JPS588234B2 - デンリヨクヘンカンキヨウマ−ジンカクセイギヨソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は改良されたバルブ電流モニタを有する電力変換
器用の新しい改良されたマージン角制御法およびシステ
ムに関する。

更に詳述すると、本発明は変換器で使用されているサイ
リスタ・バルプの導通期間をセンスする改良されたバル
ブ電流モニタを有し、インバータモードで動作させなが
ら使用する高圧直流電力変換器用の速応性マージン角制
御装置に関する。

本発明はインバータ・モードで動作しているか整流モー
ドで動作しているかに依存して高圧直流を交流にまたは
交流を高圧直流に変換し得る３相変成器結合された６バ
ルブ・ブリッジ接続型の高圧直流（ＨＶＤＣ）電力変換
器で主として使用される。

しかし、本発明の用途は斯様な面に制限されるものでは
なく、例えば可逆ローリング・ミル駆動器の如き多くの
他の電力インバータ回路にも使用し得るものである。

この一般的な型の周知の従来の電力変換器およびその動
作の仕方については、シー・アダムソンおよびエヌ・ジ
ー・ヒンゴラニ（ギヤロウエイ・リミテッド、ロンドン
、１９６０）による「高圧直流電力伝送」およびビー・
ティー・ベッドフオードおよびアール・ジー・ホフト（
ジョン・ワイン・アンド・サンズ・インコーポレーテツ
ド、ニューヨーク、１９６４）による「インバータ回路
の原理」を参照されたい。

「エヌ・ジー・ヒンゴラニおよびピー・チャドウイツク
によるアイ・イー・イー・イー・トランズアクションズ
・オン・パワー・アパレイタス・アンド・システムズ，
ＰＡＳ−８７巻３号、１９６８年３月、第８６６〜８７
２頁「Ａｃ／ＤＣ／ＡＣ静的変換器用の新しい一定消弧
角制御」なる論文において、本出願人は電力変換器で用
いられる従来の周知のマージン角制御装置について述べ
ている。

この点に関し、「マージン角制御」と「消弧角制御」な
る用語は当業者では同意であると考えられており、以下
でもその様に取扱うことに注意されたい。

上述のヒンゴラニおよびチャドウイックの論文において
、著者らはインバータ・モードで動作している電力変換
器中にマージン角制御装置を用いる目的および基本を詳
細に述べており、制御の理念および用語の定義のより詳
細な記述に関してはこの論文を参照されたい。

しかし、簡単に言うと、安全なインバータ動作を達成す
るためには前進角β（これはインバータ・モードで動作
している間の３相ブリッジ接続された変換器のバルブの
点弧角である）は充分大であって、整流の終了時点にお
いて休止しているバルブを流れる電流の導通が中止され
てからバルブが再び再印加された順方向電圧に抗する時
点までの間に実際に得られる期間が当業者において臨界
脱イオン化時間（ガス・イオン管バルブの場合）または
逆回復時間（固体半導体バルブの場合）として知られる
予め定められた最小時間より長《ならねばならないこと
に注意されたい。

上述の期間は休止バルブのマージン角δと通常呼ばれて
おり、ここで用いる「マージン角」は時間で測られ角度
ではない。

順方向電圧が再印加されるとき、どのインバータのバル
ブも早期に降伏したり導通しないことを保証するため、
適当なマージン角を提供する手段が開発されている。

上述のヒンゴラニおよびチャドウイツクの論文には１つ
の斯様なマージン角制御手段が述べられている。

典型的な例では、これら周知のマージン角制御装置は調
整機能を実現し、それによってインバータが適当な安全
マージンを有して、なおかつ出来るだけ小さな一定マー
ジン角で動作するように作られている。

周知のマージン角レギュレータは実際のマージン角のあ
る変化に対して要求されるほど迅速に、または正確に応
動するものはない。

この欠陥を打破するべく本発明が考案された。

従って、ＡＣ線路上の過渡擾乱が不安定動作を引き起こ
すような条件の下での変換器の安全動作を保証する電力
変換器用の新しい改良された速応性マージ角制御法およ
びシステムを提供するのが本発明の主たる目的である。

本発明の他の目的は電力変換器用のマージン角制御シス
テムで用いられる新しい改良された低価格のバルブ電流
モニタを提供することである。

本発明の更に他の目的は検出された最小マージン角が基
準最小マージン角より小さ《なることに応動して正規制
御レギュレーションループの利得を減少させる利得変更
特性を有し、それによってレギュレーション・システム
がオーバシュートし零誤差状態付近で発振する傾向を最
小化する新しい改良されたマージン角制御装置を提供す
ることである。

本発明を実現するに肖り、それぞれのサイリスク装置の
電流導通期間を表わすバルブ電流出力電気信号を導出す
るべ《電力変換器のサイリスタ装置と回路的に結合され
たバルブ電流モニタ手段を含む電力変換器用速応性マー
ジン角制御装置が設けられている。

交流電流システム電圧モニタ手段は、また、それぞれの
サイリスタ装置の両端に現われる電圧を表わすバルブ電
圧出力電気信号を導出するべくサイリスタ装置に結合さ
れている。

この装置において、それぞれのサイリスタ装置を通る電
流導通の中止時点と、それぞれのサイリスタ装置にかか
る電圧の極性が次に反転する間に生じる零電位を通過し
て正方向に向かう時点の間の時間期間は、それぞれサイ
リスタ装置の実際のマージン角に相応する。

マージン角信号誘出手段が設けられており、これはバル
ブ電流モニタ手段および各サイリスタ装置に対する交流
電流システム電圧モニタ手段に応動して、それぞれのサ
イリスタ装置のマージン角の時間幅を表わす出力マージ
ン角信号を誘出する。

セレクタ回路手段はマージン角信号誘出回路手段からの
出力に応動して最小のマージン角を表わすマージン角信
号を選択する。

加算回路には第１の基準マージン角信号と共に選択され
た最小マージン角制御信号が供給され、サイリスタ装置
の動作を正常に制御する誤差マージン角制御信号を誘出
する。

比較回路手段が設けられており、これは誤差マージン角
制御信号および第２の基準信号に応動して（例えばＡＣ
過度擾乱によって誘起される如き）最小角制御信号の重
大な変化を検出し、第１の基準値を越した誤差の大きさ
に比例する第２の付加的出力誤差マージン角制御信号を
誘出する。

この第２の出力誤差マージン角制御信号は正規の制御装
置と関連して電力変換器用制御回路手段に加えられて第
２の基準値を越す最小マージン角の重大な変化が検出さ
れたときサイリスタ装置を迅速に制御する。

重大なる歪状態が終了すると、変換器の制御は正規の制
御レギュレーション・ループに戻される。

一実施例においては、利得変更回路手段が正規制御レギ
ュレーション・ループ中に含まれており、誤差マージン
角制御信号に応動し、検出された最小マージン角が第１
の基準最小マージン角信号によって形成された予め定め
られた量より小である状態に応じてループの利得を減少
させ、それによって普通以下のマージン角を表わす誤差
を過剰補正することを妨げる。

好ましくは利得変更回路手段は、また、最小マージン角
がそれぞれ所望の最小マージン角より犬および小なる予
め定められた第１および第２の角の間の領域にあるとぎ
は常に、更に利得を減少させそれによってレギュレーシ
ョン・システムがＡＣシステムの電圧状態のために零誤
差状態で振動する傾向を最小化する。

