JPS59141015A

JPS59141015A - 光信号出力形変位変換装置

Info

Publication number: JPS59141015A
Application number: JP58014314A
Authority: JP
Inventors: Eiichi Nabeta; 鍋田　栄一
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd; Fuji Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1983-01-31
Filing date: 1983-01-31
Publication date: 1984-08-13

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は機械的変位量を静電容量の変化に変えて光信号
出力として発生する光信号出力形変位変換装置に関する
。

一般に容量を検出する場合においては、電極間の誘電率
または浮遊容量の影響等によって検出結果に誤差が生じ
るという欠点を有している。そこで、上記のような影替
を受けないようにした容量検出方式が既に提案されてい
る。

第１図はこのような検出方式の原理を説明するための原
理図である。この第１図には、２つの固定電極ＥＬＦ間
に可動電極ＥＬｖが配置され、該可動電極ＢＬｖは圧力
等の物理量または機械量の変位に応じて図の左、右方向
に移動する。この場合、各電極間の容量ＣＡ１．ＣＡ２
は一方が増大すれば他方は減少する。つｔυ差動的に変
化する。ここで、各電極の面積Ｓ、電極間の誘電率をε
、可動電極ＥＬｖと固定電極ＢＬＦとの間隔をｄとし、
例えば図の点線で示される如く可動電極ＥＬｖがΔｄだ
け変位したときの容量ＣＡ１．　ＣＡ２はＣＡ１巳εＡ／（ｄ−Δｄ）ＣＡ２−εＡ／（ｄ−Δｄ）として求められる。こ＼で、これら容量の和および差を
考えると、ＣＡ１＋　ＣＡ２−６人・２ｄ／（ｄ２−（Δｄ）２）
ＣＡ、　−ＣＡ２　＝εＡ・２Δｄ／（ｄ２−（Δｄ）
りとなシ、シたがってその比をとると、（ＣＡ１−　ＣＡ２）／　（ＣＡ１＋　ＣＡ２）−Δｄ
／ｄが得られ、変位量Δｄを容量値（ＣＡ１−ＣＡ２　
）／（ＣＡ１＋　ＣＡ２　）によって求めることができ
る。

本発明は、このような原理に基づいて機械的変位量を静
電容量の変化に変換し、その後この静電容量を光信号に
変換して光信号出力を発生し得る光信号出力形変位変換
装置を提供することを目的とする。

このような目的は、本発明によれば、機械的変位に応じ
て容量値が差動的に変化する２つの測定コンデンサと、
この２つの測定コンデンサを充放電する回路と、前記２
つの測定コンデンサの充電電圧が所定値に達したことを
交互に検知してパルス信号を発生する検出回路と、この
検出回路によシ駆動される双安定回路と、この双安定回
路の一方の出力状態の際に所定パルス幅のパルス信号を
発生しかつ他方の出力状態の際にそのパルス信号のパル
ス幅とは異なるパルス幅のパルス信号全発生する単安定
回路と、この単安定回路の出力信号によυ駆動される発
光素子とから成ることを特徴、とする光信号出力形変位
変換装置によって達成される。

次に本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。

第２図は本発明の一実施例の回路図である。この第２図
において、Ｅは駆動ノ（ツテリであシ、この駆動バッチ
ＩＪ　Ｅには電界効果トランジスタＴ４、抵抗Ｒ１０＋
　Ｒ１□およびツェナーダイオードＺＤが直列に接続さ
れている。Ｔ５はトランジスタである。

これらの回路構成＊＊によって、電圧および電流が安定
化されて、以下で述べる回路構成要素に供給される。

ＣＡ、ＣＢは第１図にて説明した測定コンデンサで、そ
れぞれ抵抗Ｒ１ｙ　”２を介して充電されるＯＣＭｌは
接点Ａ、Ｂを有する０ＭＯ８タイプのスイッチで、接点
人はコンデンサＣＡに接続され、接点ＢはコンデンサＣ
Ｂに接続されている。ＱｌはＣＭＯＳタイプのＤフリッ
プフロ、プでオシ、スイッチＣＭｌの出力信号■ｌがク
ロックツ（ルス入力ＣＰに供給される。

