を制御できる事を意味する。
しかし、上記の所望の電流値に見合った疏圧の値は、上
述の如（Ｒｅｑが動作点に依存して変化する為簡単に求
める事はできない。負荷系４の稼動中に上記這圧値を求
めるには複雑な数式をオンラインで計算せねばならず、
他方稼動前に上記ｎ圧値を求めておくと、それ等の１程
圧値を記憶しておく為膨大な記憶容儀を必要とする。ま
た何らかの方法で上記の所望の電流値に見合った成圧の
値を求めて制御を行うと桶然過渡現象無しの応答特性が
得られるが、この応答特性は連続モードの応答特性とは
全く異なるものとなり実用上１は却って不都合となる事
が多い。
述の如（Ｒｅｑが動作点に依存して変化する為簡単に求
める事はできない。負荷系４の稼動中に上記這圧値を求
めるには複雑な数式をオンラインで計算せねばならず、
他方稼動前に上記ｎ圧値を求めておくと、それ等の１程
圧値を記憶しておく為膨大な記憶容儀を必要とする。ま
た何らかの方法で上記の所望の電流値に見合った成圧の
値を求めて制御を行うと桶然過渡現象無しの応答特性が
得られるが、この応答特性は連続モードの応答特性とは
全く異なるものとなり実用上１は却って不都合となる事
が多い。
そこで本発明では負荷系４の藏流制御を行う時断続モー
ドに於いては、適当な過渡特性を有する補償要素を挿入
して負荷系４にダイナミックスを持たせ、且つ所望の応
答特性を有する規範モデルを阜備し該規範モデルの出力
を負荷系４の出力である平均負荷電流が追従する様、動
作点の変化に伴うＲｅｑの変化に適応しながら制御を施
こす所謂モデル規範適応制御系を構成し、断続モードに
於いても連続モードに於けると同等の電流応答を得るこ
とが可能となる様に構成している。
ドに於いては、適当な過渡特性を有する補償要素を挿入
して負荷系４にダイナミックスを持たせ、且つ所望の応
答特性を有する規範モデルを阜備し該規範モデルの出力
を負荷系４の出力である平均負荷電流が追従する様、動
作点の変化に伴うＲｅｑの変化に適応しながら制御を施
こす所謂モデル規範適応制御系を構成し、断続モードに
於いても連続モードに於けると同等の電流応答を得るこ
とが可能となる様に構成している。
次にモデル規範適応制御の原理を、制御対象及び規範モ
デルが共に一次遅れ系で制御対象への入力に適応的補償
を加えて制御対象の出力が規範モデルの出力を追従する
機制御する場合について説明する。規範モデル及び制御
対象の伝達特性は各々下式で与えられる。
デルが共に一次遅れ系で制御対象への入力に適応的補償
を加えて制御対象の出力が規範モデルの出力を追従する
機制御する場合について説明する。規範モデル及び制御
対象の伝達特性は各々下式で与えられる。
規範モデル： Ｘ（ｋ＋１ ）＝［）Ｘ（ｋ）＋ｑｕ（
ｋ） （７）制御対象： Ｘ（ｋ＋１ ）＝Ｐ
（ｋ＋１ ）Ｘ（ｋｌ−１−ｑ （ｋ＋１ ）沓（ｋ）
（８）但し、Ｘ（ｋ）
、Ｉ” ＋ ｑ及びＸ（ｋ） 、 ｐ″（ｋ）、 ｑ
（ｋ）は規範モデル及び制御対象の各々出力（状態変数
）及びパラメータでＰ＝ｅ−Ｔ咋、ｑ−円４１β晴 Ｔ
ｓ はサンプリング周期、Ｔｃは制御対象の所望の時定
数である。
ｋ） （７）制御対象： Ｘ（ｋ＋１ ）＝Ｐ
（ｋ＋１ ）Ｘ（ｋｌ−１−ｑ （ｋ＋１ ）沓（ｋ）
（８）但し、Ｘ（ｋ）
、Ｉ” ＋ ｑ及びＸ（ｋ） 、 ｐ″（ｋ）、 ｑ
