JPH0224325B2 - - Google Patents
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- JPH0224325B2 JPH0224325B2 JP56193046A JP19304681A JPH0224325B2 JP H0224325 B2 JPH0224325 B2 JP H0224325B2 JP 56193046 A JP56193046 A JP 56193046A JP 19304681 A JP19304681 A JP 19304681A JP H0224325 B2 JPH0224325 B2 JP H0224325B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S17/00—Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
- G01S17/02—Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
- G01S17/06—Systems determining position data of a target
- G01S17/46—Indirect determination of position data
- G01S17/48—Active triangulation systems, i.e. using the transmission and reflection of electromagnetic waves other than radio waves
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
- G01C3/00—Measuring distances in line of sight; Optical rangefinders
- G01C3/10—Measuring distances in line of sight; Optical rangefinders using a parallactic triangle with variable angles and a base of fixed length in the observation station, e.g. in the instrument
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Measurement Of Optical Distance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、カメラ等に用いる距離検出装置に関
するものである。
するものである。
いわゆるコンパクトカメラ等におけるオートフ
オーカス(自動焦点調整)の測距方式としては外
光を利用するパツシブ方式による二重像合致方式
が主流となつている。しかしながら、このパツシ
ブ方式による二重像合致方式は、一方の像の他方
の像に対する相対位置を変化させるための可動ミ
ラーを用いることが不可欠な要素となつており、
この可動ミラーを用いることによる耐久性の低
さ、および二重像合致方式であるため被写体(測
距対象)のコントラスト情報により測距を行なつ
ているので被写体依存性が強く、コントラストの
悪い被写体の測距や暗いときの測距能力の低さと
いつた問題点があつた。また、このような可動部
をもつ方式は調整が複雑化し調整に多くの手間を
要するという欠点をもつている。
オーカス(自動焦点調整)の測距方式としては外
光を利用するパツシブ方式による二重像合致方式
が主流となつている。しかしながら、このパツシ
ブ方式による二重像合致方式は、一方の像の他方
の像に対する相対位置を変化させるための可動ミ
ラーを用いることが不可欠な要素となつており、
この可動ミラーを用いることによる耐久性の低
さ、および二重像合致方式であるため被写体(測
距対象)のコントラスト情報により測距を行なつ
ているので被写体依存性が強く、コントラストの
悪い被写体の測距や暗いときの測距能力の低さと
いつた問題点があつた。また、このような可動部
をもつ方式は調整が複雑化し調整に多くの手間を
要するという欠点をもつている。
また、測距側の装置自体から光等を発するアク
テイブ方式による三角測量方式を用いたものは、
上述した被写体依存性については改善されるもの
の、赤外光等の発光部または受光部を回動させる
などの可動部を有するものはやはり上述の耐久性
の低さ、調整の複雑化等の問題は避けられない。
テイブ方式による三角測量方式を用いたものは、
上述した被写体依存性については改善されるもの
の、赤外光等の発光部または受光部を回動させる
などの可動部を有するものはやはり上述の耐久性
の低さ、調整の複雑化等の問題は避けられない。
これに対して、アクテイブ方式による三角測量
方式を用いたもので、可動部のないものとして第
1図に示すようなものがある。これは、発光部1
から投射した赤外光等の光を測距対象2,2a,
2b,2c,2d等で反射させこの反射光が複数
個例えば4個の受光素子3a,3b,3c,3d
からなる受光部3のどの受光素子で受光されたか
によつて測距対象の距離を知るものである。
方式を用いたもので、可動部のないものとして第
1図に示すようなものがある。これは、発光部1
から投射した赤外光等の光を測距対象2,2a,
2b,2c,2d等で反射させこの反射光が複数
個例えば4個の受光素子3a,3b,3c,3d
からなる受光部3のどの受光素子で受光されたか
によつて測距対象の距離を知るものである。
この方式は可動部もなく、耐久性、調整等の点
でもほとんど問題がないといえる。しかしなが
ら、この場合は受光部3が量子化されているため
距離分解能がそれで制限されてしまうという致命
的な問題がある。例えば、第1図のように4個の
受光素子3a〜3dからなる受光部3とした場
合、仮に各受光素子3a〜3dの中間位置を含め
ても7個のゾーンしかとることができず、誤差を
考慮すればこれよりもさらに分解能は悪くなると
予想される。
でもほとんど問題がないといえる。しかしなが
ら、この場合は受光部3が量子化されているため