このＤフリップフロップＱ１は、コンデンサＣＡ、ＣＢ
の充電電圧が所定の電圧レベル（スレツシエホールドレ
ベル）を超えたときに七ノ）され、所定の時定数（抵抗
Ｒ，によって決まる時定数）によって決まる一定時間後
にリセットされるように構成されている。なお、従来の
一般的なりフリップフロップを使用する場合には、その
前段にスレ、シュホールドレベルを判別するための特別
な回路（たとえばシュミット回路）が必要になるが、０
ＭＯ８タイプの７リツプフロツプを使用する場合には、
そのような回路を必要とせず、その切シ替わり電圧をそ
のままスレッシ−ホールド電圧として使用することがで
きる。しかして、フリ、プフロツプＱ１のＱ出力■２は
Ｄ７リツプ７０ツブＱ２のクロッ″　　クパルス入力Ｃ
Ｐに導かれると共に、抵抗Ｒ４１Ｒ５を介してトランジ
スタ’ｒ１．　’ｒ２を駆動するために使用される。こ
のトランジスタＴｌ、　’１”２はコンデンサＣＡ、Ｃ
ｎを放電させるだめのトランジスタである。フリップフ
ロ、プＱ２はフリップフロップＱ２の出力信号ｖ２によ
って双安定動作を行ない、この出力信号■３は前記ＣＭ
ＯＳスイッチＣＭ□　およびＣＭＯ８スイッチＣＭ２に
導かれる。

ＣＭＯＳスイッチＣＭ１およびＣＭＯＳスイッチ０Ｍ２
はこの実施例では実際には１）のＣＭＯＳスイッチｄ−
ら構成され、フリップフロップＱ２の出力信号ｖ３によ
って切替制御される。すなわち、この実施例では、フリ
ップフロップＱ２の出力信号■３がＨ”信号になってい
るときには、接点人およびＣカニ導通し、接点Ｂおよび
Ｄは遮断している。一方、フリップ７０ツブＱ２の出力
信号■３が”Ｌ″信号ときには、接点ＢおよびＤが導通
し、接点人およびＣは遮断する。

Ｑ３はフリップフロップＱ１の出力信号ｖ１　によって
駆動されるＤフリップ７０ツブで、この出力信号ｖ５は
抵抗Ｒ６ｔたはＲ７を介してコンデンサＣ□を充電する
と共に抵抗Ｒ８を介してトランジスタＴ３を制御する。

コンデンサＣ１はスイッチＣＭ２の接点Ｃを介して抵抗
Ｒ６に接続され、第１の充電回路を構成する。また、コ
ンデンサＣＩ　はスイッチＣＭ２の接点りを介して抵抗
Ｒ７に接続され、第２の充電回路を構成する。第１の充
電回路の充電時定数Ｒ６Ｃ１と第２の充電回路の充電時
定数Ｒ７Ｃ１とは異ならされている。スリップフロップ
Ｑ１および第１の充電回路と第２の充電回路から単安定
回路が構成されている。

トランジスタＴ３には抵抗Ｒ９を介して発光素ＬＢＤが
接続されており、トランジスタＴ３が導通すると、その
導通期間中発光素子ＬＥＤが発光する。

次に、第２図に示した実施例の動作について、第４図に
示した波形図を参照しながら説明する。

なお、本発明による実施例においては、コンデンサＣＡ
の測定モードと、コンデンサＣＢの測定モードとに分け
ておシ、両測定モードは交互に行なわれる。従って、ま
ず、コンデンサＣＡの測定モードについて説明し、つぎ
に、コンデンサＣＢ　の測定モードについて説明する。

コンデンサＣＡＩＩＩ定モード今、フリップフロップＱ１の出力信号■２によってトラ
ンジスタＴ１　ｒ　Ｔ２が導通し、コンデンサＣＡ、Ｃ
Ｂを放電させるとする。フリップフロップＱ１の出力信
号■２はフリップフロップＱ２にも与えられて、このフ
リップフロップＱ２のＱ出力をｑ目状態に転移させる。