（ｋ）は規範モデル及び制御対象の各々出力（状態変数
）及びパラメータでＰ＝ｅ−Ｔ咋、ｑ−円４１β晴 Ｔ
ｓ はサンプリング周期、Ｔｃは制御対象の所望の時定
数である。
ｕ （ｋ３は入力指令であり、ｕ （ｋ）は下式で定め
られる適応補償が施こされた制御対象への入力である。
られる適応補償が施こされた制御対象への入力である。
Ｑｋ）＝−ｇｂ（ｋ＋１）Ｘ（ｋ）＋ｇｆ（ｋ＋１）１
１（ｋ） （９１適応動作は（９）式中のｇｂ（ｋ
＋１）及びｇｆ（ｋ＋１）を介してｕ （ｋｌにより実
施される。ｇｂ（ｋ＋１）及びｇｆ（ｋ＋１）は下式に
より与えられる。
１（ｋ） （９１適応動作は（９）式中のｇｂ（ｋ
＋１）及びｇｆ（ｋ＋１）を介してｕ （ｋｌにより実
施される。ｇｂ（ｋ＋１）及びｇｆ（ｋ＋１）は下式に
より与えられる。
凶１）−４−６ｇ ｂ（ｏ） ＋ｌ（１し
叩圧△ｇ ｆ（ｏ） （Ｉυ但し、ｇ
ｂｏ 、 ｇｆｏ は各々ｇｂ （ｋ＋１ ） ＋ ｇ
ｆ （ｋ＋ １ ）の初期に 値、Ｋｂ、Ｋｔ は定数、Δｇ咳０）、６ｇ ｆ（ｏ
３は 、Σ で表１＝１３ わされている離散値系に於ける積分の初期値である。ま
たε（＋＋１ ）は規範モデルと制御対象の出力Ｘと堂
との間の誤差を示し ｓ （ｋ＋１ ）＝Ｘ（ｋ＋１ ） −Ｘ（ｋ＋１ ）
ｌＪ２で定義され ε（ｋ＋１）＝βε（ｋ） ｕ３で
算定される。
ｂｏ 、 ｇｆｏ は各々ｇｂ （ｋ＋１ ） ＋ ｇ
ｆ （ｋ＋ １ ）の初期に 値、Ｋｂ、Ｋｔ は定数、Δｇ咳０）、６ｇ ｆ（ｏ
３は 、Σ で表１＝１３ わされている離散値系に於ける積分の初期値である。ま
たε（＋＋１ ）は規範モデルと制御対象の出力Ｘと堂
との間の誤差を示し ｓ （ｋ＋１ ）＝Ｘ（ｋ＋１ ） −Ｘ（ｋ＋１ ）
ｌＪ２で定義され ε（ｋ＋１）＝βε（ｋ） ｕ３で
算定される。
モデル規範適応制御に於ける制御動作の本質は１１０）
、 ｕｌ）式の各々右辺第２項に現れる誤差εと出力
Ｘ及び誤差εと入力Ｕとの積の積分によって、・９）式
で与えられる制御対象への入力Ｕに修正を加える点にあ
る。−ヒ記のεとＸ及びεとＵとの積はＵを減らすか増
やすかを決定し、これらの積の積分は追従が実現された
時、叩ち誤差εがＯとなった時にその時点でのｇｂ及び
ｇｌ’の値を保持する為に必要とされるのである。
、 ｕｌ）式の各々右辺第２項に現れる誤差εと出力
Ｘ及び誤差εと入力Ｕとの積の積分によって、・９）式
で与えられる制御対象への入力Ｕに修正を加える点にあ
る。−ヒ記のεとＸ及びεとＵとの積はＵを減らすか増
やすかを決定し、これらの積の積分は追従が実現された
時、叩ち誤差εがＯとなった時にその時点でのｇｂ及び
ｇｌ’の値を保持する為に必要とされるのである。
第４図は本発明による電流制御装置をサイリスタ変換器
で直流電動機（以下、ＤＣＭとする）を駆動する所謂サ
イリスタ・レオナードに適用し、電機子電流が断続する
動作モード（断続モード）に於ける電流応答の改善を計
る一実施例の構成図である。第４図に於いて交流６源５
より給電された交流電流はサイリスタ変換回路ＩＡによ
り整流され００Ｍ２Ａを駆動する。００Ｍ２Ａの電機子
電流Ｉは電流検出器６で検出され平均回路７により所定
の周期毎に平均される。この様にして得られる平均成機