改良された速応性マージン角制御装置は、３相供給変成
器巻線の各相に対するバルブ対として接続された２つの
サイリスク装置の３つの組を有する少な《とも６つのサ
イリスク装置を用いる３相変成器結合、ブリッジ接続さ
れた変換器に対して主として使用される。

バルブ電流モニタ手段ハ各バルブ対に誘導的に結合され
た従来の交流電流変成器より成る。

バルブ電流信号整形および分離回路手段は、各バルブ対
のそれぞれの電流変成器に結合されており、発生された
信号を矩形に整形し、該信号をバルブ対を形成するそれ
ぞれのサイリスク装置の各々の導通期間を表わす２つの
別個の信号に分離される。

遅延手段はそれぞれのバルブ電流信号波整形分離回路に
接続されており、矩形電気信号の幅を予め定められた時
間伸長し、サイリスタがオフとなる結果として電流変成
器巻線中に誘起された任意のスプリアス・オーバショー
ト信号パルスをオーバラップさせて消去し、それによっ
て偽りの出力バルブ電流導通指示信号パルスの発生を排
除する。

マージン角制御装置はバルブ電流矩形出力電気信号パル
スの伸長された時間幅を補償する。

本発明の他の目的、特徴および多くの付加的利点は添付
図面と関連して以下の詳細な記述を参照することにより
、より良《埋解されよう。

ここで幾つかの図の各々の同様な部分は同一参照文字で
示されている。

第１図は本発明に従って形成された新しい改善された速
応性の電力変換器用マージン角制御装置である。

少な《とも６つのサイリスタ・バルブ１−６を用いる３
相、変成器結合、６パルス・ブリッジ結合の変換器を図
？上隅に１１として示す。

電力ブリッジ１１の構成および動作の更に詳細なる記述
に関しては、上述のアダムソンおよびヒンゴラニの本を
参照されたい。

変換器は変成器と、交互に導通する対として接続された
６つのサイリスタ・バルブ（各バルブはその参照番号に
よって示された順に導通する）より形成されたブリッジ
回路より成る。

サイリスタ・バルブ１−６は周知の仕方で２つの直流導
線とそれぞれ位相巻線Ｒ，ＹおよびＢに接続された３相
のＡＣ導線の組の間に対として接続されている。

位相巻線Ｒ，ＢおよびＹは供給／出力変成器１２の３相
巻線より成り、変換器がインバータ・モードで動作して
いる場合には出力交流電流を供給するべく、そして変換
器が整流モードで動作している場合には入力供給交流電
流をブリッジ変換器に結合するべく相応する１次／２次
巻線Ｒ’，Ｙ′およびＢ′Ｋ誘導的に結合されている。

各バルブ対のサイリスタ装置１，３および５は、それぞ
れその陰極がＤＣ導線の１本と適当な直流電流フィルタ
・リアクタを通してＤＣ出力／入力端子に接続されてお
り、サイリスタ２，４および６の陽極は共に残りのＤＣ
導線を通して第２の直流電流端子に接続されている。

サイリスタ１〜６は好まし《は当業者においては周知の
固体半導体ＳＣＲより成るが、サイラトロン、イグナイ
トロン、水銀アーク整流器または当業者で周地のＳＣＲ
に似たサイリスタ動作特性を有する他の類似で周知のグ
リッド制御型導通装置であっても良い。

更に、ここでの説明では種々のサイリスタ装置（または
バルブ）１〜６をサイリスタ装置（またはバルブ）と呼
ぶが、高圧、大電流の用途に適用するために、これらの
装置は実際には第１図の回路に描かれた所望の個々のバ
ルブを形成するため大電流用には並列に、大電圧用には
直列に接続された複数個のＳＣＲ装置より成る場合があ
ることに留意されたい。

所望の高圧、大電流通過特性を有するグリッド制御型導
通バルブを形成するための、上記の如き個々のサイリス
タ装置の並列および／または直列相互接続は当業者にお
いて周知であり、ここでは詳細には述べない。

更に、本発明は６個のパルス・ブリッジ回路と関連して
説明しているが、実際には１２個のサイリスク装置（ま
たはバルブ）より成る１２個のパルス・ブリッジ回路が
用いられることが度々あることに注意されたい。

斯様な１２個のパルス・ブリッジは第１図に示すのと類
似の２つの直列接続された６個のパルス・ブリッジより
成り、尚業者においては周知の１２のパルス変換器より
成る２つのブリッジのそれぞれのＡＣ端子の間に３０°
の位相差を提供するべく適当に相互接続されたスター・
デルタ変成器巻線から適当な位相を有する交流電圧が供
給される。

必要な場合には他の周地の多パルス電力変換装置を本発
明を実現するのに用いることができる。

新しい改善されたマージン角制御装置は、バルブ電流モ
ニタ手段を含む第１図に示す多数の相互接続された部分
回路より成る。

バルプ電流モニタ手段は、変換器変成器の位相巻線Ｒ，
ＹおよびＢとそれぞれのバルプ対１および４、３および
６、５および２の接合点の間に接続されたそれぞれの導
線の周りに巻かれた複数個の通常の交流変成器（Ｃ．Ｔ
．）１３，１４および１５より成る。

１組のダイオード（第２図に示す）は抵抗１６と共に２
次巻線１３，１４および１５の両端にバック・ツウ・バ
ック負荷を提供する。

バルブを通る電流がＯであると、電流変成器１次線輪中
の電流は０であり、ダイオードにかかる電圧はＯである
。

Ｃ，Ｔ．０１次線輪に電流が流れると、ダイオードにか
かる電圧はダイオードが完全にオンとなる電圧（２．８
Ｖ）まで急速に上昇する。

この結果、地気に関して実質的に矩形の電圧パルスが形
成される。

正常の動作状態の下では、各電流変成器（Ｃ．Ｔ．）の
ダイオードにかかる電圧信号パルスは地気に関して＋Ｉ
ｄとーＩｄを表わす電圧レベルの間を交互する。

第３Ａ図はそれぞれの電流変成器から得られた＋Ｉｄお
よびーＩｄ信号パルスの性質を示す。

正のパルス＋Ｉｄは電力変換器１１中のサイリスタ装置
＃１の如き共通陰極バルブの導通に相応し、負のパルス
ーＩｄはバルブ対１および４の＃４の如ぎ共通陽極バル
ブの導通に相応する。

バルブ電流信号波形整形および分離回路２１〜２３内に
おいて、正および負のパルス＋Ｉｄおよび−Ｉｄは分離
整形され、各パルスが基準レベル、すなわちスレツショ
ルド電圧レベルを越すか、またはそれ以下となるとき、
波形整形および分離回路からの出力信号はそれぞれ論理
の１または論理の０となり、それぞれのサイリスタ・バ
ルブ１〜６の導通期間を表わす。

それぞれのサイリスタ・バルブ１〜６の電流導通期間を
表わすこれら矩形の信号ｎルスは、次にマージン角モー
タ２４への入力の１つとして供給される。

バルブ電流信号整形および分離回路２１〜２３の構成お
よび動作を以下第２および３図と関連して詳細に述べる
。

マージン角モニタ２４はバルブ電流モニタ手段からバル
ブ電流パルスを受信するのに加えて、バルブの両端に現
われＡＣシステム電圧モニタ千段２５から得られたそれ
ぞれのバルブ整流電圧の適酒な正の半サイクルに相当す
る個々の矩形波電圧信号を受信する。