その結果、出力信号ｖ３は１ＩＨＩＩ信号となシ、（第
３図ｖ３波形参照）　、　ＣＭＯＳスイッチＣＭ１．　
ＣＭ２の接点Ａ、Ｃは導通させられる。

一方・フリップフロップＱ□の出力信号■２は抵抗Ｒ，
を介してコンデンサＣ，にも与えられ、このコンデンサ
Ｃ２を充電する。コンデンサＣｆの充電電圧が所定値に
達すると、フリップフロップＱ１はクリアされ、その結
果フリップフロップＱ１　　からは第３図ｖ２の如き一
定幅（Ｔｃ）の出力パルスが得られる。その後、フリッ
プフロッグＱ□の出力信号ｖ２の消滅により、トランジ
スタ’ｒ１ｔ　Ｔ２が遮断され、コンデンサＣＡ、ＣＢ
が抵抗Ｒ１＋　”２を介して電位ｖｃによシ充電され始
める。このとき、ＣＭＯＳスイッチＣＭ□は接点Ａが導
通しているので、コンデンサＣＡの充電電圧が７リツプ
フロツプＱ１に導かれる。コンデンサＣＡの充電電圧す
なわちＣＭＯＳスイッチＣＭｌの出力信号ｖ１がＴＡ時
間経過後にフリップフロップＱｌのスレッシュホールド
電圧ＶＴを超えると、フリップフロップＱ１はセットさ
れ、その出力端子Ｑより出力信号■２が得られる。この
出力信号Ｖ２はフリップフル２プＱ２に与えられて、７
リツプフロツプＱ２を反転制御し、その出力信号Ｖ３を
ｌ’ｌ　Ｌ　ｎ信号状態にもたらす。

ところで、フリップフロップＱ２の出力信号Ｖ３のＨ”
信号によって、ＣＭＯＳスイッチＣＭ２の接点Ｃが導通
させられる旨述べた。このとき、フリップ７０ツブＱ２
の出力信号ｖ３をＨ”状態にしたらした７す、プフロッ
プＱ１の出力信号ｖ２はフリ、プ７０ツブＱ３にも与え
られておシ、この７リツプフロツプＱ３の出力信号■５
を″′Ｈ″状態にもたらす。それゆえ、コンデンサＣ１
が抵抗Ｒ６を介して充電される。コンデンサＣ１と抵抗
孔６との充電時定数によって決まる充電時間ＴＤ経過後
、コンデンサＣ１の充電電圧ｖ４が所定値に達すると、
スリップフロップＱ３はクリアされ、その結果、フリッ
プフロップＱ３からはＣＡ測定モードの際には第３図ｖ
５波形に示す如く、一定パルス幅（ＴＤ）の出力パルス
が得られる。このパルス幅ＴＤの出力パルスが発生して
間、トランジスタＴ３が導通し、発光素子ＬＥＤが発光
する。このようにして、ＣＡ測定モードは終了する。

ここで、コンデンサＣＡの充電電圧がスリップフロップ
Ｑｌのスレッシュホールド電圧ｖＴと等しくなったとき
の電圧を■□とすると、次式で表わされる。

従って、コンデンサＣＡの充電時間ＴＡ（第３図■。

参照）Ｌ次式で表わされる。

また、上記の時間Ｔｃも同様にして、次式で表わされる
。

なお、Ｒ（、Ｃ１の値は既知であるが、このＴ。は一定
値となる。しかして、７リツグフロツプＱ２の出力信号
Ｖ３のＯＮ期間（Ｈ”信号状態期間）は（ＴＡ　＋Ｔｃ
　）となる（第３図参照）。