子電流ｌ０ｔｌＴ と電流指令設定器８で設定される電
流指令値ＩＲＥＦは電流制御装置９に人力される。電流
制御装置９は前記制御原理に基づき後述するアルゴリズ
ムで電圧指令値ＥＲＥＦを逆余弦関数器３に与え、該逆
余弦関数器３はｔＥＦに対応した点弧角信号αを点弧制
御回路ｌＯに与える。点弧制御回路１０は点弧角信号α
に応じた位相で点弧パルスをサイリスタ変換回路ＩＡに
与える。尚電流指令設定器８は、α流指令値ＩＲＦ、Ｆ
が他の装置例えば速度制御装置の出力から与えられる時
には該速度制御装置によって置換される。
で直流電動機（以下、ＤＣＭとする）を駆動する所謂サ
イリスタ・レオナードに適用し、電機子電流が断続する
動作モード（断続モード）に於ける電流応答の改善を計
る一実施例の構成図である。第４図に於いて交流６源５
より給電された交流電流はサイリスタ変換回路ＩＡによ
り整流され００Ｍ２Ａを駆動する。００Ｍ２Ａの電機子
電流Ｉは電流検出器６で検出され平均回路７により所定
の周期毎に平均される。この様にして得られる平均成機
子電流ｌ０ｔｌＴ と電流指令設定器８で設定される電
流指令値ＩＲＥＦは電流制御装置９に人力される。電流
制御装置９は前記制御原理に基づき後述するアルゴリズ
ムで電圧指令値ＥＲＥＦを逆余弦関数器３に与え、該逆
余弦関数器３はｔＥＦに対応した点弧角信号αを点弧制
御回路ｌＯに与える。点弧制御回路１０は点弧角信号α
に応じた位相で点弧パルスをサイリスタ変換回路ＩＡに
与える。尚電流指令設定器８は、α流指令値ＩＲＦ、Ｆ
が他の装置例えば速度制御装置の出力から与えられる時
には該速度制御装置によって置換される。
第５図は第４図に示した本発明による電流制御装置９の
機能ブロック図を示ｔ６同図中第４図と同一の構成要素
には同一の記号を符す。断続モ−ドに於いては前述の理
由により逆余弦関数器３、点弧制御回路１０．ザイリス
タ変換回路ＩＡ及びＤＣＭ２Ａで構成される負荷系４Ａ
は信号伝達特性の点から見ると第５図に示した如く等価
的に可変抵抗素子Ｒｅｑで表わされる。電流指令設定器
８で与えられるＩｔｔＥｒは電流制御装＠９内の規範モ
デル９１及び適応制御器９２に各々入力される。規範モ
デル９１は所望の一次遅れの伝達特性を持つ回路要素で
、制御を加える周期だけ時間を遅らせて信号を伝達する
時間遅延要素９１Ａ及び前向きゲイン９１Ｂ、フィード
バックゲイン９１Ｃより成り、 ｌ０ＵＴ （ｋｌ１） −ｐＩＯＵＴ（ｋ） ＋ｑ Ｉ
ｒｕｒ、ｐ （ｋ） α→なる所望の応答特性を
示す出力１０ＵＴを出力する。
機能ブロック図を示ｔ６同図中第４図と同一の構成要素
には同一の記号を符す。断続モ−ドに於いては前述の理
由により逆余弦関数器３、点弧制御回路１０．ザイリス
タ変換回路ＩＡ及びＤＣＭ２Ａで構成される負荷系４Ａ
は信号伝達特性の点から見ると第５図に示した如く等価
的に可変抵抗素子Ｒｅｑで表わされる。電流指令設定器
８で与えられるＩｔｔＥｒは電流制御装＠９内の規範モ
デル９１及び適応制御器９２に各々入力される。規範モ
デル９１は所望の一次遅れの伝達特性を持つ回路要素で
、制御を加える周期だけ時間を遅らせて信号を伝達する
時間遅延要素９１Ａ及び前向きゲイン９１Ｂ、フィード
バックゲイン９１Ｃより成り、 ｌ０ＵＴ （ｋｌ１） −ｐＩＯＵＴ（ｋ） ＋ｑ Ｉ
