JPS5895210A - 距離検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、カメラ等に用いる距離検出装置に関するもの
である。

いわゆるコンパクトカメラ等におけるオートフォーカス
（自動焦点調整）の測距方式としては外光を利用するパ
ッシブ方式による二重像合致方式が主流となっている。

しかしながら、このパッシブ方式による二重像合致方式
は、一方の像の他方の像に対する相対位置を変化させる
だめの可動ミラーを用いることが不可欠な要素となって
おり、この可動ミラーを用いることによる耐久性の低さ
、および二重像合致方式であるため被写体（測距対象）
のコントラスト情報により測距を行なっているので被写
体依存性が強く、コントラストの悪い被写体の測距や暗
いときの測距能力の低さといった問題点があった。また
、このような可動部をもつ方式は調整が複雑化し調整に
多くの手間を要するという欠点をもっている。

また、測距側の装置自体から光等を発するアクティブ方
式による三角測量方式を用いたものは、上述した被写体
依存性については改善されるものの、赤外光等の発光部
または受光部を回動させるなどの可動部を有するものは
やはり上述の耐久性の低さ、調整の複雑化等の問題は避
けられない。

これに対して、アクティブ方式による三角測量方式を用
いたもので、可動部のないものとして第１図に示すよう
なものがある。これは、発光部１から投射した赤外光等
の光を測距対象２　（２ａ、２ｂ。

２ｃ、２ｄ等）で反射させこの反射光が複数個例えば４
個の受光素子３ａ、　３ｂ、　３ｃ、　３ｄからなる受
光部３のどの受光素子で受光されたかによって測距対象
の距離を知るものである。

この方式は可動部もなく、耐久性、調整等の点でもほと
んど問題がないといえる。しかしながら、この場合は受
光部３が量子化されているため距離分解能がそれで制限
されてしまうという致命的な問題がある。例えば、第１
図のように４個の受光素子３ａ〜３ｄからなる受光部３
とした場合、仮に客受光素子３ａ〜３ｄの中間位置を含
めても７個のゾーンしかとることができず、誤差を考慮
すればこれよりもさらに分解能は悪くなると予想される
。

一方、アクティブ方式の一種として超音波を発射し測距
対象による反射波を受信し送受に要する時間から測距対
象の距離を測定する超音波方式があり、これは純電気的
な処理のみｊこよって測定するため処理は容易であるが
、高出力の発信が必要で大きな電源を必要とし、例えば
コンパクトカメラ等に用いられる電源では有効な超音波
の発信が困難である。また、超音波が測距対象以外の物
体にあたって測距精度が低下するのを防止するためには
指向性をよくする必要があるが、そのだめには超音波の
送受信面の面積を大きくし々ければならず、この点もコ
ンパクトカメラ等１こは大きな問題となる。

これに対して、さほど大きな電力を要せず調整も容易、
耐久性も良好でしかも高い距離分解能が得られるものと
して、次に述べるような距離検出装置が考えられる。

すなわち、この距離検出装置は、測距対象にパルス光を
投射する光源と、前記測距対象による前記パルス光の反
射光スポットが結像される個所に設けられ前記光源との
視差に基づく前記測距対象の距離に応じた入射スポット
の位置を前記距離の変化による位置変化方向について連
続的に検出し検出位置に応じた相互電流比を有する第１
および第２の電流出力を得る半導体装置検出器（以下ｒ
ＰｓＤＪと略称する）と、とのＰＳＤの前記第１の電流
出力を受は前記パルス光による前記第１の電流出力の変
動分を対数変換して出力する第１の検出回路と、前記Ｐ
ＳＤの前記第２の電流出力□を受は前記パルス光による
前記第２の電流出力の変動分を対数変換して出力する第
２の検出回路と、これら第１および第２の検出回路から
出力された対数変換された前記第１および第２の電流出
力の変動分の差をとって距離検出信号を得る差分検出回
路とを具備したものである。

この距離検出装置の一例について第２図〜第６図を参照
して詳細に沙門する。

第２図において、４はパルス発光器である。このパルス
発光器４としては眼に見えないこととＰＳＤ５の感度の
点から赤外光を発生するものが望ましい。パルス発光器
４から発したパルス光は投光レンズ６を通して測距対象
である被写体７（７ａ、７ｂ、７ｃ等）に投射される。