コンデンサＣＢ測定モード前述のコンデンサＣＡ測定モードにおいて、フリップフ
ロップＱ１のセットによシ出力信号■２が発生し、それ
によりフリップフロップＱ２がＬ”信号に反転制御され
る旨述べた。その結果、ＣＭＯＳスイッチＣＭ１，０Ｍ
２の接点Ｂ、Ｄが導通する。一方、フリップフロップＱ
１の出力信号■２によってトランジスタＴ１．Ｔ２が導
通し、コンデンサｃＡ測定モードの際に充電されたコン
デンサｃＡ、ｃＢが放電させられる。また、前述４と同
様に、この出力信号■２によってコンデンサＣｆが抵抗
Ｒ７を介して充電される。コンデンサＣ，の充電電圧が
所定値に達すると、フリップフロップＱ□はクリアされ
、その結果、フリップフロップＱ１からは同様にｃＢ測
定モードにおいても第３図■２の如き一定則（Ｔｃ　）
の出力パルスが得られる。その後、フリップフロップＱ
１の出力信号ｖ２の消滅にょシ、トランジスタ’ｒ１１
　’ｒ２が遮断され、コンデンサＣＡ　ｔ　ｃＢが抵抗
Ｒ１＋　Ｑ２を介して電位■ｃによシ充電され始める。

このとき、ＣＭＯＳスイッチＣＭ□は接点Ｂが導通して
いるので、コンデンサＣＢの充電電圧が７リツプフロツ
プＱ□に導かれる。コンデンサＣＢの充電電圧すなわち
ＣＭＯＳスイ、チＣＭ１の出力信号■１が１８時間経過
後にフリップ７０ツブＱ１のスレッシュホールド電圧ｖ
Ｔを、超れると、フリップフロップＱ１はセットされ、
その出力端子Ｑよシ出力信号ｖ２が得られる。この出力
信号■２はフリップフロップＱ２に与えられて、フリッ
プフロップＱ２を反転制御し、その出力信号Ｖ３をＨ”
信号状態にもたらす。

ところで、フリップフロップＱ２の出力信号ｖ３のＬ”
信号によって、　ＣＭＯＳスイッチＣＭ２の接点りが導
通させられる旨述べた。このとき、フリップフロップＱ
２の出力信号Ｖ３を′Ｌ”状態にもたらしたフリップフ
ロップＱ１の出力信号■２はフリ、プ７０ツブＱ３にも
与えられておシ、この出力信号■５を’Ｈ”状態にもた
らす。それゆえ、コンデンサＣ１が抵抗Ｒ７を介して充
電される。コンデンサＣ□と抵抗Ｒ７との充電時定数に
よって決まる充電時間ＴＢ経過後、コンデン−！１Ｉ０
１の充電電圧■４が所定値に達すると、フリップフロッ
プＱ３　はクリアされ、その結果、フリップフロップＱ
３　からはＣＢ測定モードの際には第３図■９波形に示
す如く一定パルス幅（ＴＥ　）の出力パルスが得られる
。

このパルス幅ＴＥの出力パルスが発生している間、トラ
ンジスタＴ３が導通し、発光素子ＬｌｉＤが発光する。

このようにして、ＣＢ測定モードは終了する。

ここで、コンデンサＣＢの充電電圧がフリ、プフロップ
Ｑ１のスレ、シュホールド電圧■Ｔと等しくなったとき
の電圧をＶＢとすると、次式で表わされる。

従って、コンデンサＣＢの充電時間ＴＢ　（第３図ｖｌ
参照）は次式で表わされる。

なお、上記時間Ｔｃは第（３）式と同じに表わされる。

しかして、フリップフロップＱ２の出力信号■３のＯＦ
Ｆ期間（′Ｌ”信号状態期間）は（ＴＢ　＋Ｔｃ　）と
なる。（第３図参照）ことで、フリップフロップＱ２の出力信号ｖ３に２いて
、ＣＡ測定モード期間（ＴＡ＋　’Ｉ”Ｃ）とＣＢ測定
モード期間（ＴＢ　＋　ＴＣ）とから成るーサイクルに
対するＣＡ測定モード期間の比ＤＡとＣＢ測定モード期
間の比ＤＩｌについて着目する。以下、ＤＡを出力信号
ｖ３のＯＮデー−ティ比、ＤＢをＯＦＦデユーティ比と
呼ぶことにする。