ｒｕｒ、ｐ （ｋ） α→なる所望の応答特性を
示す出力１０ＵＴを出力する。
尚、ｑ→式は（７）式に対応するものである。他方適応
制御器９２は減算器９２Ａで規範モデル９１と負荷系４
Ａの各々出力Ｔ［１ｌＵＴ（ｋ）とｌ０ＵＴ （ｋ）と
の差（誤差）ε（ｋ）−Ｉｏｔ＋ｒ （ｋ） −ｌ０Ｕ
Ｔ （ｋ）を算出し、係数器９２Ｂで誤差推定値ε（ｋ
ｌ１） ε（ｋｌ１ ） ＝１）ε（ｋ）
（ｌυを求める。尚ｕｆ９式は（至）式に対応するもの
である。
制御器９２は減算器９２Ａで規範モデル９１と負荷系４
Ａの各々出力Ｔ［１ｌＵＴ（ｋ）とｌ０ＵＴ （ｋ）と
の差（誤差）ε（ｋ）−Ｉｏｔ＋ｒ （ｋ） −ｌ０Ｕ
Ｔ （ｋ）を算出し、係数器９２Ｂで誤差推定値ε（ｋ
ｌ１） ε（ｋｌ１ ） ＝１）ε（ｋ）
（ｌυを求める。尚ｕｆ９式は（至）式に対応するもの
である。
適応ゲイン算定部９２Ｃにはこのε（ｋｌ１）及びＩＲ
ＥＦ 、’ｉ’ＯＵＴが入力され、下式に基づき適応ゲ
インＧＢ及びＧＦが算定される。
ＥＦ 、’ｉ’ＯＵＴが入力され、下式に基づき適応ゲ
インＧＢ及びＧＦが算定される。
ＱＢ （ｋｌ１ ）司ｎ（ｋｌ）Ｋｎε（ｋｌｌ） ｌ
０ＵＴ（ｋ） ０８ＧＦ（ｋｌ１）＝ＧＦ（ｋ）
Ｉ−ＫＦε（ｋｌ１ ） ＩＲＥＦ （ｋ）
Ｑ？）尚ｔｍ 、 ａ７１式は谷々（ＩＱ＋ 、
Ｕυ式に対応するものである。
０ＵＴ（ｋ） ０８ＧＦ（ｋｌ１）＝ＧＦ（ｋ）
Ｉ−ＫＦε（ｋｌ１ ） ＩＲＥＦ （ｋ）
Ｑ？）尚ｔｍ 、 ａ７１式は谷々（ＩＱ＋ 、
Ｕυ式に対応するものである。
電流指令値ＩＲＥＦと負荷系出力１０ＵＴ及び上記の如
く算定されたＧＢ及びＧＦを用いて係数器９２Ｄ及び９
２Ｅにより適応電流指令値ＩＲＥＦが下式により算出さ
れる。
く算定されたＧＢ及びＧＦを用いて係数器９２Ｄ及び９
２Ｅにより適応電流指令値ＩＲＥＦが下式により算出さ
れる。
ＩｕＥｒ（ｋ）＝ ＧＢ（ｋｌ１）ＩＯＵＴ（ｋｌ−
＋ＧＦ（ｋｌ１）ＩＲＥＦ （至）尚（至）式は（９
）式に対応するものである。この様にし次遅れのダイナ
ミックスを付与すべく設けられた一次遅れ信号伝達要素
９２Ｆに入力される。−次遅れ信号伝達要素９２Ｆは規
範モデル９１と同様に時間遅延要素９２Ｆａ及び前向き
ゲイン９２Ｆｂ。
＋ＧＦ（ｋｌ１）ＩＲＥＦ （至）尚（至）式は（９
）式に対応するものである。この様にし次遅れのダイナ
ミックスを付与すべく設けられた一次遅れ信号伝達要素
９２Ｆに入力される。−次遅れ信号伝達要素９２Ｆは規
範モデル９１と同様に時間遅延要素９２Ｆａ及び前向き
ゲイン９２Ｆｂ。
フィードバックゲイン９２Ｆｃより成り、負荷系４Ａへ
の入力、詳しくは逆余弦関数器３への入力谷ＲＥＦを下
式の如く決定する。
の入力、詳しくは逆余弦関数器３への入力谷ＲＥＦを下
式の如く決定する。
宙Ｒ／ＲＦ （、に＋１ ）−δ鶏ＥＦ（ｋ）＋ｊ％Ｅ
ｐ（ｋ） θりこの（圧指令値”３ＲＥＦで駆動
すれば、ＤＣＭＺＡの電機子４流は所望の応答特性を持
つ規範モデルの出力■ｏＵＴを動作点の変化に伴う負荷
系の特性変化に適応しつつ追従できる。
ｐ（ｋ） θりこの（圧指令値”３ＲＥＦで駆動
すれば、ＤＣＭＺＡの電機子４流は所望の応答特性を持
つ規範モデルの出力■ｏＵＴを動作点の変化に伴う負荷
系の特性変化に適応しつつ追従できる。