被写体７で反射されたパ火ス光すなわち反射光は受光レ
ンズ８を介して前記ＰＳＤ５に入射結像される。このＰ
ｓＤ５はイオン注入技術を用いて製造された一次元の連
続的な位置分解能を有するプレナー型のＰＩＮフォトダ
イオードであり’ｐｏｓｉｔｉｏｎ　５ｅｎｓｉｔｉｖ
ｅｄｅｔｅｃｔｏｒｓ　　’と称されるものである。こ
の種の素子としては一次元タイブと二次元タイプとがあ
るが、要は一次元の位置検出を行なえばよいのでいずれ
のタイプでもよい。図示のようｌこ被写体７の位置７ａ
に対してＰＳＤ５の５ａ、７ｂに対して５ｂ、・・・無
限遠に対して５ｄの位置にそれぞれ反射光スポットが結
像される。このＰＳＤ５は光スポットの入射位置を２つ
の電流出力の割合から知ることができるものであり、′
例えば第３図（ａ）のようにＰＳＤ５の受光面の中央位
置Ｓ１に光スポットが入射した場合２つの電流出力■Ｌ
、とＩＬ２の割合はＩ　Ｌ＋　／　Ｉ　Ｌ２−１となシ
、同図（ｂ）のような位置Ｓ２に入射した場合はＩＬ、
／ＩＩ、２＝２、同図（Ｃ）のような位置Ｓ３に入射し
た場合■Ｌ４　／　Ｉ　Ｌｚ＝１／２となる。

令弟２図において、投光レンズ６と受光レンズ８との間
の距離つまり基線長をｔとし、受光レンズ８からＰＳＤ
５までの距離をｆ１投光レンズ６から被写体７までの距
離をＴ１それに対するＰＳＤ５上の光スポットの無限遠
に対応する位置５ｄからの距離をＰとすれば −Ａ Ｔ＝□　・・・・・・・・・・・・　（１）が成立する
。ＰＳＤ５に結像された光スポットの位置がＰＳＤ５か
ら得られ、る２つの電流出力の割合に対応していること
から、これら２つの電流出力から被写体距離Ｔの情報を
得ることができる。

ここで、被写体距離ＴとＰＳＤ５の検出電流比ＴＬＩ／
ＩＬ２との関係を求めてみると、ＰＳＤ５の全長を単位
長（つまり−）とすれば、ＩＬ。

Ｔ・Ｉ　Ｉ４　＋Ｔ　Ｉ、、：　ｆ・！　・・・・・・
・・・・・・（２）より、 Ｌｚ −（１＋！−）ｆ−ｚ　　（ｚ＝ＩＬ＋／ＩＬ２’ｌ・
・・　・（３） ■ となり、第４図に示すようなｙ＝→にの関係であること
かわかる。

ところで、真暗な場所における測距であれば問題はない
が、一般の写真撮影時等にはパルス発光器４によるパル
ス光よりもはるかに高い光量の定常光が存在するため前
記パルス光の反射光の抽出ができなくなってしまう。そ
こでこの場合ＰＳＤ５の第１の電流出力を受ける第１の
検出回路９およびＰＳＤ５の第２の電流出力を受ける第
２の検出回路１０により定常光の影響を除去し、パルス
光の反射光のみによる光電流の変動分をそれぞれ対数変
換して抽出し差分検出回路１１でこれらの差を取ってＰ
ＳＤ５の第１と第２の電流出力の電流比に対応する距離
検出信号を出力するようにしている。

第５図にＰＳＤ５と第１、第２の検出回路１０．１１の
検出ヘッド部の一例を示す。

第５図ではＰＳＤ５を等価回路で示しており、５−１は
表面抵抗、５−２は並列抵抗、５−３は接合容量、５−
４は理想ダイオード、５−５は電流源である。ＰＳＤ５
から発生した光電流ＩＬ＋およびＩＬ２はそれぞれ対数
変換トランジスタＴｒ１と演算増幅器ＯＡ＋および対数
変換トランジスタＴｒ２と演算増幅器ＯＡ２からなる対
数変換部ＬＡ＋およびＬＡｚで対数変換され次のような
出力ＶＬ、およびｖＬ２として出力される。