ＡＣシステム電圧モニタは電力［変換器の主３相供給／
出力変成器の３次線輪に誘導的に結合され、モニタ回路
２５への位相電圧波形信号にそれぞれの位相を供給する
べくステップ・ダウンおよびセンタ・タップ付２次巻線
を有する補助変成器より成る。

この回路は周知の仕方で電圧を処理して、それぞれのサ
イリスタ装置１〜６にかかるバルブ整流電圧の正の半サ
イクルに相応する個々の出力矩形整流電圧波形信号を発
生する，すると、これら整流電圧波形信号はマージン角
モニタ２４に第２の入力として供給される。

マージン角モニタ２４は６つの双安定フリツプ・フロツ
プより成り、各フリップ・フロツプは電力変換器ブリッ
ジの６つのサイリスタ装置の各々に付属する。

これらフリツプ・フロツプを第１図にＦ１，Ｆ，等とし
て示すが、これらは電力変換器ブリッジのそれぞれ関連
せるサイリスタ装置１〜６の測定されたマージン角を表
わす矩形波出力信号を発生する。

矩形波マージン角信号は、例えばマージン角モニタ２４
中のＦ１の如きそれぞれのフリツプ・フロツプを、バル
ブ電流パルスの後縁（これは導通期間の終了点を、従っ
てマージン角期間の開始点をマークする）を受信したと
ぎ、第１の導通状態から第２の導通状態へ切替えること
により発生される。

すると、フリツプ・フロップＦ，はＡＣシステム電圧モ
ニタ２５かも供給された入力矩形波整流電圧信号を受信
すると、その第２の状態からその第１の状態に切替わる
。

この矩形のＡＣシステム整流電圧信号の前縁は、それぞ
れのサイリスタ装置にかかる整流電圧の極性が反転する
間に生じる０電位を通過して正方向に向かうことを指示
し、バルブ対の内非導通状態にあるバルブ（他方のバル
ブは導通していて、特定対象のサイリスタ装置をオフと
する）にかかる電圧の上昇を検出することにより得られ
る。

例えばバルブ３はバルブ１をオフとするために導通せら
れ、バルブ６にかかる電圧の上昇はバルブ１が順方向バ
イアスされ、従って当業者において周知の如くその整流
電圧の極性の反転により再び加えられた順方向電圧に抗
することが要求される時点を識別するために検出される
。

第６ａ図はマージン角モニタ２４に供給された信号の波
形を示し、マージン角モニタから出力に現われるマージ
ン角信号パルスの発生の仕方を示す。

少し前の時刻（第６ａ図には示さない）において、整流
が向けられるブリッジ中の次のバルブ（バルプ３と仮定
）は歩進制御信号の指令角に従って導通され、サイリス
タ・バルブ１はオフとなり始める。

サイリスタ・バルブの導通が停止せられると、電流変成
器１３および抵抗１６によって形成されるバルブ電流モ
ニタ信号は鋭い後縁Ｐ１を発生する。

先に述べた如《、マージン角はバルブが導通を停止した
後からバルブにかかる整流電圧の極性が反転する前まで
（従ってバルブは再び加えられた順方向電圧に抗さねば
ならない）にバルブの整流の終了時点で残された期間と
定義される。

このマージン角はちょうど今導通を停止したサイリスタ
・バルブの臨界逆回タ時間δ。

以下であってはならない。

しからざれば順方向電圧の再印加により、サイリスタ・
バルブは降伏し、恒久的に導通状態となる。

第６ａ図に示した仕方でＡＣシステム電圧が点Ｐ２で０
を通過するとき、マージン角モニタ中のフリツプ・フリ
ツプＦ，を再びその初期状態に戻すことにより、矩形出
力電圧パルスがフリツプ・フロツプＦ１ により発生さ
れる。

この矩形出力電圧パルスの時間幅は角度で測ったバルブ
の実際のマージン角（これは交流電圧の位相と呼ばれる
）に相当する。

斯様な２つのパルス幅変調されたマージン角制御信号パ
ルスを第６ｂおよび６ｃ図に示す。

ここでサイリスタ３に対するマージン角δ３は第６ｃ図
に示し、サイリスタ１のマージン角δ１を第６ｂ図に示
す。

電力変換器の動作効率を最大とするためには、変換器の
信頼性と安全動作を損なわない限りにおいて、サイリス
タを出来るだけ小さなマージン角（すなわち、サイリス
タ装置の逆回復時間によって決定される臨界マージン角
に出来るだけ近いところ）で動作させることが望ましい
。

このため、′これまで開発されたマージン角制御システ
ムは全て最小の安全マージン角で安全に動作するよう交
換器を制御している。

この場合に遭遇する困難さの１つ（および従来の多《の
マージン角制御装置が不満足なものとなった理由）は交
流システムに過度擾乱が現われることである。

斯様な擾乱が現われると、先に導通していたバルブをオ
フとするための整流電圧に重大な影響が加わる。

従って、正常状態に対する臨界マージン角の組が整流を
斯様な正常状態にお《ことを保証するに適切であるなら
ば、過渡擾乱が生じたとぎ、不充分な整流電圧が残され
、それによってサイリスタ装置の整流が不調となり、そ
の結果、電力変換の動作は不満足となる。

このような不慮の事故に備えるため、本発明は過渡擾乱
によって引き起こされた最小マージン角の変化を直ちに
検出してそれに応動し、ブリッジ中の次のバルブが点弧
する前に最小マージン角を安全な値に瞬時に増加させる
。

過度擾乱が過ぎると、レギュレータは自動的にマージン
角を予めセットされた基準値に戻す。

これが実行される仕方を以下で充分に述べる。

最小マージン角を選択するために、全てのサイリスタ装
置１〜６のマージン角信号はマージン角トランスレータ
に加えられる。

該トランスレータはマージン角モニタ２４中のフリツプ
・フロツプＦ１〜Ｆ６から供給されたパルス幅変調され
た下一ジン角信号を、そのレベル（すなわち犬ぎさ）が
サイリスタ装置１〜６のそれぞれのマージン角を表わす
マージン角電圧値に変換する。

次に変化する振幅電圧信号は、最小マージン角セレクタ
千段２Ｔの入力中のダイオードＯＲゲートの入力として
供給される。

ダイオードＯＲゲートを通してセレクタ回路２７に供給
される選択された最小マージン角電圧信号は、各サイリ
スク・バルブ導通期間に続《マージン角測定の後直ちに
変更される。

斯様にして６つのパルス・ブリッジに対しては、マージ
ン角は交流システム電圧波形の６０°毎にセンスされ、
１２のパルス・ブリッジに対してはマージン角は３０°
毎にセンスされる。

このことはマージン角トランスレータおよびセレクタ回
路の記述により、より良く理解されよう、最小マージン
角セレクタ回路２７はまた、マージン角モニタ２４から
の適当なプランキング信号と共に供給され、選択された
最小マージン角信号を第６ｅ図に−ＶδＭＩＮとして示
す（その振幅は最小マージン角を表わす）実質的に連続
な、直流最小マージン角制御信号とする。