距離分解能がそれで制限されてしまうという致命
的な問題がある。例えば、第1図のように4個の
受光素子3a〜3dからなる受光部3とした場
合、仮に各受光素子3a〜3dの中間位置を含め
ても7個のゾーンしかとることができず、誤差を
考慮すればこれよりもさらに分解能は悪くなると
予想される。
一方、アクテイブ方式の一種として超音波を発
射し測距対象による反射波を受信し送受に要する
時間から測距対象の距離を測定する超音波方式が
あり、これは純電気的な処理のみによつて測定す
るため処理は容易であるが、高出力の発信が必要
で大きな電源を必要とし、例えばコンパクトカメ
ラ等に用いられる電源では有効な超音波の発信が
困難である。また、超音波が測距対象以外の物体
にあたつて測距精度が低下するのを防止するため
には指向性をよくする必要があるが、そのために
は超音波の送受信面の面積を大きくしなければな
らず、この点もコンパクトカメラ等には大きな問
題となる。
射し測距対象による反射波を受信し送受に要する
時間から測距対象の距離を測定する超音波方式が
あり、これは純電気的な処理のみによつて測定す
るため処理は容易であるが、高出力の発信が必要
で大きな電源を必要とし、例えばコンパクトカメ
ラ等に用いられる電源では有効な超音波の発信が
困難である。また、超音波が測距対象以外の物体
にあたつて測距精度が低下するのを防止するため
には指向性をよくする必要があるが、そのために
は超音波の送受信面の面積を大きくしなければな
らず、この点もコンパクトカメラ等には大きな問
題となる。
これに対して、さほど大きな電力を要せず調整
も容易、耐久性も良好でしかも高い距離分解能が
得られるものとして、次に述べるような距離検出
装置が考えられる。
も容易、耐久性も良好でしかも高い距離分解能が
得られるものとして、次に述べるような距離検出
装置が考えられる。
すなわち、この距離検出装置は、測距対象にパ
ルス光を投射する光源と、前記測距対象による前
記パルス光の反射光スポツトが結像される個所に
設けられ前記光源との視差に基づく前記測距対象
の距離に応じた入射スポツトの位置を前記距離の
変化による位置変化方向について連続的に検出し
検出位置に応じた相互電流比を有する第1および
第2の電流出力を得る半導体光位置検出器(以下
「PSD」と略称する)と、このPSDの前記第1の
電流出力を受け前記パルス光による前記第1の電
流出力の変動分を対数変換して出力する第1の検
出回路と、前記PSDの前記第2の電流出力を受
け前記パルス光による前記第2の電流出力の変動
分を対数変換して出力する第2の検出回路と、こ
れら第1および第2の検出回路から出力された対
数変換された前記第1および第2の電流出力の変
動分の差をとつて距離検出信号を得る差分検出回
路とを具備したものである。
ルス光を投射する光源と、前記測距対象による前
記パルス光の反射光スポツトが結像される個所に
設けられ前記光源との視差に基づく前記測距対象
の距離に応じた入射スポツトの位置を前記距離の
変化による位置変化方向について連続的に検出し
検出位置に応じた相互電流比を有する第1および
第2の電流出力を得る半導体光位置検出器(以下
「PSD」と略称する)と、このPSDの前記第1の
電流出力を受け前記パルス光による前記第1の電
流出力の変動分を対数変換して出力する第1の検
出回路と、前記PSDの前記第2の電流出力を受
け前記パルス光による前記第2の電流出力の変動
分を対数変換して出力する第2の検出回路と、こ
れら第1および第2の検出回路から出力された対
数変換された前記第1および第2の電流出力の変
動分の差をとつて距離検出信号を得る差分検出回
路とを具備したものである。
この距離検出装置の一例について第2図〜第6
図を参照して詳細に説明する。
図を参照して詳細に説明する。
第2図において、4はパルス発光器である。こ
のパルス発光器4としては眼に見えないことと
PSD5の感度の点から赤外光を発生するものが
望ましい。パルス発光器4から発したパルス光は
投光レンズ6を通して測距対象である被写体7,
7a,7b,7c等)に投射される。被写体7で
反射されたパルス光すなわち反射光は受光レンズ
8を介して前記PSD5に入射結像される。この
PSD5はイオン注入技術を用いて製造された一
次元の連続的な位置分解能を有するプレナー型の
PINフオトダイオードであり“position
sensitive detectors”と称されるものである。こ
の種の素子としては一次元タイプと二次元タイプ
とがあるが、要は一次元の位置検出を行なえばよ
いのでいずれのタイプでもよい。図示のように被
写体7の位置7aに対してPSD5の5a,7b
に対して5b、…無限遠に対して5dの位置にそ
れぞれ反射光スポツトが結像される。このPSD
5は光スポツトの入射位置を2つの電流出力の割
合から知ることができるものであり、例えば第3
図aのようにPSD5の受光面の中央位置S1に光
スポツトが入射した場合2つの電流出力IL1とIL2
の割合はIL1/IL2=1となり、同図bのような位
置S2に入射した場合はIL1/IL2=2、同図cのよ
うな位置S3に入射した場合IL1/IL2=1/2とな
る。
のパルス発光器4としては眼に見えないことと
PSD5の感度の点から赤外光を発生するものが
望ましい。パルス発光器4から発したパルス光は
投光レンズ6を通して測距対象である被写体7,
7a,7b,7c等)に投射される。被写体7で
反射されたパルス光すなわち反射光は受光レンズ
8を介して前記PSD5に入射結像される。この
PSD5はイオン注入技術を用いて製造された一
次元の連続的な位置分解能を有するプレナー型の
PINフオトダイオードであり“position
sensitive detectors”と称されるものである。こ
の種の素子としては一次元タイプと二次元タイプ
とがあるが、要は一次元の位置検出を行なえばよ
いのでいずれのタイプでもよい。図示のように被
写体7の位置7aに対してPSD5の5a,7b
に対して5b、…無限遠に対して5dの位置にそ
れぞれ反射光スポツトが結像される。このPSD
5は光スポツトの入射位置を2つの電流出力の割
合から知ることができるものであり、例えば第3
図aのようにPSD5の受光面の中央位置S1に光
スポツトが入射した場合2つの電流出力IL1とIL2