（但し、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子
）電荷、■Ｓ；トランジスタ’ｐｒ１．Ｔｒ２のエミッ
タ飽和電流である。） このように対数変換を行なう理由は、ダイナミックレン
ジを広くとれるようにするためと、単に差をとることに
よって容易に両出力の割合を算出できるようにするため
である。

次に、このようにして得られた対数変換出力ＶＬ。

ＶＬ２から定常光による影響を除去するための回路を含
む検出回路の一例の構成を第６図に示す。

第６図はＰＳＤｓの第１の電流出力ＩＬｉおよび第２の
電流出力■Ｌ２のいずれに対しても設けられるが、ここ
では一方の■Ｌ１側の第１の検出回路９のみを示す。■
Ｌ２側についてもこれと全く同様の構成を有する第２の
検出回路１ｏが設けられる。

第６図において、定常状態において定常光電流ＴＬ１ｒ
がトランジスタＴｒｌに流れるがトランジスタＴｒ３に
もトランジスタＴｒ４を介して同じ電流が流れる。この
とき、スイッチＳＷＩは閉じており、演算増幅器ＯＡ　
３にはボルテージフォロワを構成する演算増幅器ＯＡ４
、トランジスタＴｒｓ、Ｔｒ４を介してフィードバック
がかかっているから図示Ａ点の電位はｖｂなる電圧の与
えられている図示Ｂ点の電位に固定されている。

次にパルス発光器４によりパルス光を発生させると同時
にスイッチＳＷＩを開く。このとき、トランジスタ’ｌ
’ｒ４のベース電位はコンデンサｃ１により上記定常状
態のときと等しい値に保持されており、定常光電流■Ｌ
１ｒが依然としてトランジスタＴｒ４からトランジスタ
Ｔｒ３に供給されたままとなる。そして、パルス光の反
射光をとらえた光電流■Ｌｌの変動分△■Ｌｌはダイオ
ードＤＩを介してＢ点からトランジスタＴｒ３に供給さ
れる。よって、Ａ点の電位Ｖａ１は、 （但し、この場合のＩｓはダイオードＤ１の逆方向電流
である。） となる。こうして、光電流■ＬＩの変動分へ■Ｌ１のみ
を抽出することができる乞このＶａ、と同、様の光電流
■Ｌ２’の変動分Δ■Ｌ２に対応するＶａ２がＰＳＤ５
の第２の光電流出力■Ｌ２側の第２の検出回路１０で求
められるから、差分検出回路１１でこレラの差をとるこ
とによって となり、パルス光の反射光による光電流の割合のみが求
められる。

このような構成とすれば、パルス光による光電流の変動
分のみを検出して測距を行なうことができる。

しかしながら上述の第６図に示した構成の第１の検出回
路は、理想的な状態では特に問題はないが、トランジス
タＴｒ４として用いているＰＮＰトランジスタのコレク
ターエミッタ間電圧Ｖｃｅ−コレクター電流■ｃ特性は
第７図に示すようにＶａｎが△Ｖだけ変化すると■ｃも
図示△■のようにわずかながら変化する。したがって、
例えば定常状態でｖｂの電位をｏＶとしパルス発光時に
前記ＰＮＰ　トランジスタＴｒ４のコレクタ電圧Ｖｃが
一２Ｖまで下ったとすれば、ｖＯＥの変化分は２Ｖとな
り、■ｃの変動は相当大きな値となる。この現像は定常
光の光量が多ければ多いほど問題が大きくなる。