尚規範モデル９１及び−次遅れ信号伝達要素９２■−は
離散値系に於ける一次遅れ信号伝達要素であり、一般に
第６図に示す如く連続系に於ける一次遅れ１４号伝達要
素の入力端及び出力側にサンプル・ホールド回路をつけ
加えることでも得られる。
離散値系に於ける一次遅れ信号伝達要素であり、一般に
第６図に示す如く連続系に於ける一次遅れ１４号伝達要
素の入力端及び出力側にサンプル・ホールド回路をつけ
加えることでも得られる。
また規範モデル９１の応答特性はｐ及びｑの値ヲ然るべ
く定めることにより所望の特性に設定できるが、この所
望のｌ特性を通常−次遅れ特性となる様設計される連続
モードに於ける電流制御系の応答特性と等しくなる補設
定すれば、断続、連続の動作モードに係わりなく見かけ
上はぼ同一の電流応答特性が得られる。
く定めることにより所望の特性に設定できるが、この所
望のｌ特性を通常−次遅れ特性となる様設計される連続
モードに於ける電流制御系の応答特性と等しくなる補設
定すれば、断続、連続の動作モードに係わりなく見かけ
上はぼ同一の電流応答特性が得られる。
他方−次遅れ信号伝達要素９２Ｆの応答特性はｐ及びｑ
の値を然るべく定めることにより任意に設定できるが、
この応答特性を規範モデルの応答特性と同じに設定する
と、異った設定をした場合に比べより良好な追従特性を
潜られることがある。
の値を然るべく定めることにより任意に設定できるが、
この応答特性を規範モデルの応答特性と同じに設定する
と、異った設定をした場合に比べより良好な追従特性を
潜られることがある。
また（４）、０９式で算定される適応ゲインＧＢ及びＧ
、に比例項を付加して Ｇｐ（ｋｌ１）＝ＧＦ（ｋｌ１）＋Ｋｐｐ ε（ｋｌ１
）ＩＲＥｐ（ｋ） Ｈとし・ Ｉ ＲＥＦを へ（ｋ）！ ＩＲＥＦ−−（）Ｂ（ｋｌ１）Ｉｏｕ１ａＯ＋Ｇｒ（ｋ
ｌ１）ＩＲＥｐ（ｋ） ＠とじてもよい。但し、Ｋ
ＢＰ ＋ Ｉ（ＦＰは各々定数である。
、に比例項を付加して Ｇｐ（ｋｌ１）＝ＧＦ（ｋｌ１）＋Ｋｐｐ ε（ｋｌ１
）ＩＲＥｐ（ｋ） Ｈとし・ Ｉ ＲＥＦを へ（ｋ）！ ＩＲＥＦ−−（）Ｂ（ｋｌ１）Ｉｏｕ１ａＯ＋Ｇｒ（ｋ
ｌ１）ＩＲＥｐ（ｋ） ＠とじてもよい。但し、Ｋ
ＢＰ ＋ Ｉ（ＦＰは各々定数である。
また、適応ゲインＧＢを介した帰還を省略してＩＲＥＦ
（ｋ）＝Ｇｐ（ｋｌ１）ＩｕＥｐ （ｋ）
翰或いは としてもよい、、し１式の場合はａＱ式に基づく演算が
不明となり、（ハ）式の場合は（イ）式に基づく演算が
不要となる。
（ｋ）＝Ｇｐ（ｋｌ１）ＩｕＥｐ （ｋ）
翰或いは としてもよい、、し１式の場合はａＱ式に基づく演算が
不明となり、（ハ）式の場合は（イ）式に基づく演算が
不要となる。
本発明の直流制御装置によれは、所望の伝達特性を有す
る一次遅れ溝造の規範モデルを備え、この規範モデルの
出力を動作点の変化に伴って変わる負荷系の応答特性に
適応しながら追従する様負荷系への入力を合成し、該人
力を負荷系に規範モデルと同じ一次遅れのダイナミック
スを付与する一次遅れ信号伝達要素を介して、負荷系に
加える様にしたので、変換回路の負荷電流が断続する動
作モードに於いて、負荷電流か所望の応答をするよう制
御できる。
る一次遅れ溝造の規範モデルを備え、この規範モデルの
出力を動作点の変化に伴って変わる負荷系の応答特性に