の割合はIL1/IL2=1となり、同図bのような位
置S2に入射した場合はIL1/IL2=2、同図cのよ
うな位置S3に入射した場合IL1/IL2=1/2とな
る。
今第2図において、投光レンズ6と受光レンズ
8との間の距離つまり基線長をlとし、受光レン
ズ8からPSD5までの距離をf、投光レンズ6
から被写体7までの距離をT、それに対する
PSD5上の光スポツトの無限遠に対応する位置
5dからの距離をPとすれば、 T=f・l/P …(1) が成立する。PSD5に結像された光スポツトの
位置がPSD5から得られる2つの電流出力の割
合に対応していることから、これら2つの電流出
力から被写体距離Tの情報を得ることができる。
8との間の距離つまり基線長をlとし、受光レン
ズ8からPSD5までの距離をf、投光レンズ6
から被写体7までの距離をT、それに対する
PSD5上の光スポツトの無限遠に対応する位置
5dからの距離をPとすれば、 T=f・l/P …(1) が成立する。PSD5に結像された光スポツトの
位置がPSD5から得られる2つの電流出力の割
合に対応していることから、これら2つの電流出
力から被写体距離Tの情報を得ることができる。
ここで、被写体距離TとPSD5の検出電流比IL
1/IL2との関係を求めてみると、PSD5の全長を
単位長(つまり1)とすれば、 T・IL1/IL1+IL2=f・l …(2) より、 T=IL1+IL2/IL1f・l=(1+1/IL1/IL2)f
・l =(1+1/x)f・l〔x=IL1/IL2〕 …(3) となり、第4図に示すようなy=1/x+Kの関係 であることがわかる。
1/IL2との関係を求めてみると、PSD5の全長を
単位長(つまり1)とすれば、 T・IL1/IL1+IL2=f・l …(2) より、 T=IL1+IL2/IL1f・l=(1+1/IL1/IL2)f
・l =(1+1/x)f・l〔x=IL1/IL2〕 …(3) となり、第4図に示すようなy=1/x+Kの関係 であることがわかる。
ところで、真暗な場所における測距であれば問
題はないが、一般の写真撮影時等にはパルス発光
器4によるパルス光よりもはるかに高い光量の定
常光が存在するため前記パルス光の反射光の抽出
ができなくなつてしまう。そこでこの場合PSD
5の第1の電流出力を受ける第1の検出回路9お
よびPSD5の第2の電流出力を受ける第2の検
出回路10により定常光の影響を除去し、パルス
光の反射光のみによる光電流の変動分をそれぞれ
対数変換して抽出し差分検出回路11でこれらの
差を取つてPSD5の第1と第2の電流出力の電
流比に対応する距離検出信号を出力するようにし
ている。
題はないが、一般の写真撮影時等にはパルス発光
器4によるパルス光よりもはるかに高い光量の定
常光が存在するため前記パルス光の反射光の抽出
ができなくなつてしまう。そこでこの場合PSD
5の第1の電流出力を受ける第1の検出回路9お
よびPSD5の第2の電流出力を受ける第2の検
出回路10により定常光の影響を除去し、パルス
光の反射光のみによる光電流の変動分をそれぞれ
対数変換して抽出し差分検出回路11でこれらの
差を取つてPSD5の第1と第2の電流出力の電
流比に対応する距離検出信号を出力するようにし
ている。
第5図にPSD5と第1、第2の検出回路10,
11の検出ヘツド部の一例を示す。
11の検出ヘツド部の一例を示す。
第5図ではPSD5を等価回路で示しており、
5−1は表面抵抗、5−2は並列抵抗、5−3は
接合容量、5−4は理想ダイオード、5−5は電
流源である。PSD5から発生した光電流IL1およ
びIL2はそれぞれ対数変換トランジスタTr1と演算
増幅器OA1および対数変換トランジスタTr2と演
算増幅器OA2からなる対数変換部LA1およびLA2
で対数変換され次のような出力VL1およびVL2と
して出力される。
5−1は表面抵抗、5−2は並列抵抗、5−3は
接合容量、5−4は理想ダイオード、5−5は電
流源である。PSD5から発生した光電流IL1およ
びIL2はそれぞれ対数変換トランジスタTr1と演算
増幅器OA1および対数変換トランジスタTr2と演
算増幅器OA2からなる対数変換部LA1およびLA2
で対数変換され次のような出力VL1およびVL2と
して出力される。
VL1=−kT/q・lnIL1/Is …(4)
VL2=−kT/q・lnIL2/Is …(5)
(但し、k:ボルツマン定数、T:絶対温度、
q:電子の電荷、Is:トランジスタTr1,Tr2の
エミツタ飽和電流である。) このように対数変換を行なう理由は、ダイナミ
ツクレンジを広くとれるようにするためと、単に
差をとることによつて容易に両出力の割合を算出
できるようにするためである。
q:電子の電荷、Is:トランジスタTr1,Tr2の
エミツタ飽和電流である。) このように対数変換を行なう理由は、ダイナミ
ツクレンジを広くとれるようにするためと、単に
差をとることによつて容易に両出力の割合を算出
できるようにするためである。
次に、このようにして得られた対数変換出力
VL1,VL2から定常光による影響を除去するため
の回路を含む検出回路の一例の構成を第6図に示
す。
VL1,VL2から定常光による影響を除去するため
の回路を含む検出回路の一例の構成を第6図に示
す。
第6図はPSD5の第1の電流出力IL1および第
2の電流出力IL2のいずれに対しても設けられる
が、ここでは一方のIL1側の第1の検出回路9の
みを示す。IL2側についてもこれと全く同様の構
成を有する第2の検出回路10が設けられる。第
6図において、定常状態において定常光電流IL1r
がトランジスタTr1に流れるがトランジスタTr3
にもトランジスタTr4を介して同じ電流が流れ
る。このとき、スイツチSw1は閉じており、演算
増幅器OA3にはボルテージフオロワを構成する演
算増幅器OA4、トランジスタTr5,Tr4を介して
フイードバツクがかかつているから図示A点の電
位はVbなる電圧の与えられている図示B点の電
位に固定されている。
2の電流出力IL2のいずれに対しても設けられる
が、ここでは一方のIL1側の第1の検出回路9の
みを示す。IL2側についてもこれと全く同様の構
成を有する第2の検出回路10が設けられる。第