そこで本発明者は先にこのような問題に対処したものと
して次のよう々構成の距離検出装置を提案した。（特願
昭５６−６９９９５　　号）すなわち、ＰＳＤ出力から
パルス光による変動分のみを対剪変換するだめの第１お
よび第２の検出回路を、それぞれ、入力電流信号がコレ
クタに供給される対数圧縮用の第１のトランジスタと、
この第１のトランジスタのコレクタが反転入力端に接続
されエミッタが出力端に接続された第１の演算増幅器と
、この第１の演算増幅器の出力端にエミッタが接続され
た第２のトランジスタと、この第２のトランジスタのコ
レクタが反転入力端に接続された第２の演算増幅器と、
この第２の演算増幅器の出力電圧を制御電圧としこの電
圧に応じて前記第２のトランジスタのコレクタに電流供
給を行なう電流供給回路と、この電流供給回路に対する
前記制御電圧をホールドするコンデンサと、前記光源の
・ミルス光受光時にのみ前記第２の演算増幅器の出力か
ら前記入力電流信号の変動分に対応する電流を前記第２
のトランジスタのコレクタに供給しその電流値の対数に
対応する電圧降下を生ずるダイオードまたは第３のトラ
ンジスタとを備え、前記第２の演算増幅器の出力端から
検出出力をとり出す構成とすることにより上述したトラ
ンジスタの特性に絡む不具合を除去し高安定化を図った
ものである。

第８図にこのような距離検出装置の一具体例における要
部である第１および第２の検出回路の構成を示す。なお
、第１および第２の検出回路（９）、００）は全く同様
に構成されるため、ここでは第１の検出回路（９）の構
成のみを示している。

第８図に示すように、ＰＳＤ５の第１の電流出力ＩＬ＋
は対数圧縮トランジスタＴｒｌと演算増幅器ＯＡＩから
なる対数変換部Ｌ　Ａ　１の対数圧縮トランジスタＴｒ
１を通して対数変換され（４）式に示ｋＴ　　　ＩＬＩ したＶＬ、＝−一・ハ丁なる出力となる。前配電流ＩＬ
＋と同じ電流はＮ−ＭＯ８ＦＥＴ　（ＮチャンネルＭＯ
８電界効果型トランジスタ）ＦＴ＋を通して電源＋Ｖｃ
ｃから流れ、伸長トランジスタ″ｒｒ３によって伸長さ
れる。このとき、トランジスタＴｒ３のベース電位をト
ランジスタＴｒｌのベース電位よシも約６０ｍＶ高くす
れば１０倍の伸長電流が得られ、また、トランジスタＴ
ｒ３のエミツ煩積をトランジスタＴｒｌの２倍にすれば
２倍の伸長電流が得られることになる。ここでは、特に
伸長していたい（１倍伸長）ものとして説明する。

そして、定常状態ではスイッチＳＷ２は閉じ、スイッチ
ＳＷ３は開いている。したがってＮ　−ＭＯ５ＦＥＴ　
ＦＴ＋のソース電位は、演算増幅器０．Ａ５に帰還がか
かっているため該演算増幅器、ＯＡ５の非反転入力端の
電位ｖｃに固定されている。

次にパルス光が射出されると同時にスイッチＳＷ２を開
き、スイッチＳＷ３を閉じる。定常光入射時にコンデン
サＣ２に蓄積された電荷によってＮ　−ＭＯＳＦＥＴ　
ＦＴ＋のゲート電位が固定されているため、定常光電流
ＩＬＩｒ分はとのＦＥＴ　　ＰＴ＋によってトランジス
タＴｒ３に供給される。パルス光による電流変化分△Ｉ
Ｌ＋はダイオードＤ２を通して演算増幅器ＯＡ　ｓ−か
ら供給される。このときｉ算増幅器ＯＡｓはダイオード
Ｄ２を介してのループで帰還がかかっているためＦＥＴ
　　ＦＴ＋のゲートーソース間電圧ＶＣ）Ｓ　は変化し
ない。この状態を演算増幅器ＯＡｓの出力端から導出し
た出力ｖＯについて検討すれば第９図のように変化する
ことがわかる。

つまり定常状態では Ｖｏ＋　＝Ｖｃ＋ＶＧ８　　　（ＩＤ＝ＩＬｓ）−・−
４８）であり、パルス光が送受されると、 Ｔ Ｖｏｌ＝Ｖｃ＋　　ｊ７１（△ＩＩ４／ｌ５）−・＝・
＝（９）（但し、ＩＳ！ｄダイオードＤ２の逆方向電流
であるｅ） になることがわかる。