このセンスされた最小マージン角を制御パラメータとし
て用いることにより、インバータ・モードにおける電力
変換器の安全動作が保証される。

最小マージン角セレクタ回路２７の出力に現われる選択
され、補正された直流の最小マージン角制御信号−Ｖδ
ＭＩＮは第１の加算接合点２８に加えられ、そこで該信
号は第１の最小マージン角基準制御信号ＶδＲＥＦ＃１
と加算される。

第１の基準制御信号ＶδＲＥＦ＃１はサイリスタ装置１
〜６の逆回復時間によって主として決定されるが、ある
安全係数等（以下で更に詳細に議論する理由によるバル
プ電流モニタ中の測定された電流導通期間の伸長による
ＶδＭＩＮの減少の補償を含めて）を含めることにより
電力変換器の安全動作を保証するよう調整される。

斯様にして、最小マージン角信号−ＶδＭＩＮのセンス
された値はＶδＲＥＦ＃ｌによって形成された基準最小
マージン角信号と比較され、正または負の差は利得調整
抵抗２９を通し、ダイオード３１をバイパスしてレギュ
レータ回路３２に供給される。

レギュレータ回路３２は点弧時間計算機３３（これは可
変周波数発振器より成る）を制御し，該計算機は電力変
換器１１中のそれぞれのサイリスタ装置１〜６を番号順
にオンとする１組の適当な時間関係を有する制御パルス
を発生するバルブ点弧システム３４を制御する。

レギュレータ３２、点弧時間計算機３３（ＦＴＣ）およ
びバルブ点弧システム３４（ＶＦＳ）の構造は周知のシ
ステムおよび回路であるから、これら素子は詳細には述
べない。

レギュレータ３２および点弧時間計算機は共にゼネラル
・エレクトリック・カンパニー（１１ＬＡＯ３２１０−
ポラード）による出願中の特許で述べられている型の回
路より成ることが好ましい。

しかし、任意の周知のレギュレータおよび点弧時間計算
機を素子３２および３３として用いることができ、唯一
の要件はそれらが正または負の極性を有し、センスされ
た最小マージン角のＶδＲｇＦ＃１によって形成された
マージン角からの誤差を表わす振幅の変化する直流電流
制御信号を受容できることと、その後誤差を０にするた
め制御信号に応動して電力変換器中の個々のサイリスタ
装置の点弧の点弧角を適当に前進、後退させることであ
る。

抵抗２９およびダイオード３１を通してレギュレータ３
２０制御動作を行なうべく供給されるのに加えて、加算
接合点２８から誘導された誤差制御信号は第２の加算接
合点３５に供給される。

第２の加算接合点３５において、２８からの誤差制御信
号は予め設定された基準値ＲＥＦと比較される。

最小マージン角信号ＶδＭＩＮのセンスされた値が第２
の臨界値基準信号ＶδＲＥＦ＃２に等しくなると、誤差
制御信号はＲＥＦによって形成された閾値を達成し、許
容回路３０はパルス発生器３６にトリガ信号を供給する
。

許容回路３０により作動せられるとパルス発生器３６は
一定の大振幅出力制御パルスをレギュレータ３２に供給
する。

該パルスの幅は加算接合点２８からの実際の誤差制御信
号に比例している。

レギュレータ３２を介してＦＴＣ３３に加えられるとき
のこの付加的制御パルスの効果は、前進βの点弧角を充
分増大させ、それによって次に点弧すべきバルブのマー
ジン角が約δＲＥＦ＃１に等し《なるようにすることで
ある。

このパルスは正規のレギュレーション・ループに加えて
加算接合点２８を通して提供されるから、その結果、実
際の（センスされた）最小マージン角δＭＩＮがδＲＥ
Ｆ＃２以下となった点から１２回点弧（１２パルス変換
器の場合）または６回点弧（６パルス・ブリッジ変換器
の場合）した後、実際のマージン角δは約δＲＥＦ＃ｌ
の２倍（２×δＲＥＦ＃１）となる。

すると、実際のマージン角δＭＩＮは正規のレギュレー
ション・ループの動作によりδａＥＦ−１Ｏ値にまで減
少し、それによって充分な動作安全期間を提供し、その
間に過渡擾乱は経過する。

前述の前述から本発明は２つの制御ループを合体させて
いることが埋解されよう。

以下で更に詳細建述べる如く、第１の制御ループは電力
変換器ブリッジ中の各サイリスタ装置の導通期間をサン
プルし、サイリスタ装置のセンスされた実際のマージン
角をブリッジ中の全ての装置のマージン角と比較し、最
小マージン角を変換器の正常動作を制御するための制御
パラメータとして選択する。

この主、すなわち正規制御ループは最小マージン角の正
常で、かつ予想された変動に適応するのには充分ではあ
るが、整流電圧波形に従って利用し得るマージン角に大
幅な影響を与える厳しい過渡擾乱を克服することはでき
得ない場合がある。

制御装置が斯様に厳しい性質の過渡擾乱に迅速に応動し
得るために、第２の速応性ループが設けられており、そ
れによってセンスされた最小マージン輛を臨界値以下に
減少させるような過渡状態を検出すると、正規のレギュ
レーション・ループは第２の制御ループの導入によって
補強される。

この第２の制御ループは、前進βの点弧角を充分長い期
間増大した値に変化させて厳しい過渡擾乱に安全に適応
するよう、レギュレータおよび点弧時間計算機の動作を
迅速に制御するべ《特別に発生された制御パルスを注入
する。

第６ｆ図は正規の制御、すなわちレギュレーション・ル
ープ内の加算接合点２８の出力に接続された利得調整抵
抗２９およびバイパス・ダイオード３１の利点を説明す
るものである。

レギュレータおよびそれと関連する回路（抵抗２９を除
く）のパラメータは、最小マージン角δＭＩＮの振幅が
基準レベル以上に増加することの結果として負のマージ
ン角誤差信号が加算接合点の出力に現われるとき、マー
ジン角レギュレーションに対し所望のループ利得を与え
るよう選択されている。

好まし《は、この利得は充分高く、レギュレータは２ま
たは３回のバルブ点弧内で誤差な０に減少させる。

第６ｆ図に示す如く、動作のある時点におけるセンスさ
れた最小マージン角δＭＩＮは交流電圧波形の位相に関
して２０°の値を有するよう決定されているものと考え
る。

これはマージン角が整流電圧波形の正常電圧０（ωｔ一
π）から進む方向（ω１−１／２の方向）に向かって角
度２０°だげ拡大すること（すなわちδＭＩＮは１６０
°から１８００に拡大する）を意味する。

レギュレータの制御の下にあるＦＴＣ３３は漸進的に点
弧角を後退させ、それによって次のバルブ点弧点におい
ては、センスされた最小マージン角は初期誤差の約１／
２（例えば１９０）に減少され、これは１２パルスの電
力変換器の場合には交流電圧波形の１／１２サイクル内
で生起する。

次のバルブが点弧すると、点弧角は充分に後退していて
、センスされた最小マージン角は基準δＲＥＦ＃ｌ（例
えば１８°）によってセットされた正常値に戻る。

斯様にして各々のバルブの点弧に対し、最小マージン角
δＭＩＮが測定され、ＦＴＣ３３の点弧の制御はそれに
従って調整される。

この型の動作を提供するため、バイパス・ダイオード３
１は過度に大きな最小マージンに帰因する負の誤差信号
を利得の変更なしにレギュレータ３２に直接供給し、そ
れによって次のバルブの点弧に対し充分迅速な応動を提
供する。