ここで、ＤＡ、ＤＢの差りを形成する。

Ｄ替ＤＡ−ＤＢとすれば、第（８）式は第（１ｏ）式に変形できる。

Ａ−ＣＢＤ＝□ 几ｆＣＡ＋ＣＢ＋２−ｃｆＩｔ。

よって、この差りを受信側にて検出することにょこのよ
うに、７リツグフロツプ。２の出方信号Ｖ３に関して、
そのＯＮデユーティ比ＤＡおよびＯＦＦデユーティ比Ｄ
Ｂの差Ｄ１っまシ出カ信号Ｖ３のＯＮ係することがわか
った。本発明においては、この出力信号Ｖ３で直接トラ
ンジスタＴ３つまり発光素子ＬＢ［をＯＮ　、　ＯＦＦ
制御する代わシに、単安定回路を介してＯＮ　、　ＯＦ
Ｆ制御している。その理由は、出力信号■３のＯＮ期間
（Ｈ状態期間）の間中、発光素子ＬＥＤを点灯した場合
にはその消費電力が大きくなシ、損失が大きいからであ
る。そこで、本発明においては、単安定回路の短い出力
時間（ＴＤまだはＴＥ　）だけ発光素子ＬＥＤを点灯す
るようにし、しかも、出力信号■３が”Ｈ”信号状態（
ＯＮ期間）にあるのか”Ｌ”信号状態（ＯＦＦ期間）に
あるのか区別できるようにするために、単安定回路は出
力信号ｖ３が”Ｈ”信号状態の際にはパルス幅ＴＤのパ
ルスを発生し、”Ｌ”信号状態の際にはパルス幅ＴＫ　
（ＴＤ〜ＴＥ　）のパルスを発生するように工夫されて
いる。それゆえ、受信側では発光素子ＬＥＤの点灯から
次の点灯までの期間（ＴＡ”ＴＣ）または（Ｔｎ＋Ｔｃ
）を測定し、かつ発光素子ＬＥＤの点灯時間がＴＤまた
はＴＥであるかを検知して、この検知に基づいて期間（
ＴＡ”Ｔｃ）または（ＴＢ＋ＴＣ）がＣＡ測定モード期
間またはＣＢ測定モード期間であるかを判別する。この
ようにして、最終的には、受１ｉｌｉ側に１、出力信号
ｖ３の”Ｈ”信号状態期間およびＬ　１１信号状態に関
係した発光素子ＬＥＤの点灯に基づいて、機械的変位量
Δｄ／ｄ　　に関係ブる受信側にて、発光素子ＬＥＤの
点灯時間かパルス幅ＴＤのパルス信号なのかパルスＩ［
ＴＥのパルス信号なのか判別するのは、たとえば次のよ
うにして行なうことかできる。たとえは、パルス幅ＴＤ
は１００μＳ１パルス幅ＴＥは５０μｓに設定袋れたと
する。

その場合には、発光素子ＬＥＤが点灯してから、たとえ
は７５μｓ後に、発光素子ＬＥＤがまだ点灯しているか
つま、Ｄ”Ｈ”状態であるか、既に消灯したかつまシ″
Ｌ′”状態であるかを検知し、点灯していたらパルス幅
ＴＤのパルスであり、消幻していたらパルス幅ＴＥのパ
ルスであると識別する。

なお、パルス幅ＴＤ　＋　ＴＥは次式で表わされる。

第４図は本発明の他の実施例の回路図である。

第２図の実施例においては、フリップフロップＱ３の出
力信号ｖ５にパルス幅ＴＤ　＋　ＴＫＯパルスを発生さ
せるために、１個のコンデンサＣ１を使用していた。こ
の実施例においては、２個のコンデンサＣ２，Ｃ３を使
用して同じ機能を得ようとするものである。このだめに
、ＣＭＯＳスイッチ０Ｍ３が付加されている。このスイ
ッチＣＭ３はフリップフロップＱ２の出力信号ｖ３によ
って駆動され、そのＨ”信号状態のときに接点Ｅが導通
し、６Ｌ”信号状態のときに接点Ｆが導通する。第４図
において、第２図と同じ機能を有する部分には同一符号
が付されておυ、従ってその動作も上述の説明から容易
に理解出来るので、省略する。なお、抵抗几。。

コンデｙｔＣ２によってパルス幅ＴＤが得られ、抵抗Ｒ
７，コンデンサＣ３によってパルス幅ＴＥが得られる。

第２図および第４図の実施例においでは、コンデンサＣ
１，Ｃ２，Ｃ３の充電は抵抗几６．Ｒ７を介して行なわ
れ、また放電は出力信号■５が”Ｌ”状態になったとき
に抵抗ａ６．　Ｒ７を介して行なわれる。