ＰＳＤ５の第２の電流出力ＩＬ２側にも全く同様に構成
された第２の検出回路（１０）がありその出力をＶｏ２
とする。

このようにして得られた出力Ｖｏ＋　とＶＯ２は例えば
第１０図に示すような構成の差分検出回路Ｏこ与えられ
る。第１０図において信号ＶＯ＋とＶｏ２は差動増幅器
として構成された演算増幅器ＯＡ６に導かれて次のよう
な電圧信号ＶＤＯを得る。

ＶＤＯ＝ＶＯ＋　　−ＶＯ２ こうして距離に対応する電流比が電圧値ＶＤｏとして得
られることになる。この電圧ＶＤｏは例えば第１０図に
示したサンプルスイッチＳＷ４、ホールディングコンデ
ン廿Ｃ３およびバッファとしてのボルテージフォロワを
構成する演算増幅器ＯＡ７からなるサンプル−ホールド
回路部ＳＨによってノ々ルス光の発光期間中にサンプル
アンドホールドすればよいが、例えば発光素子として発
光ダイオード等を用いる場合には接合部の温度上昇によ
り発光効率が大幅に低下するため発光直後にサンプリン
グする方がよい結果が得ら、れる。この発光直後にサン
プリングする方式は周囲光源に電源の周期成分（脈動光
成分）がのるような場合にも有効である。

サンプリングされた出力は距離に比例した電圧を有して
いる“ので、そのｆま距離信号として利用して自動焦点
調整制御や表示等に用いてもよく、またコンパレータ等
を用い適宜なるレベル毎に複数の距離ゾーンに分割した
信号に変換して用いてもよい。

このようにして、定常光の影響を効果的にしかも安定に
除去することができ、高精度の測距が可能となる。

しかしながらこのような構成では第８図に示すようにＳ
Ｗ２．ＳＷ３なる２個のアナログスイッチを設は定常状
態とパルス発光状態とで回路を切換えパルス光に対する
検出信号を抽出するようにしているため、アナログスイ
ッチを適切なタイミングで駆動するのが容易でなく、特
に上記構成をＩＣ（集積回路）化回路に置き換えた場合
、２個のアナログスイッチの適切なタイミングでの駆動
が困難になり、しかも発振等が生じがちになるなど不安
定要素が増し回路の充分かも定性が得られなくなるた′
め、ＩＣ化が困難であるという問題があった。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、比較
的簡単な回路構成を用いて回路の不安定要素を除去しＩ
Ｃ化等に際しても充分な安定性の得られる距離検出装置
を提供することを目的としている。

すなわち、本発明の特徴とするところは、ＰＳＤ出力か
らパルス光による変動分のみを対数変換するだめの第１
および第２の検出回路をそれぞれ、入力電流信号がエミ
ッタに供給される第１のトランジスタと、この第１のト
ランジスタのエミッタが反転入力端に接続されペースが
出力端に接続された第１の演算増幅器と、前記第１のト
ランジスタのコレクタＺこコレクタまたはドレインが接
続された第２のトランジスタと、この第２のトランジス
タのコレクタ捷たはドレインが非反転入力端に接続され
ベースまたはゲートが出力端に接続されるとともに反転
入力端に予定の電圧が与えられた第２の演算増幅器と、
前記第２のトランジスタのコレクタまたはドレインにベ
ースが接続さ、れた第３のトランジスタと、前記第２の
トランジスタのペースまたはゲートとエミッタまたはソ
ースとの間に接続された充分な容量のコンデンサと、前
記第３のトランジスタのコレクタ電流を検出し前記差分
検出回路に与える電流検出回路とを具備する構成とし、
アナログスイッチによる切換え等を要し々いてパルス光
に対する成分のみを抽出するようにしたことにある。

以下、このような本発明の一実施例につき図面を参照し
ながら説明する。

第１１図に本発明の一実施例の基本回路の構成を概略的
に示す。第１１図において第２図、第１０図と同様の部
分には同符号を付して示しており、第２の検出回路１０
は第１の検出回路９と同様の構成であるので省略して示
している。