6図において、定常状態において定常光電流IL1r
がトランジスタTr1に流れるがトランジスタTr3
にもトランジスタTr4を介して同じ電流が流れ
る。このとき、スイツチSw1は閉じており、演算
増幅器OA3にはボルテージフオロワを構成する演
算増幅器OA4、トランジスタTr5,Tr4を介して
フイードバツクがかかつているから図示A点の電
位はVbなる電圧の与えられている図示B点の電
位に固定されている。
次にパルス発光器4によりパルス光を発生させ
ると同時にスイツチSw1を開く。このとき、トラ
ンジスタTr4のベース電位はコンデンサC1により
上記定常状態のときと等しい値に保持されてお
り、定常光電流IL1rが依然としてトランジスタ
Tr4からトランジスタTr3に供給されたままとな
る。そして、パルス光の反射光をとらえた光電流
IL1の変動分△IL1はダイオードD1を介してB点か
らトランジスタTr3に供給される。よつて、A点
の電位Va1は、 Va1=Vb−kT/qln△IL1/Is …(6) (但し、この場合のIsはダイオードD1の逆方向電
流である。) となる。こうして、光電流IL1の変動分△IL1のみ
を抽出することができる。このVa1と同様の光電
流IL2の変動分△IL2に対応するVa2がPSD5の第
2の光電流出力IL2側の第2の検出回路10で求
められるから、差分検出回路11でこれらの差を
とることによつて Va1−Va2=kT/qln△IL1/Is−kT/qln△IL2/
Is=kT/qln△IL1/△IL2…(7) となり、パルス光の反射光による光電流の割合の
みが求められる。
ると同時にスイツチSw1を開く。このとき、トラ
ンジスタTr4のベース電位はコンデンサC1により
上記定常状態のときと等しい値に保持されてお
り、定常光電流IL1rが依然としてトランジスタ
Tr4からトランジスタTr3に供給されたままとな
る。そして、パルス光の反射光をとらえた光電流
IL1の変動分△IL1はダイオードD1を介してB点か
らトランジスタTr3に供給される。よつて、A点
の電位Va1は、 Va1=Vb−kT/qln△IL1/Is …(6) (但し、この場合のIsはダイオードD1の逆方向電
流である。) となる。こうして、光電流IL1の変動分△IL1のみ
を抽出することができる。このVa1と同様の光電
流IL2の変動分△IL2に対応するVa2がPSD5の第
2の光電流出力IL2側の第2の検出回路10で求
められるから、差分検出回路11でこれらの差を
とることによつて Va1−Va2=kT/qln△IL1/Is−kT/qln△IL2/
Is=kT/qln△IL1/△IL2…(7) となり、パルス光の反射光による光電流の割合の
みが求められる。
このような構成とすれば、パルス光による光電
流の変動分のみを検出して測距を行なうことがで
きる。
流の変動分のみを検出して測距を行なうことがで
きる。
しかしながら上述の第6図に示した構成の第1
の検出回路は、理想的な状態では特に問題はない
が、トランジスタTr4として用いているPNPトラ
ンジスタのコレクタ−エミツタ間電圧VCE−コレ
クタ−電流Ic特性は第7図に示すようにVCEが△
Vだけ変化するとIcも図示△Iのようにわずかな
がら変化する。したがつて、例えば定常状態で
Vbの電位を0Vとしパルス発光時に前記PNPトラ
ンジスタTr4のコレクタ電圧Vcが−2Vまで下つ
たとすれば、VCEの変化分は2Vとなり、Icの変動
は相当大きな値となる。この現象は定常光の光量
が多ければ多いほど問題が大きくなる。
の検出回路は、理想的な状態では特に問題はない
が、トランジスタTr4として用いているPNPトラ
ンジスタのコレクタ−エミツタ間電圧VCE−コレ
クタ−電流Ic特性は第7図に示すようにVCEが△
Vだけ変化するとIcも図示△Iのようにわずかな
がら変化する。したがつて、例えば定常状態で
Vbの電位を0Vとしパルス発光時に前記PNPトラ
ンジスタTr4のコレクタ電圧Vcが−2Vまで下つ
たとすれば、VCEの変化分は2Vとなり、Icの変動
は相当大きな値となる。この現象は定常光の光量
が多ければ多いほど問題が大きくなる。
そこで本発明者は先にこのような問題に対処し
たものとして次のような構成の距離検出装置を提
案した。(特願昭56−69995号) すなわち、PSD出力からパルス光による変動
分のみを対数変換するための第1および第2の検
出回路を、それぞれ、入力電流信号がコレクタに
供給される対数圧縮用の第1のトランジスタと、
この第1のトランジスタのコレクタが反転入力端
に接続されエミツタが出力端に接続された第1の
演算増幅器と、この第1の演算増幅器の出力端に
エミツタが接続された第2のトランジスタと、こ
の第2のトランジスタのコレクタが反転入力端に
接続された第2の演算増幅器と、この第2の演算
増幅器の出力電圧を制御電圧としこの電圧に応じ
て前記第2のトランジスタのコレクタに電流供給
を行なう電流供給回路と、この電流供給回路に対
する前記制御電圧をホールドするコンデンサと、
前記光源のパルス光受光時にのみ前記第2の演算
増幅器の出力から前記入力電流信号の変動分に対
応する電流を前記第2のトランジスタのコレクタ
に供給しその電流値の対数に対応する電圧降下を
生ずるダイオードまたは第3のトランジスタとを
備え、前記第2の演算増幅器の出力端から検出出
力をとり出す構成とすることにより上述したトラ
ンジスタの特性に絡む不具合を除去し高安定化を
図つたものである。
たものとして次のような構成の距離検出装置を提
案した。(特願昭56−69995号) すなわち、PSD出力からパルス光による変動
分のみを対数変換するための第1および第2の検
出回路を、それぞれ、入力電流信号がコレクタに
供給される対数圧縮用の第1のトランジスタと、
この第1のトランジスタのコレクタが反転入力端
に接続されエミツタが出力端に接続された第1の
演算増幅器と、この第1の演算増幅器の出力端に
エミツタが接続された第2のトランジスタと、こ
の第2のトランジスタのコレクタが反転入力端に
接続された第2の演算増幅器と、この第2の演算
増幅器の出力電圧を制御電圧としこの電圧に応じ
て前記第2のトランジスタのコレクタに電流供給
を行なう電流供給回路と、この電流供給回路に対
する前記制御電圧をホールドするコンデンサと、