さて、ここで誤差信号がセンスされた最小マージン角が
第１の基準値δＲＥＦ＃１以下となったために正となる
場合を考える。

この場合を第６ｆ図に最小マージン角が１７°であると
測定されたのに続《時点として示している。

最小マージン角トランスレータおよびセレクタ回路を第
４および５図と関連して以下で述べるとぎにより良《理
解されるように、任意の与えられたサイリスク・バルプ
のセンスされた最小マージン角の値はそのバルブのマー
ジン角が再びサンプルされるまで基準交流電圧波形の１
サイクルの間センシング・コンデンサ上の電荷の形で保
持される。

斯様にして異常なマージン角が最初にセンスされたとぎ
、レギュレータが開始する補正動作は間に介在するバル
ブのマージン角が漸進的に増加する場合でも１サイクル
の間継続する。

この場合における重大なる過剰補正の生じる可能性はレ
ギュレータの利得を大幅に減少させる（誤差信号は正で
あり、バイパス・ダイオード３１は阻止される）ところ
の抵抗２９によって回避される。

１２パルスの変換器では、抵抗２９はループ利得を１＝
５から１：１２のオーダに減少させるように選択され、
それによって点弧角は正の誤差信号に応動して比較的ゆ
っくりした速度で前進し、その結果として増加する実際
のマージン角は、この補正動作が開始された後１サイク
ルしてレギュレータ３２を通して点弧時間計算機２２に
対して供給される誤差信号が次に変更される時間だけわ
ずかに基準レベルを越えるにすぎない。

第６ｇ図は加算接合点３５を通る第２の速応性制御ルー
プの動作の仕方を説明するものである。

最小マージンδＭＩＮの測定された値は δＲＥＦ＃２（δＲＥＦ＃２はδＲＥＦ＃１の約２／３
である）によって形成された第２の臨界基準マージン角
と比較される。

第６ｇ図から、マージン角制御装置の正常動作の間にあ
っては、最小マージン角のセンスされた（実際の）値は
１８°と仮定したδＲＥＦ＃１に対して要望される正規
マージン角を表わす基準レベルを中心としてほんのわず
かに上下するにすぎないことが理解されよう。

しかし、ＡＣシステムで重大な過渡現象が生じると、セ
ンスされた最小マージン角δＭＩＮはδＭＩＮ一ＣＲＩ
ＴＩＣＡＬとして示すδＲＥＦ＃２によって形成された
基準値１３°以下に降下する。

この状態が生じると、パルス発生器３６は、その幅がδ
ＲＥＦ＃１以下の実際のセンスされた最小マージン角の
誤差に比例する出力一定振幅パルスを提供する。

この出力パルスがレギュレータ３２を介してＦＴＣ３３
に加えられると、次に点弧するバルブの点弧角βを増加
させ、次に点弧するバルブのマージン角（これは１２パ
ルス・ブリッジ変換器では３０°以内に生起する）は約
δＲＥＦ＃１に等しい値に直ちに歩進せられる。

このパルスは正規のレギュレーション・ループによって
提供される制御信号と共に加算接合点２８を通して供給
される。

その結果、最小マージン角がδＲＥＦ＃２以下に降下し
た時点から１２点弧（１２パルス・ブリッジの場合）ま
たは６点弧（６パルス・ブリッジの場合）した後、最小
マージン角δＭＩＮはδＲＥＦ＃１からの差の２倍にほ
ぼ等し《なる。

次に、この実際の最小マージン角δＭＩＮは加算接合点
２８によって提供される制御レギュレーション・ループ
の正規動作によってδＲＥＦ＃Ｉなる値にまで減少せら
れる。

その間最小マージン角δＭＩＮは、過渡状態が経過する
まで変換器の安全な動作を保証するべく、充分長い期間
増加した値に保持される。

第２図は電流変成器（Ｃ．Ｔ，）巻線１３および波形整
形および信号分離回路２１より成るバルブ電流モニタの
１つの構成法を示す詳細な回路図である。

残りのバルブ電流モニタも第２図に示すものと構造およ
び動作は類似しており、従って、ただ１つの電流モニタ
についてのみ詳細に述べることを理解されたい。

巻線１３によってモニタされたバルブ電流対のサイリス
タ装置１または４のいずれかに流れている電流は直列接
続されたダイオード４１および４２（これは抵抗１６と
共に２次巻線１３にかかるバック・ツウ・バック負荷と
して作用する）のそれぞれの組にかかる正極性または負
極性の電圧パルスを発生する。

ダイオード４１および４２は電圧信号を第３図に示す実
質的に矩形なパルス（これは地気に関してＩｄとーＩｄ
を表わす正および負の電圧値の間を交互する）に整形す
る作用をする。

正パルス＋Ｉｄはサイリスタ１の導通に相応し、負パル
スーＩｄはサイリスタ４の導通に相応する。

正のパルス十■ｄがエミツタ・フオロアとして接続され
たＰＮＰトランジスタ４３０ベースに供給され、そのエ
ミツタは正の値に上昇し、閾値電圧レベルを形成する一
連のダイオード４４を介してＮＰＮ｝ランジスタ４５を
オンとする。

ダイオード４４は第３ａ図に示す如き閾値電圧レベルを
形成し、通常電流センス巻線１３および小さなＤＣ成分
（これらは過渡状態にあるＡＣ電流変成器中に存在し、
遅延角αの急速な変化を引き起こす）中に誘起される小
さな望ましくない背景雑音信号を遮ぎる。

そうしないとこの雑音はバルブ電流モニタに偽りの応答
を起こさせることがある。

トランジスタ４３のエミツタから地気に接続されたコン
デンサＣ１は回路の周波数応答を２５０ｋｃに制限し、
また、耐雑音性を改善する。

トランジスタ４５がオンとなると、コンデンサ４６はダ
イオード４７を通して放電され、ＮＰＮトランジスタ５
１はオフとなる。

｛ランジスタ５１がオフとなると、実質的に矩形の正極
性出力信号パルスが出力導線５２を介して加えられる。

これはサイリスタ・バルブ＃１の順方向電流導通期間を
表わす。

更に、この正極性出力信号は導線５３および直列接続さ
れた１対のダイオードを通してＰＮＰインバータ・トラ
ンジスタ５４のベースに加えられ、このトランジスタを
逆バイアスに保持し、それによってサイリスタ・バルブ
１の電流導通期間中逆極性信号整形および分離チャネル
中に出力信号パルスを発生することを禁止したり，また
は保証する。

サイリスタ・バルブ１の導通が中止されると、ダイオー
ド４２は非導通となり、トランジスタ４３のエミツタの
電圧は下降されて約地気に等し《なる。

その結果、トランジスタ４５はオフとなり、瞬間的にダ
イオード４７は逆バイアスされ、コンデンサ４６は抵抗
４８を介して正に充電される。

ツエナ・ダイオード４９の閾値電圧（＋トランジスタ５
１のＶｂｅ）に達すると、トランジスタ５１はオンとな
り、導線５２上の出力電圧は０■に降下する。

サイリスタ・バルブ１の導通が終了すると、第３ａ図に
ーｖ８として示す如く負に向かうスプリアス電圧スパイ
クが発生される。

同様な正に向かうｉ圧スパイク＋ｖ８がバルブのターン
・オフによってサイリスタ・バルブ４の導通の終了時に
発生される。

これら望まし《ない電圧スパイクは第３ｄおよび３ｅ図
に示す如く対をなす他方のバルブの誤った（偽りの）導
通状態指示を発生し得るから、これらがバルブ導通の指
示として制御装置を通して伝送されることを妨げる何ら
かの手段を設ける必要がある。