ＰＳＤ５は両出力端子の電位を揃える必要があることか
ら両出力端子はそれぞれ第１および第２の検出回路９，
１０の演算増幅器ＯＡ［ｌ　、　ＯＡ９１こ接続されて
おり、該ＰＳＤ５の基準電位端には第１の基準電位Ｅ］
が与えられている。ＰＳＤ５の出力端子に反転入力端が
接続された演算増幅器０ＡＪＩの非反転入力端には第２
の基準電位Ｅ２が与えられており、この演算増幅器ＯＡ
８の出力端はエミッタが該演算増幅器ＯＡ８の反転入力
端に接続されたトランジスタＴｒｓのベースに接続され
ている。トランジスタ’Ｉ’ｒ６のコレクタは、エミッ
タが襞通されたトランジスタＴｒ７のコレクタに接続さ
れている。トランジスタＴｒ７のペース−エミッタ間に
並列に充分な容量を有するコンデンサＣ３が接続されて
いる。トランジスタＴｒ７のコレクタは、エミッタが接
地されたトランジスタ’ｆｒＢのペースに接続されてい
る。トランジスタＴｒ８のペースは演算増幅器０ＡＩＯ
の非反転入力端に接続されており、この演算増幅器０Ａ
ｌｏの出力端はトランジスタＴｒ７のベースに接続され
ている。

そして演算増幅器ＯＡ＋ｏの反転入力端には基準電位Ｅ
３が与えられている。トランジスタＴｒ８のコレクタは
、図示極性のダイオードＤ３を介して電源Ｖｃｃに接続
されるとともに、エミッタが電源Ｖ　ｃ　ｃにそしてコ
レクタが図示極性のダイオードＤ４を介して接地された
トランジスタＴｒ９のベースに接続され、この部分全体
でいわゆるカレントミラー回路を構成している。トラン
ジスタＴｒ９とダイオードＤ４の接続点から取り出した
出力は差分検出回路１１の演算増幅器ＯＡ６の反転入力
端に与えられている。演算増幅器ＯＡ　ｓの非反転入力
端には第２の検出回路１０の同様の個所から取り出した
出力が与えられるとともに基準電位Ｅ４が与えられてい
る。

次にこのような構成における動作（・こついて述べる。

ＰＳＤ５から出力された光電流は、トランジスタＴｒｓ
を通ってトランジスタＴｒ７に流れる。

この時トランジスタＴｒ７０ベース電位（エミッターベ
ース間電圧ＶＢＥ＋）は光電流’［Ｌに対して ■ＢＥｌニー！／ｎ　１Ｌ／■Ｓ・・・・・・・（１１
）（但し、■Ｓ：トランジスタＴｒ７のエミッタ飽和電
流である。） で表わされる電位となる。まだ、この時トランジスタＴ
ｒ８のベース、エミッタ電位は演算増幅器ＯＡ＋ｏを介
して基準電位Ｅ３に固定されており、このトランジスタ
’ｌ’ｒｇのコレクターエミッタ間には、 Ｉｂｊａｓ−Ｉｓ　ｅｘｐ　（ＶＢ　Ｅ２　／＝）　−
（１２）（但し、■ｓ：トランジスタＴｒｇのエミッタ
飽和電流、ＶＢＥ２　：　）ランジスタＴｒ８のベース
ーエミッタ間電圧である。） なる電流が流れている。これは、カレントミラー回路を
介してダイオード’Ｄ４に流れることからダイオードＤ
４とトランジスタＴｒｇの接続点にはＶＢＥ２なる電位
が表われている。第２の検出回路１０も第１の検出回路
９と同様であるので差分検出回路１１の演算増幅器ＯＡ
ａの出力■。は定常状態では基準電位Ｅ４がそのままあ
られれる。

ここで、パルス光による光電流△ＩＬ＋がトランジスタ
’ｌ’ｒ６を流れると、トランジスタＴｒ７のベース電
位はコンデンサＣ３でホールドされているのでトランジ
スタＴｒｇのベースに流れ込む。

そして、トランジスタＴｒ８の電流増幅率をｈＦＥとす
れば、トランジスタＴｒｇのコレクタにはｈＦＥ・Δ■
Ｌｌなる電流が流れ、ひいてはこれがダイオードＤ４に
流れることになる。従って、ダイオードＤ４トトランジ
スタＴｒ９の接続点にはｈＦｇ・△■−に対応する電位
（ＶＢＥ２）が表われることになる。