前記光源のパルス光受光時にのみ前記第2の演算
増幅器の出力から前記入力電流信号の変動分に対
応する電流を前記第2のトランジスタのコレクタ
に供給しその電流値の対数に対応する電圧降下を
生ずるダイオードまたは第3のトランジスタとを
備え、前記第2の演算増幅器の出力端から検出出
力をとり出す構成とすることにより上述したトラ
ンジスタの特性に絡む不具合を除去し高安定化を
図つたものである。
第8図にこのような距離検出装置の一具体例に
おける要部である第1および第2の検出回路の構
成を示す。なお、第1および第2の検出回路9,
10は全く同様に構成されるため、ここでは第1
の検出回路9の構成のみを示している。
おける要部である第1および第2の検出回路の構
成を示す。なお、第1および第2の検出回路9,
10は全く同様に構成されるため、ここでは第1
の検出回路9の構成のみを示している。
第8図に示すように、PSD5の第1の電流出
力IL1は対数圧縮トランジスタTr1と演算増幅器
OA1からなる対数変換部LA1の対数圧縮トランジ
スタTr1を通して対数変換され(4)式に示したVL1
=−kT/q・lnIL1/Isなる出力となる。前記電流IL1と 同じ電流はN−MOS FET(NチヤンネルMOS電
界効果型トランジスタ)FT1を通して電源+Vcc
から流れ、伸長トランジスタTr3によつて伸長さ
れる。このとき、トランジスタTr3のベース電位
をトランジスタTr1のベース電位よりも約60mV
高くすれば10倍の伸長電流が得られ、また、トラ
ンジスタTr3のエミツタ面積をトランジスタTr1
の2倍にすれば2倍の伸長電流が得られることに
なる。ここでは、特に伸長していない(1倍伸
長)ものとして説明する。
力IL1は対数圧縮トランジスタTr1と演算増幅器
OA1からなる対数変換部LA1の対数圧縮トランジ
スタTr1を通して対数変換され(4)式に示したVL1
=−kT/q・lnIL1/Isなる出力となる。前記電流IL1と 同じ電流はN−MOS FET(NチヤンネルMOS電
界効果型トランジスタ)FT1を通して電源+Vcc
から流れ、伸長トランジスタTr3によつて伸長さ
れる。このとき、トランジスタTr3のベース電位
をトランジスタTr1のベース電位よりも約60mV
高くすれば10倍の伸長電流が得られ、また、トラ
ンジスタTr3のエミツタ面積をトランジスタTr1
の2倍にすれば2倍の伸長電流が得られることに
なる。ここでは、特に伸長していない(1倍伸
長)ものとして説明する。
そして、定常状態ではスイツチSW2は閉じ、ス
イツチSW3は開いている。したがつてN−MOS
FET FT1のソース電位は、演算増幅器OA5に帰
還がかかつているため該演算増幅器OA5の非反転
入力端の電位Vcに固定されている。
イツチSW3は開いている。したがつてN−MOS
FET FT1のソース電位は、演算増幅器OA5に帰
還がかかつているため該演算増幅器OA5の非反転
入力端の電位Vcに固定されている。
次にパルス光が射出されると同時にスイツチ
SW2を開き、スイツチSW3を閉じる。定常光入射
時にコンデンサC2に蓄積された電荷によつてN
−MOS FET FT1のゲート電位が固定されてい
るため、定常光電流IL1r分はこのEFT FT1によ
つてトランジスタTr3に供給される。パルス光に
よる電流変化分△IL1はダイオードD2を通して演
算増幅器OA5から供給される。このとき演算増幅
器OA5はダイオードD2を介してのループで帰還
がかかつているためFET FT1のゲート−ソース
間電圧VGSは変化しない。この状態を演算増幅器
OA5の出力端から導出した出力Voについて検討
すれば第9図のように変化することがわかる。つ
まり定常状態では Vo1=Vc+VGS(ID=ILs) …(8) であり、パルス光が送受されると、 Vo1=Vc+kT/qln(△IL1/Is) …(9) (但し、IsはダイオードD2の逆方向電流である。) になることがわかる。
SW2を開き、スイツチSW3を閉じる。定常光入射
時にコンデンサC2に蓄積された電荷によつてN
−MOS FET FT1のゲート電位が固定されてい
るため、定常光電流IL1r分はこのEFT FT1によ
つてトランジスタTr3に供給される。パルス光に
よる電流変化分△IL1はダイオードD2を通して演
算増幅器OA5から供給される。このとき演算増幅
器OA5はダイオードD2を介してのループで帰還
がかかつているためFET FT1のゲート−ソース
間電圧VGSは変化しない。この状態を演算増幅器
OA5の出力端から導出した出力Voについて検討
すれば第9図のように変化することがわかる。つ
まり定常状態では Vo1=Vc+VGS(ID=ILs) …(8) であり、パルス光が送受されると、 Vo1=Vc+kT/qln(△IL1/Is) …(9) (但し、IsはダイオードD2の逆方向電流である。) になることがわかる。
PSD5の第2の電流出力IL2側にも全く同様に
構成された第2の検出回路10がありその出力を
Vo2とする。
構成された第2の検出回路10がありその出力を
Vo2とする。
このようにして得られた出力Vo1とVo2は例え
ば第10図に示すような構成の差分検出回路に与
えられる。第10図において信号Vo1とVo2は差
動増幅器として構成された演算増幅器OA6に導か
れて次のような電圧信号VDoを得る。
ば第10図に示すような構成の差分検出回路に与
えられる。第10図において信号Vo1とVo2は差
動増幅器として構成された演算増幅器OA6に導か
れて次のような電圧信号VDoを得る。
VDo=Vo1−Vo2
=Vc+kT/qln△IL1/Is−(Vc+kT/qln△IL2/
Is) =kT/qln(△IL1/△IL2) …(10) こうして距離に対応する電流比が電圧値VDo
として得られることになる。この電圧VDoは例
えば第10図に示したサンプルスイツチSw4、ホ
ールデイングコンデンサC3およびバツフアとし
てのボルテージフオロワを構成する演算増幅器
OA7からなるサンプル−ホールド回路部SHによ
つてパルス光の発光期間中にサンプルアンドホー
ルドすればよいが、例えば発光素子として発光ダ
イオード等を用いる場合には接合部の温度上昇に
より発光効率が大幅に低下するため発光直後にサ