その目的で充電コンデンサ４６および抵抗４８のＲＣ時
定数およびツエナ・ダイオード４９および５のＶｂｏに
よって形成された閾値は出力導線５２上に発生された矩
形波パルスの幅を第３ｂおよび３０図に示す付加的な期
間Ｔだけ伸長するよう調整されている。

その結果、出力パルスはオーバラツプし、第３ｄおよび
３ｅ図に示した仕方で偽りのバルブ導通指示をする望ま
しくないスプリマス（すなわち偽りの）信号パルスを消
し去る。

真の出力電流を指示する信号パルスの幅を斯様にして伸
長することにより、制御装置は望ましくないスプリアス
信号パルスを受けても動作しない。

以下で説明するように、制御の後の時点において、第３
ｂおよび３０図に示すバルブ電流パルスの伸長された幅
Ｔに対して適当な補償が成される。

サイリスタ・バルブ４の電流導通期間を表わす負に向か
うパルスーＩｄの処理は正に向かうパルスに対する処理
と互に補い合うものである。

ダイオード４１０両端に現われる負に向かうパルス−Ｉ
ｄは、エミツタ・フオロアとして接続されたＮＰＮ｝ラ
ンジスタ６２（そのエミツタは充分負に駆動ざれており
、−１５ボルト端子から一連のダイオード６３を通して
トランジスタ５４０ベースに負のバイアスを印加し、５
４を導通させる）のベースに導線６１を介して供給され
る。

直列接続された一連のダイオード６３は閾値一ｖｔ（こ
の閾値はセンスされた電流信号により越されなげればな
らない）を形成し、一方のチャネルのダイオード４４と
同一目的を果す。

ＰＮＰ｝ランジスタ５４０オンにより、そのコレクタは
充分に高電圧となり、ツエナ・ダイオード６４を通して
トランジスタ６６をオンとする。

すると６６のオンはコンデンサ６７、抵抗６８、しエナ
・ダイオード６９およびＮＰＮ｝ランジスタ７１より成
る残りの回路に関して一方のチャネルのトランジスタ４
５のオンと同様な仕方で動作し、トランジスタ７１のコ
レクタに第３ｃ図に示す如きサイリスタ・バルプ４の電
流導通期間を表わす正に向かう出力電圧パルスを発生さ
せる。

正極性はトランジスタ５４およびツエナ・ダイオード６
４によって提供される反転およびレベル・シフトによっ
て得られる。

出力電圧パルスの発生と同時に、オフとなることを禁止
する信号が導線７３を介してＮＰＮ｝ランジスタ７４０
ベースに加えられ、このトランジスタをオン状態に保持
する。

トランジスタ１４はもう一方のバルプ１電流センス・ナ
ヤネル中のトランジスタ４５０ベースに接続されており
、サイリスク・バルプ４の電流導通期間プラス伸長期間
Ｔの間トランジスタ４５をオフに保持する。

トランジスタ４５がオフ状態に保持されていると、トラ
ンジスタ５１はオンに保持されて、サイリスタ・バルブ
１の電流指示回路中の出力信号パルスの発生を妨げる。

従って、サイリスタ・バルブ１が導通している間、第３
ｂ図に示すバルブ電流導通指示信号パルスが出力導線５
２上に発生される。

このパルスはこのバルブの電流導通期間（にプラスする
ことのスプリアス・ターン・オフ信号パルスを消去する
べく設けられた伸長期間Ｔ）を表わし、もう一方のバル
ブ＃４の電流指示回路からの出力は交互結合手段（これ
はバルブ＃１出力がトランジスタ５４をオフに保つため
に発生されているとぎは常に動作する）を介して提供さ
れる禁止信号のために妨げられる。

同様に、バルブ４の順方向電流導通期間プラス期間Ｔを
指示するところの導線７２を介して供給される出力信号
パルスが発生されると、禁止信号が導線７３を介して帰
還され、バルブ１チャネルへの出力電流パルスの発生を
妨げる。

上述し、第２図に示したバルブ電流モニタは全ての正常
なる定常状態の条件下では、その所期の機能を満足に実
行する。

しかし、異常な状態が生じることがあり、そのときバル
ブ電流モニタは望ましくない出力信号パルスを発生する
可能性がある。

この状態は、変換器の動作モードが整流と反転の間の変
位点にあるときの電力反転の期間のように変換器ブリッ
ジを形成するそれぞれのバルブの点弧角が９０°の近傍
にあるときに生じ得る。

バルブが約９０°の点弧角で整流、すなわちスイッチン
グしているとき、整流電圧の振幅に大幅で、かつ突然な
変化がブリッジの非導通バルブによって周期的に経験さ
れる。

例えば互に補い合うバルブ１および４の導通期間の間の
ギャップの間、これら非導通バルブの内の１つにかかる
電圧は上記の如き振幅変化を受けている。

この電圧の大きな階段的変化の結果として、通常の仕方
に従ってバルプの両端に接続されている緩衝回路は、オ
フとなったバルブは導通しているけれどもバルブ電流モ
ニタに充分な電流を流す働きをし得る。

緩衝電流の結果として、電流変成器１３０２次巻線に誘
起された全ての信号パルスは比較的短い期間を有し、偽
りのバルブ電流導通状態指示信号がそれに応じて発生さ
れるのを妨げるため、先に述べた電流モニタ中に、電流
変成器巻線中に誘起されたパルスが予め定められた時間
長持続するまで全ての出力信号の開始を遅らせるための
適当な手段を設けてある。

斯様な遅延手段を設けた結果として、バルブ電流モニタ
は短期の余分な信号とＣ，Ｔ．の２次巻線中の真のバル
ブ電流導通信号を識別し得る。

この目的に適した１つの回路を第１２図に示す。

第１２図からわかるように、ＮＰＮトランジスタ１８１
から成るエミツタ・フオロア段が先に述べたトランジス
タ４５と５１の間に付加されている。

トランジスタ１８１０ベースはコンデンサ４６の非接地
プレートに接続されている。

コンデンサ４６の充電回路は抵抗１８２およびダイオー
ド１８３より成り、このコンデンサに対する放電回路は
抵抗１８４およびトランジスタ４５より成る。

トランジスタ１８１のエミツタは抵抗１８５および１８
６（その共通接続点１８７はトランジスタ５１０ベース
に直接接続されている）より成る電圧分割器を介して−
１５ボルトの制御電力端子に接続されている。

コンデンサ４６が予め定められた閾値レベルを越えて充
電されると、１８７の電位は充分正となって導線５２を
地気にクランプするトランジスタ５１を順方向バイアス
する。

コンデンサ４６にかかる電圧が予め定められた値以下に
なるとぎは常に、点１８７の電位は約地気にまで下げら
れ、トランジスタ５１はオフとなり、導線５２にサイリ
スタ・バルブ＃１の順方向電流導通期間を表わす正極性
の出力信号を発生させる。