適応しながら追従する様負荷系への入力を合成し、該人
力を負荷系に規範モデルと同じ一次遅れのダイナミック
スを付与する一次遅れ信号伝達要素を介して、負荷系に
加える様にしたので、変換回路の負荷電流が断続する動
作モードに於いて、負荷電流か所望の応答をするよう制
御できる。
第１図は変換回路により負荷へ電力を供給する系の基本
ブロック構成図、第２図は第１図に示した系の電圧指令
値−平均負荷電流特性の倒置、第３図は第１図に示した
系の断続モードに於ける負荷４流波形の倒置、第４図は
本発明の実施例を示す構成図、第５図は第４図に示した
本発明による４流制御装置ｔ ９の機能ブロック図、第
６図は第５図中の離散値系−次遅れ信号伝達要素を連続
系−次遅れ信号伝達要素を用いて構成した他の実施例図
である。 １ 、 ＩＡ・・・変換回路 ２・・・ 誘導性負
荷２Ａ・・・ 直流屯動機 ３・・・ 必余弦関数器
４．４Ａ・・・負荷系 ５・・・ 交流電源６・
・・・ 電流検出器 ７・・・ 平均回路８・・・・
電流指令設定器９・・・ 直流制御装置１０・・・
点弧制御回路 １１・・・積分器１２・・・ 係数器 １３．１４・・・・サンプルホールド回路９１・・・
規範モデル ９２・・・適応制御器９２Ｃ・・適応ゲ
イン算定部 ９２Ｃ，Ｉ、 ９２ｅ；）・・・・乗算器９２Ｃｃ 、
９２Ｃｄ・・・・時間遅延要素９２Ｃｅ、９２Ｃｆ
−−係数器 （７３１７） 代理人 ｆＰ理士 則 近 憲 佑
（ほか１名）第１図 第２図 第３図 第４図 Ａ
ブロック構成図、第２図は第１図に示した系の電圧指令
値−平均負荷電流特性の倒置、第３図は第１図に示した
系の断続モードに於ける負荷４流波形の倒置、第４図は
本発明の実施例を示す構成図、第５図は第４図に示した
本発明による４流制御装置ｔ ９の機能ブロック図、第
６図は第５図中の離散値系−次遅れ信号伝達要素を連続
系−次遅れ信号伝達要素を用いて構成した他の実施例図
である。 １ 、 ＩＡ・・・変換回路 ２・・・ 誘導性負
荷２Ａ・・・ 直流屯動機 ３・・・ 必余弦関数器
４．４Ａ・・・負荷系 ５・・・ 交流電源６・
・・・ 電流検出器 ７・・・ 平均回路８・・・・
電流指令設定器９・・・ 直流制御装置１０・・・
点弧制御回路 １１・・・積分器１２・・・ 係数器 １３．１４・・・・サンプルホールド回路９１・・・
規範モデル ９２・・・適応制御器９２Ｃ・・適応ゲ
イン算定部 ９２Ｃ，Ｉ、 ９２ｅ；）・・・・乗算器９２Ｃｃ 、
９２Ｃｄ・・・・時間遅延要素９２Ｃｅ、９２Ｃｆ
−−係数器 （７３１７） 代理人 ｆＰ理士 則 近 憲 佑
（ほか１名）第１図 第２図 第３図 第４図 Ａ
Claims (4)
- （１）負荷に電力を供給する変換回路と、前記負荷に流
れる電流に対応した電流検出信号を得る電流検出回路を
具備し、電流基準信号に対応した負荷電流となる様に制
御する電流制御装置に於て、前記電流基準信号を入力し
て所望の応答特性のモデル信号を出力する規範モデル回
路と、前記電流基準信号と前記モデル信号と前記電流検
出信号を入力して前記モデル信号と前記電流検出信号の
信号偏差が零となる様に前記変換回路を制御する第１の
制御信号を出力する適応制御回路を設けたことを特徴と
する電流制御装置。 - （２） 前記適応制御回路を前記モデル信号と前記電