ンプリングする方がよい結果が得られる。この発
光直後にサンプリングする方式は周囲光源に電源
の周期成分(脈動光成分)がのるような場合にも
有効である。
Is) =kT/qln(△IL1/△IL2) …(10) こうして距離に対応する電流比が電圧値VDo
として得られることになる。この電圧VDoは例
えば第10図に示したサンプルスイツチSw4、ホ
ールデイングコンデンサC3およびバツフアとし
てのボルテージフオロワを構成する演算増幅器
OA7からなるサンプル−ホールド回路部SHによ
つてパルス光の発光期間中にサンプルアンドホー
ルドすればよいが、例えば発光素子として発光ダ
イオード等を用いる場合には接合部の温度上昇に
より発光効率が大幅に低下するため発光直後にサ
ンプリングする方がよい結果が得られる。この発
光直後にサンプリングする方式は周囲光源に電源
の周期成分(脈動光成分)がのるような場合にも
有効である。
サンプリングされた出力は距離に比例した電圧
を有しているので、そのまま距離信号として利用
して自動焦点調整制御や表示等に用いてもよく、
またコンパレータ等を用い適宜なるレベル毎に複
数の距離ゾーンに分割した信号に変換して用いて
もよい。
を有しているので、そのまま距離信号として利用
して自動焦点調整制御や表示等に用いてもよく、
またコンパレータ等を用い適宜なるレベル毎に複
数の距離ゾーンに分割した信号に変換して用いて
もよい。
このようにして、定常光の影響を効果的にしか
も安定に除去することができ、高精度の測距が可
能となる。
も安定に除去することができ、高精度の測距が可
能となる。
しかしながらこのような構成では第8図に示す
ようにSW2,SW3なる2個のアナログスイツチを
設け定常状態とパルス発光状態とで回路を切換え
パルス光に対する検出信号を抽出するようにして
いるため、アナログスイツチを適切なタイミング
で駆動するのが容易でなく、特に上記構成をIC
(集積回路)化回路に置き換えた場合、2個のア
ナログスイツチの適切なタイミングでの駆動が困
難になり、しかも発振等が生じがちになるなど不
安定要素が増し回路の充分な安定性が得られなく
なるため、IC化が困難であるという問題があつ
た。
ようにSW2,SW3なる2個のアナログスイツチを
設け定常状態とパルス発光状態とで回路を切換え
パルス光に対する検出信号を抽出するようにして
いるため、アナログスイツチを適切なタイミング
で駆動するのが容易でなく、特に上記構成をIC
(集積回路)化回路に置き換えた場合、2個のア
ナログスイツチの適切なタイミングでの駆動が困
難になり、しかも発振等が生じがちになるなど不
安定要素が増し回路の充分な安定性が得られなく
なるため、IC化が困難であるという問題があつ
た。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもの
で、比較的簡単な回路構成を用いて回路の不安定
要素を除去しIC化等に際しても充分な安定性の
得られる距離検出装置を提供することを目的とし
ている。
で、比較的簡単な回路構成を用いて回路の不安定
要素を除去しIC化等に際しても充分な安定性の
得られる距離検出装置を提供することを目的とし
ている。
すなわち、本発明の特徴とするところは、
PSD出力からパルス光による変動分のみを対数
変換するための第1および第2の検出回路をそれ
ぞれ、入力電流信号がエミツタに供給される第1
のトランジスタと、この第1のトランジスタのエ
ミツタが反転入力端に接続されベースが出力端に
接続された第1の演算増幅器と、前記第1のトラ
ンジスタのコレクタにコレクタまたはドレインが
接続された第2のトランジスタと、この第2のト
ランジスタのコレクタまたはドレインが非反転入
力端に接続されベースまたはゲートが出力端に接
続されるとともに反転入力端に予定の電圧が与え
られた第2の演算増幅器と、前記第2のトランジ
スタのコレクタまたはドレインにベースが接続さ
れた第3のコレクタと、前記第2のトランジスタ
のベースまたはゲートとエミツタまたはソースと
の間に接続された充分な容量のコンデンサと、前
記第3のトランジスタのコレクタ電流を検出し前
記差分検出回路に与える電流検出回路を具備する
構成とし、アナログスイツチによる切換え等を要
しないでパルス光に対する成分のみを抽出するよ
うにしたことにある。
PSD出力からパルス光による変動分のみを対数
変換するための第1および第2の検出回路をそれ
ぞれ、入力電流信号がエミツタに供給される第1
のトランジスタと、この第1のトランジスタのエ
ミツタが反転入力端に接続されベースが出力端に
接続された第1の演算増幅器と、前記第1のトラ
ンジスタのコレクタにコレクタまたはドレインが
接続された第2のトランジスタと、この第2のト
ランジスタのコレクタまたはドレインが非反転入
力端に接続されベースまたはゲートが出力端に接
続されるとともに反転入力端に予定の電圧が与え
られた第2の演算増幅器と、前記第2のトランジ
スタのコレクタまたはドレインにベースが接続さ
れた第3のコレクタと、前記第2のトランジスタ
のベースまたはゲートとエミツタまたはソースと
の間に接続された充分な容量のコンデンサと、前
記第3のトランジスタのコレクタ電流を検出し前
記差分検出回路に与える電流検出回路を具備する
構成とし、アナログスイツチによる切換え等を要
しないでパルス光に対する成分のみを抽出するよ
うにしたことにある。
以下、このような本発明の一実施例につき図面
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
第11図に本発明の一実施例の基本回路の構成
を概略的に示す。第11図において第2図、第1
0図と同様の部分には同符号を付して示してお
り、第2の検出回路10は第1の検出回路9と同
様の構成であるので省略して示している。
を概略的に示す。第11図において第2図、第1
0図と同様の部分には同符号を付して示してお
り、第2の検出回路10は第1の検出回路9と同
様の構成であるので省略して示している。
PSD5は両出力端子の電位を揃える必要があ
ることから両出力端子はそれぞれ第1および第2
の検出回路9,10の演算増幅器OA8,OA9に接
続されており、該PSD5の基準電位端には第1