動作状態にあっては、トランジスタ４５０ベースの比較
的正なる信号が開始されるとき、このトランジスタはオ
ンとなり、先に充電されたコンデンサ４６は抵抗１８４
を通して放電される。

予め定められた時間が経過した後、コンデンサ４６上の
電圧は上述の予め定められた値に減少してトランジスタ
５１はオフとなる。

抵抗１８４の値に依存するこの予め定められた時間遅延
は、４５０ペース上の比較的正なる信号が相応する時間
継続するまで５２の出力信号の開始を遅延させる。

本発明の一実施例では、この予め定められた時間長が約
１６０マイクロ秒となるよう選択されている。

その後、バルブ１の順方向電流導通期間の終了時点で、
・ランジスタ４５のベースに加えられた比較的正なる信
号は終了し、第１２図に示す回路は、コンデンサ４６の
充電回路のＲＣ時定数に依存する予め定められた量だげ
５２の出力信号の幅を伸長する作用をする。

抵抗１８２の値は抵抗１８４の値と同一にすることがで
き、それによって出力信号の伸長Ｔは約１６０マイクロ
秒となる。

この場合、出力信号の幅はバルブ＃１の順方向電流導通
期間に等しい。

第１２図に示す回路によって発生された出力信号の開始
に導入された遅延の結果として、修正されたバルブ電流
モニタは電流変成器１３０２次巻線に誘導された短期の
余分な信号には応動しなくなる。

これはトランジスタ４３および６２のエミツタと地気の
間に接続して第２図に示してある先に述べたコンデンサ
と同一の機能を果しているから、これらコンデンサはも
ちろん必要な場合には除去し得る。

第４図はマージン角トランスレータの構造を詳細に示す
回路図である。

それぞれのフリップ・フロツプＦ１−Ｆ６によってマー
ジン角モニタ中に発生された矩形マージン角信号パルス
は第４図に示すものと類似のそれぞれ関連するマージン
角トランスレータ回路に供給される。

第１図と関連して先に述べたように、矩形マージン角信
号パルスは、例えばＦ１の如きそれぞれのフリツプ・フ
ロツプをして、そのそれぞれのサイリスタ・バルブ１の
導通が終了する時点でその状態を変えさせ、整流電圧が
０を通過する時点でバルブにかかる整流電圧の極性が反
転するとき、その元の状態に戻らせることにより発生さ
れる。

この期間をマージ塔角と定義し、関連するサイリスタ・
バルブの特定のマージン角に従って幅変調される。

第４図の回路は、この幅変調された矩形信号を相応する
負極性の、鋸歯状波形出力信号（その振幅は入力矩形波
マージン角信号のパルス幅、従って問題としている特定
のサイリスク・バルブのマージン角に相応する）に変換
する。

上記の目的を達成するため、入力マージン角モニタ矩形
波信号ＭＡＭは導線８１を介して入力ＰＮＰ｝ランジス
タ８２のベースに供給される。

入力矩形マージン角信号の各々の負に向かう期間中、ト
ランジスタ８２は導通され、それによってマージン角パ
ルスの期間ＮＰＮトランジスタ８３をオンとする。

ＮＰＮ｝ランジスタ８３は充電コンデンサをダイオード
８８を通して−１５ボルト端子から充電する一定電流源
より成る。

導線８１を介して供給された入力矩形マージン角信号は
、また、コンデンサ８４および抵抗８５より成る微分回
路および結合ダイオード８６を通してＰＮＰ｝ランジス
タ８７のベースに加えられている。

入力マージン角信号パルスの微分によりマージン角信号
パルスの前縁において負に向かう電圧スパイクが発生さ
れ、これはＰＮＰ｝ランジスタ８７を各マージン角信号
パルスの開始時点においてほんのわずかの間導通させる
。

トランジスタ８７は充電コンデンサ８９の両端に接続さ
れており、従ってこの瞬時の導通期間は各サンプル期間
の開始時点において充電コンデンサ８９を放電する働き
をする。

斯様にして、充電コンデンサ８９上に充電された電荷が
１つのサンプル・サイクルから次のサンプル・サイクル
にまで持ち越されることはな《、各導通期間の後に残っ
ているマージン角は各サイクル毎に新たにサンプルされ
る。

前述のことから、各マージン角信号パルスの開始時点で
充電コンデンサ８９は瞬時に放電され、その後クランプ
・トランジスタ８７がオフとなることに続いて、トラン
ジスタ８３から成る一定電流源によってダイオード８８
を通してマージン角信号パルスの幅に相当する電圧レベ
ルにまで充電される。

マージン角パルスの間一定電流源８３により充電コンデ
ンサ８９が充電された電圧レベルはコンデンサ８９上に
トラツプされる。

この電圧は出力負荷抵抗９４を有するＮＰＮ｝ランジス
タ９１より成る出力エミッタ・フオロア増幅器のペース
に供給される。

第４図のマージン角トランスレータ回路中の出力エミッ
タ・フオロア増幅器９１の負荷抵抗９４はＯＲゲート・
ダイオード９３１と関連して相応するＯＲゲート・ダイ
オード９３２−９３６および６パルス・ブリッジ交換器
の残りのバルブに対するそれと関連する５つのマージン
角トランスレータ回路（各々は第４図に示すものと類似
している）からの負荷抵抗と共同動作し、最も値の小で
あり、従って第１図のマージン角制御装置に対する制御
パラメータとして使用されることが望まれる最小マージ
ン角に相応するマージン角信号を選択する。

第６ｄ図は第４図に示すマージン角トランスレ一夕の動
作の仕方およびダイオードＯＲゲート９３１〜９３６が
如何にして所望の最小マージン角信号を選択するかを説
明するものである。

第６ｄ図において、実線Ｖ１はサイリスタ・バルブ１に
対するマージン角トランスレータの充電コンデンサ８９
上に、先に述べた仕方で電荷が蓄積されていく様子を示
すものである。

斯様にして、Ｖ１は最初マージン角信号パルスの開始点
、すなわち前縁でトランジスタ８７の放電作用によって
Ｏに放電される。

その後充電コンデンサ８９は一定電流源８３によってダ
イオード８８を通してＭＡＭとして示されるマージン角
信号パルスの幅によって決定される電圧レベルまで充電
される。

との鋸歯状ノツチ型電圧レベル信号を同様な形をしたＶ
３で示した点線の波形と比べると、例えば点線で示した
ＭＡＭ３の如き、より長い幅のマージン角信号パルスに
対し充電コンデンサは一定電流源８３によってより長い
期間充電され、従って、より大きな振幅（すなわちより
負なる値）に充電されることがわかる。

斯様にして複数個の電圧レベル信号がダイオードＯＲゲ
ート９３１〜９３６で比較されるとき、第６ｄ図でδＭ
ＩＮとして指示される最小の電圧値を有する信号は、ブ
リッジ変換器で得られる最小マージン角に相応するもの
こしてゲートにより選択される。

この最小マージン角信号は、ダイオードを通してＰＮＰ
｝ランジスタ９５より成るエミツタ・フオロア出力段（
これはダイオード９３にかかる電圧降下を保証し、より
低い回路出力インピーダンスを提供する）に供給される
。