従って、充電および放電は同じ抵抗を介して行なわれて
いる。

第５囚の実施例は本発明のさらに他の実施例である。こ
の第５図において、第４図の実施例と同一機能を有する
部分には同一符号が付されてい−る。

しかして、この第５図の実施例においては、コンデンサ
Ｃ２，Ｃ３の充電は抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して行なわれる
が、放電は抵抗Ｒ１２，Ｒ□３を介して行なわれるよう
になさねでいる。このだめに、フリ。

プフロップＱ２の出力信号ｖ３によって制御されるＣＭ
ＯＳスイッチＣＭ４が設けられ、出力信号ｖ３の６Ｈ”
状態の際には接点Ｇ、Ｊが導通し、”Ｌ″状態際には接
点Ｈ，Ｉが導通するようになされている。

しかも、抵抗Ｒ６＋　”７はフリップフロップＱ３　　
の出力端子Ｑではなく、直接トランジスタＴ５に接続さ
れている。

第６図は本発明のさらに異なる他の実施例である。この
実施例においては、パルス幅ＴＤのパルスを得るための
単安定マルチパイプレークＭＭＶ　１と、ノ（ルス幅Ｔ
Ｅのパルスを得るだめの単安定マルチバイブレータＭＭ
■２と、フリップフロップＱ２の出力信号ｖ３のＨ”、
Ｌ”状態に応じて単安定マルチバイブレークＭＭＶＩ　
、　ＭＭＶ２の出力パルスをトランジスタＴ３に導＜　
ＣＭＯＳスイッチＣＭ２とから成る単安定回路が設けら
れている。単安定マルチバイブレータＭＭＶＩ　、　Ｍ
ＭＶ２はノリツブフロップＱ１の出力信号Ｖ１によ・て
トリガーされる。

以上に説明したように、本発明によれば、機械的変位量
を静電容量の変化に変換し、さらに光信号に変換して発
信するようにしたので、受信側への伝送に際して外来ノ
イズの影響をあまシ受けない。さらに、双安定回路の出
力信号によって発光素子を制御するつまυパルス幅（Ｔ
Ａ＋ＴＣまたはＴＢ十ＴＣ）制御するのではなく、この
双安定回路の出力信号の状態を表わす単安定回路によっ
てパルス間隔制御（パルス幅ＴＤ＋　ＴＥ　）するよう
にしたので、発光素子ＩＪＤの消費電力を少なくすると
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は機械的変位量を容量変化に変換して検出する方
法を説明するだめの原理図、第２図は本発明の一実施例
の回路図、第３図はその動作を説明するための波形図、
第４図ないし第６図は本発明のそれぞれ異なる実施例の
回路図である。ＣＡ、ＣＢ・・測定コンデンサ、Ｑｌ　＋　Ｑ２　＋　
Ｑ３　・・・Ｄフリップフロッグ、ＣＭ１〜ＣＭ４・・
・ＣＭＯＳスイッチ、Ｔ１〜Ｔ５・・・トランジスタ、
ｃ１１ｃ２．ｃ３　・・・コンデンサ、Ｅ・・・バッテ
リ、ＩＤ・・発光素子、′ｆＬ１〜Ｒ□３・・・抵抗。

Claims

【特許請求の範囲】

１）機械的変位に応じて容量値が差動的に変化する２つ
の測定コンデンサと、この２つの測定コンデンサを充放
電する回路と、前記２つの測定コンデンサの充電電圧が
所定値に達したことを交互に検知してパルス信号を発生
する検出回路と、この検出回路によシ駆動される双安定
回路と、この双安定回路の一方の出力状態の際に所定パ
ルス幅のパルス信号を発生しかつ他方の出力状態の際に
そのパルス信号のパルス幅とは異なるパルス幅のパルス
信号を発生する単安定回路と、この単安定回路の出力信
号によシ駆動される発光素子とからなることを特徴とす
る光信号出力形変位変換装置。