の基準電位E1が与えられている。PSD5の出力
端子に反転入力端が接続された演算増幅器OA8の
非反転入力端には第2の基準電位E2が与えられ
ており、この演算増幅器OA8の出力端はエミツタ
が該演算増幅器OA8の反転入力端に接続されたト
ランジスタTr6のベースに接続されている。トラ
ンジスタTr6のコレクタは、エミツタが接地され
たトランジスタTr7のコレクタに接続されてい
る。トランジスタTr7のベース−エミツタ間に並
列に充分な容量を有するコンデンサC3が接続さ
れている。トランジスタTr7のコレクタは、エミ
ツタが接地されたトランジスタTr8のベースに接
続されている。トランジスタTr8のベースは演算
増幅器OA10の非反転入力端に接続されており、
この演算増幅器OA10の出力端はトランジスタTr7
のベースに接続されている。そして演算増幅器
OA10の反転入力端には基準電位E3が与えられて
いる。トランジスタTr8のコレクタは、図示極性
のダイオードD3を介して電源Vccに接続されると
ともに、エミツタが電源Vccにそしてコレクタが
図示極性のダイオードD4を介して接地されたト
ランジスタTr9のベースに接続され、この部分全
体でいわゆるカレントミラー回路を構成してい
る。トランジスタTr9とダイオードD4の接続点か
ら取り出した出力は差分検出回路11の演算増幅
器OA6の反転入力端に与えられている。演算増幅
器OA6の非反転入力端には第2の検出回路10の
同様の個所から取り出した出力が与えられるとと
もに基準電位E4が与えられている。
ることから両出力端子はそれぞれ第1および第2
の検出回路9,10の演算増幅器OA8,OA9に接
続されており、該PSD5の基準電位端には第1
の基準電位E1が与えられている。PSD5の出力
端子に反転入力端が接続された演算増幅器OA8の
非反転入力端には第2の基準電位E2が与えられ
ており、この演算増幅器OA8の出力端はエミツタ
が該演算増幅器OA8の反転入力端に接続されたト
ランジスタTr6のベースに接続されている。トラ
ンジスタTr6のコレクタは、エミツタが接地され
たトランジスタTr7のコレクタに接続されてい
る。トランジスタTr7のベース−エミツタ間に並
列に充分な容量を有するコンデンサC3が接続さ
れている。トランジスタTr7のコレクタは、エミ
ツタが接地されたトランジスタTr8のベースに接
続されている。トランジスタTr8のベースは演算
増幅器OA10の非反転入力端に接続されており、
この演算増幅器OA10の出力端はトランジスタTr7
のベースに接続されている。そして演算増幅器
OA10の反転入力端には基準電位E3が与えられて
いる。トランジスタTr8のコレクタは、図示極性
のダイオードD3を介して電源Vccに接続されると
ともに、エミツタが電源Vccにそしてコレクタが
図示極性のダイオードD4を介して接地されたト
ランジスタTr9のベースに接続され、この部分全
体でいわゆるカレントミラー回路を構成してい
る。トランジスタTr9とダイオードD4の接続点か
ら取り出した出力は差分検出回路11の演算増幅
器OA6の反転入力端に与えられている。演算増幅
器OA6の非反転入力端には第2の検出回路10の
同様の個所から取り出した出力が与えられるとと
もに基準電位E4が与えられている。
次にこのような構成における動作について述べ
る。
る。
PSD5から出力された光電流は、トランジス
タTr6を通つてトランジスタTr7に流れる。この
時トランジスタTr7のベース電位(エミツタ−ベ
ース間電圧VBE1)は光電流ILに対して VBE1=kT/qln IL/Is …(11) (但し、Is:トランジスタTr7のエミツタ飽和電
流である。) で表わされる電位となる。また、この時トランジ
スタTr8のベース、エミツタ電位は演算増幅器
OA10を介して基準電位E3に固定されており、こ
のトランジスタTr8のコレクタ−エミツタ間に
は、 Ibias=Isexp(VBE2/kT/q …(12) (但し、Is:トランジスタTr8のエミツタ飽和電
流、VBE2:トランジスタTr8のベース−エミツタ
間電圧である。) なる電流が流れている。これは、カレントミラー
回路を介してダイオードD4に流れることからダ
イオードD4とトランジスタTr9の接続点にはVBE2
なる電位が表われている。第2の検出回路10も
第1の検出回路9と同様であるので差分検出回路
11の演算増幅器OA6の出力V0は定常状態では
基準電位E4がそのままあらわれる。
タTr6を通つてトランジスタTr7に流れる。この
時トランジスタTr7のベース電位(エミツタ−ベ
ース間電圧VBE1)は光電流ILに対して VBE1=kT/qln IL/Is …(11) (但し、Is:トランジスタTr7のエミツタ飽和電
流である。) で表わされる電位となる。また、この時トランジ
スタTr8のベース、エミツタ電位は演算増幅器
OA10を介して基準電位E3に固定されており、こ
のトランジスタTr8のコレクタ−エミツタ間に
は、 Ibias=Isexp(VBE2/kT/q …(12) (但し、Is:トランジスタTr8のエミツタ飽和電
流、VBE2:トランジスタTr8のベース−エミツタ
間電圧である。) なる電流が流れている。これは、カレントミラー
回路を介してダイオードD4に流れることからダ
イオードD4とトランジスタTr9の接続点にはVBE2
なる電位が表われている。第2の検出回路10も
第1の検出回路9と同様であるので差分検出回路
11の演算増幅器OA6の出力V0は定常状態では
基準電位E4がそのままあらわれる。
ここで、パルス光による光電流△IL1がトラン
ジスタTr6を流れると、トランジスタTr7のベー
ス電位はコンデンサC3でホールドされているの
でトランジスタTr8のベースに流れ込む。そし
て、トランジスタTr8の電流増幅率をhFEとすれ
ば、トランジスタTr8のコレクタにはhFE・△IL1
なる電流が流れ、ひいてはこれがダイオードD4
に流れることになる。従つて、ダイオードD4と
トランジスタTr9の接続点にはhFE・△IL1に対応
する電位VBE2が表われることになる。
ジスタTr6を流れると、トランジスタTr7のベー
ス電位はコンデンサC3でホールドされているの
でトランジスタTr8のベースに流れ込む。そし