流検出信号との偏差信号を得る減算手段と、前記偏差信
号と前記電流基準信号に応じて定まる第２の制御信号を
出力する適応制御手段と、前記第２の制御信号に応じて
前記電流基準信号を増幅して出力する可変増幅手段と、
前記可変増幅手段の出力信号を入力して所望の応答特性
の前記第１の制御信号として出力する信号伝達手段で構
成した前記特許請求の範囲第１項記載の電流制御装置。 - （３）前記適応制御回路を前記モデル信号と前記電流検
出信号との偏差を第１の偏差信号として得る第１の減算
手段と、前記第１の偏差信号と前記電流基準信号に応じ
て定まる第２の制御信号を出力する第１の適応制御手段
と、前記第１の偏差信号と前記電流検出信号に応じて定
まる第３の制御信号を出力する第２の適応制御手段と、
前記第２の制御信号に応じて前記電流基準信号を増幅し
て出力する第１の可変増幅手段と、前記第３の制御１言
号に応じて前記電流検出信号を増幅して出力する第２の
可変増幅手段と、前記第１．第２の可変増幅手段の出力
信号の偏差を第２の偏差信号として得る第２の減算手段
と、前記＠２の偏差信号を入力して所望の応答特性の前
記第１の制御信号として出力する信号伝達手段で構成し
た前記特許請求の範囲第１項記載の電流制御装置。 - （４）前記規範モデル回路及び信号伝達手段の応答特性
を共に一次遅れ特性としたことを特徴とする特許 直流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1611283A JPS59149517A (ja) | 1983-02-04 | 1983-02-04 | 電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1611283A JPS59149517A (ja) | 1983-02-04 | 1983-02-04 | 電流制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59149517A true JPS59149517A (ja) | 1984-08-27 |
Family
ID=11907425
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1611283A Pending JPS59149517A (ja) | 1983-02-04 | 1983-02-04 | 電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59149517A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2020217445A1 (ja) * | 2019-04-26 | 2020-10-29 |
-
1983
- 1983-02-04 JP JP1611283A patent/JPS59149517A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2020217445A1 (ja) * | 2019-04-26 | 2020-10-29 |
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