ＰＳＤ５はすでに述べたように光スポットの入射する位
置によって両出力端から出る光電流の割合が異なり、こ
の光電流の割合（ＩＬＩ／ＴＬ２）の対数を縦軸に、距
離の逆数を横軸にとったものを第１２図に示す。

さて、パルス光入射時の演算増幅器ＯＡ６の出力ＶＯは
次式で表わされる。

Ｖｏ＝ゴ、ハリ］≧会勤−工し６五■ヱ匹と＋Ｅ４ｑ　
　　　ＩＳ　　　ｑ　　　ＩＳ この（１３）式は第１２図と同様の形であり、出力ＶＯ
は明らかに距離に応じて変化しているので、この出力Ｖ
ｏを用いて距離を判定することができる。

このようにすれば、回路構成も簡単で不安定要因をほと
んど含まず、またアナログスイッチ等を用いていないの
で、極めて安定度が高く、ＩＣ化した際も不安定要素の
生じることがない。

なお、本発明は上述の実施例に限定されず、種々の変形
実施が可能である。

例えば、トランジスタＴｒ７はＦＥＴに置き換えてもよ
く、電流検出回路を構成するカレントミラー回路のダイ
オードＤ３をダイオード接続したトランジスタに置き換
えてもよい。

以上詳述したように、本発明によれば簡単な構成を用い
て回路の不安定要素を除去しＩＣ化等に際しても充分な
安定性の得られる距離検出装置を提供するととができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第１０図は先行技術およびその問題点を説明す
るだめの図、第１１図は本発明の一実施例の構成を示す
回路図、第１２図は同実施例を説明す２るための図であ
る。 ５・・・・・・・・　半導体装置検出器（Ｐ　Ｓ　Ｄ）
９．１０・・・・・・・・・第１．第２の検出回路１１
・・・・・・・・・差分検出回路 ＯＡａ　、　ＯＡｇ〜ＯＡ＋ｏ・・・・・・・・・・演
算増幅器Ｔｒ６〜Ｔｒ９・・・・・・・・・　トランジ
スタＤ３．Ｄ４・・・・・・・・・ダイオードＣ３・・
・・・・・・コンデンサ 特許　出　願　人　　株式会社　リ　コー第１図 第２図 第、３図 第４図 第５図 ■ 第６図 第７図 □ノ 第１０図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 測距対象にパルス光を投射する光源と、前記測距対象に
   よる前記パルス光の反射光スポットが結像される個所に
   設けられ前記光源との視差に基づく前記測距対象の距離
   に応じた入射スポットの位置を前記距離の変化による位
   置変化方向について連続的に検出し検出位置に応じた相
   互電流比を有する第１および第２の電流出力を得る半導
   体装置検出器と、この半導体装置検出器の前記第１の電
   流出力を受は前記パルス光による前記第１の電流出力の
   変動分を対数変換して出力する第１の検出回路と、前記
   半導体装置検出器の前記第２の電流出力を受は前記パル
   ス光による前記第２の電流出力の変動分を対数変換して
   出力する第２の検出回路と、これら第１および第２の検
   出回路から出力された対数変換された前記第１および第
   ２の電流出力の変動分の差をとって距離検出信号を得る
   差分検出回路とを具備した距離検出回路において、前記
   第１および第２の検出回路をそれぞれ、入力電流信号が
   エミッタに供給される第１のトランジスタと、この第１
   のトランジスタのエミッタが反転入力端に接続されベー
   スが出力端（こ接続された第１の演算増幅器と、前記第
   １のトランジスタのコレクタにコレクタまたはドレイン
   が接続された第２のトランジスタと、この第２のトラン
   ジスタのコレクタまだはドレインが非反転入力端に接続
   されベースまたはゲートが出力端に接続されるとともに
   反転入力端に予定の電圧が与えられた第２の演算増幅器
   と、前記第２のトランジスタのコレクタまたはドレイン
   にベースが接続された第３のトランジスタと、前記第２
   のトランジスタのベースまたはゲートとエミッタまたは
   ソースとの間に接続され、た充分な容量のコンデンサと
   、前記第３のトランジスタのコレクタ電流を検出し前記
   差分検出回路に与える電流検出回路とを具備する構成と
   したことを特徴とする距離検出装置。