て、トランジスタTr8の電流増幅率をhFEとすれ
ば、トランジスタTr8のコレクタにはhFE・△IL1
なる電流が流れ、ひいてはこれがダイオードD4
に流れることになる。従つて、ダイオードD4と
トランジスタTr9の接続点にはhFE・△IL1に対応
する電位VBE2が表われることになる。
PSD5はすでに述べたように光スポツトの入
射する位置によつて両出力端から出る光電流の割
合が異なり、この光電流の割合(IL1/IL2)の対
数を縦軸に、距離の逆数を横軸にとつたものを第
12図に示す。
射する位置によつて両出力端から出る光電流の割
合が異なり、この光電流の割合(IL1/IL2)の対
数を縦軸に、距離の逆数を横軸にとつたものを第
12図に示す。
さて、パルス光入射時の演算増幅器OA6の出力
Voは次式で表わされる。
Voは次式で表わされる。
Vo=kT/q・lnhFE・△IL2/Is−kT/qlnhFE・△IL1
/Is+E4=kT/qlnhFE・△IL1/hFE・△IL1+E4…(13)
この(13)式は第12図と同様の形であり、出
力Voは明らかに距離に応じて変化しているので、
この出力Voを用いて距離を判定することができ
る。
/Is+E4=kT/qlnhFE・△IL1/hFE・△IL1+E4…(13)
この(13)式は第12図と同様の形であり、出
力Voは明らかに距離に応じて変化しているので、
この出力Voを用いて距離を判定することができ
る。
このようにすれば、回路構成も簡単で不安定要
因をほとんど含まず、またアナログスイツチ等を
用いていないので、極めて安定度が高く、IC化
した際も不安定要素の生じることがない。
因をほとんど含まず、またアナログスイツチ等を
用いていないので、極めて安定度が高く、IC化
した際も不安定要素の生じることがない。
なお、本発明は上述の実施例に限定されず、
種々の変形実施が可能である。
種々の変形実施が可能である。
例えば、トランジスタTr7はFETに置き換えて
もよく、電流検出回路を構成するカレントミラー
回路のダイオードD3をダイオード接続したトラ
ンジスタに置き換えてもよい。
もよく、電流検出回路を構成するカレントミラー
回路のダイオードD3をダイオード接続したトラ
ンジスタに置き換えてもよい。
以上詳述したように、本発明によれば簡単な構
成を用いて回路の不安定要素を除去しIC化等に
際しても充分な安定性の得られる距離検出装置を
提供することができる。
成を用いて回路の不安定要素を除去しIC化等に
際しても充分な安定性の得られる距離検出装置を
提供することができる。
第1図〜第10図は先行技術およびその問題点
を説明するための図、第11図は本発明の一実施
例の構成を示す回路図、第12図は同実施例を説
明するための図である。 5…半導体光位置検出器(PSD)、9,10…
第1、第2の検出回路、11…差分検出回路、
OA6,OA8〜OA10…演算増幅器、Tr6〜Tr9…ト
ランジスタ、D3,D4…ダイオード、C3…コンデ
ンサ。
を説明するための図、第11図は本発明の一実施
例の構成を示す回路図、第12図は同実施例を説
明するための図である。 5…半導体光位置検出器(PSD)、9,10…
第1、第2の検出回路、11…差分検出回路、
OA6,OA8〜OA10…演算増幅器、Tr6〜Tr9…ト
ランジスタ、D3,D4…ダイオード、C3…コンデ
ンサ。
Claims (1)
- 1 測距対象にパルス光を投射する光源と、前記
測距対象による前記パルス光の反射光スポツトが
結像される個所に設けられ前記光源との視差に基
づく前記測距対象の距離に応じた入射スポツトの
位置を前記距離の変化による位置変化方向につい
て連続的に検出し検出位置に応じた相互電流比を
有する第1および第2の電流出力を得る半導体光
位置検出器と、この半導体光位置検出器の前記第
1の電流出力を受け前記パルス光による前記第1
の電流出力の変動分を対数変換して出力する第1
の検出回路と、前記半導体光位置検出器の前記第
2の電流出力を受け前記パルス光による前記第2
の電流出力の変動分を対数変換して出力する第2
の検出回路と、これら第1および第2の検出回路
から出力された対数変換された前記第1および第
2の電流出力の変動分の差をとつて距離検出信号
を得る差分検出回路とを具備した距離検出回路に
おいて、前記第1および第2の検出回路をそれぞ
れ、入力電流信号がエミツタに供給される第1の
トランジスタと、この第1のトランジスタのエミ
ツタが反転入力端に接続されベースが出力端に接
続された第1の演算増幅器と、前記第1のトラン
ジスタのコレクタにコレクタまたはドレインが接
続された第2のトランジスタと、この第2のトラ
ンジスタのコレクタまたはドレインが非反転入力
端に接続されベースまたはゲートが出力端に接続
されるとともに反転入力端に予定の電圧が与えら
れた第2の演算増幅器と、前記第2のトランジス
タのコレクタまたはドレインにベースが接続され
た第3のトランジスタと、前記第2のトランジス
タのベースまたはゲートとエミツタまたはソース
との間に接続された充分な容量のコンデンサと、
前記第3のトランジスタのコレクタ電流を検出し
前記差分検出回路に与える電流検出回路とを具備
する構成としたことを特徴とする距離検出装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56193046A JPS5895210A (ja) | 1981-12-01 | 1981-12-01 | 距離検出装置 |
US06/446,006 US4527892A (en) | 1981-12-01 | 1982-12-01 | Distance measuring apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56193046A JPS5895210A (ja) | 1981-12-01 | 1981-12-01 | 距離検出装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5895210A JPS5895210A (ja) | 1983-06-06 |
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