トランジスタ９５のエミツタに現われる出力信号は出力
導線９６を介して第５図に示すマージン角セレクタ回路
に供給される。

第５図に示すマージン角セレクタ回路は、その入力にマ
ージン角トランスレータから得られた最小マージン角制
御信号およびマージン角モニタから供給されたプランキ
ング信号を供給する。

マージン角セレクタは鋸歯状、すなわちｌｙ１ノツチ型
出力信号をマージン角トランスレータから受信し、サン
プル保持特性とマージン角モニタから供給されたプラン
キング・パルスの加算特性を加え合わせてｌｖＩノツチ
型波形を測定されたマージン角に比例する純粋なるＤＣ
レベル（定常状態の下で）に戻す。

この目的を達成するため、マージン角セレクタにおいて
、ｌｙＩノツチ型最小マージン角信号は、導線１０１を
介して蓄積コンデンサ１０３に対する′低１インピーダ
ンス・エミツタ・フオロア駆動であるトランジスタ１０
２に加えられる。

トランジスタ１０２はスイッチング・トランジスタ１０
４を通してコンデンサ１０３に結合されている。

トランジスタ１０４は、そのエミツタが導線回路網１０
６，１０７を通してそれぞれのＭＡＭプランキング信号
を供給する複数個の結合ダイオード１１４１から１１４
６に接続されたレベル・シフト・トランジスタ１０５る
介して供給されるマージン角モニタのプランキング・パ
ルスの和によって動作する双方向性スイッチである。

マージン角のサンプリングが行なわれないときには、ト
ランジスタ１０２のエミツタは最小のマージン角に相応
する第３ｄ図に示す信号の平坦部分に追従する。

このとき、ＭＡＭプランキング・ダイオード１１４１〜
１１４６の内の適轟な１つからの和プランキング入力は
Ｏ状態にあり、トランジスタ１０５をオフ状態に保持し
、スイッチング・トランジスタ１０４をオン状態に保持
する。

斯様にしてコンデンサ１０３は迅速に最小マージン角に
相応するトランジスタ１０２のエミツタ電圧に等しくな
る。

しかし、マージン角のサイプリングが行なわれる時点で
は、トランジスタ１０５は導線回路網１０６および１０
７を介して迅速にオンとなり、トランジスタ１０４ぱオ
フとなる。

この期間中コンデンサ１０３はその電圧を保持し、一方
エミッタ１０２はサンプリング期間を通じてずつとｌＶ
Ｉノツチ型マージン角トランスレータ入力に追従し続け
る。

マージン角サンプリング期間の終了時点において、トラ
ンジスタ１０５はＭＡＭプランキング信号がＯに降下す
るために再びオフとなり、トランジスタ１０４ぱオンと
なり、コンデンサ１０３は急速に新しい最小マージン角
（これは先の最小マージン角とは異ならなければならな
い）に相応するトランジスタ１０２のエミツタ電圧の新
しい値となる。

コンデンサ１０３上に蓄積された最小マージン角は、マ
ージン角サンプル期間中に電荷が漏洩するのを最小化す
るようコンデンサ１０３に対する高入力インピーダンス
負荷を提供するところのエミツタ・フオロア・トランジ
スタ１０８によって読み出される。

更に、和プランキングパルスが全て６０°より犬なるδ
の期間にわたってオーバラツプする場合には、エミツタ
・フオロア１０８はコンテンサ１０３がインバータのマ
ージン角制御領域に対して必要とされるよりも、より大
きな最小マージン角を指示する−１５Ｖに向かって充電
されることを保証する。

トランジスタ１０８のエミツタは、セレクタ回路から出
力導線１１５を介してレギュレータに低出力インピーダ
ンスを提供し、更にトランジスタ１０２および１０８の
ベース・エミツタ電圧降下を補償する１対のＰＮＰ｝ラ
ンジスタ１１および１１２に接続されている。

ここで、１２パルス・ブリッジ変換器が制御されている
ものとすると、導線１１５を介して現われる出力信号は
他の６つのパルス・ブリッジ配列から選択された相応す
る最小マージン角信号とのＯＲがとられることに注意さ
れたい。

するとＯＲケートは、２つの相互接続された６パルス・
ブリッジ変換器の最小マージン角のうちで最小のものを
選択し、実際１２パルス・ブリッジ変換器に存在する最
小マージン角を選択する動作をする。

すると、このようにして選択された最小マージン角信号
は１２パルス・ブリッジ変換器の動作を制御するのに用
いるべく選択された最小マージン角制御信号として、第
１図の加算接合点２８に供給される。

選択された最小マージン角信号と比較するため、加算接
合点２８に供給される基準マージン角信号ＶδＲＥＦ＃
Ｉの値はバルブ電流パルスの伸長された幅Ｔを補償する
よう調整される。

先に述べた理由で、トランスレーダ２６が測定するマー
ジン角は、期間Ｔだげ実際のマージン角より小さい。

誤差は一定であり、第６ｅ図に示すように、基準信号の
振幅をこの誤差に等しい量だけ所望の値より小さく選択
することにより補償される。

第７図は第２電圧パルス発生回路３６、第２の加算、す
なわち比較回路３５および第１図に示す全マージン制御
システムの一部より成る許容回路３０の詳細な回路図で
ある。

第７図に示す如《、選択された入力最小マージン角信号
Ｖ−δおよび第１の基準小マージン角信号ＶδＲＥＦ＃
１はＮＰＮ｝ランジスタ１２１のベースで加算される。

適当なバイアス電圧が１組の電圧分割抵抗１２２，１２
３および１２４および抵抗１２５およびトランジスタ１
２６と１対の電圧分割抵抗１２７および１２８より成る
電圧安定化回路を通してトランジスタ１２１のエミツタ
に供給される。

回路はトランジスタ１２１のコレクタに現われる電圧ｖ
ｃが選択された最小マージン角信号Ｖ−δと第１の基準
最小マージン角信号ＶＲＥＦ＃１の間の差に比例するよ
う調整されている。

この電圧ｖｃはコンデンサ１２９の一方の極板に供給さ
れており、他方の極板はダイオード１３１を通し抵抗１
３２をバイパスしてＮＰＮ｝ランジスタ１３３のベース
に接続されている。

トランジスタ１３３０ベースは、また、ＰＮＰ｝ランジ
スタ１３４のコレクタに接続されており、該トランジス
タ１３４のベースは電圧分割抵抗１２２および１２３の
接合点に接続されており、エミツタは抵抗１３５を通し
てトランジスタ１２１のコレクタに接続されている。

トランジスタ１３３のコレクタは、出力負荷抵抗１３６
を通して＋１５Ｖの電源端子（これは抵抗１３７を通し
てトランジスタ１２１のコレクタに、そして抵抗１３８
を通してコンデンサ１３９およびダイオード１３１の接
合点に接続されている）に接続されている。

ｖ２出力信号はトランジスタ１２１のコレクタに現われ
る誤差信号Ｖ１が電圧分割抵抗１２２および１２３によ
って形成された予め定められた基準値を越す場合にトラ
ンジスタ１３３のコレクタから得られる。

トランジスタ１３３のコレクタに現われ、正規の制御レ
ギュレーション誤差信号Ｖ１と共に第１図のレギュレー
タ３２に供給されるこの第２の出力誤差信号ｖ２は、■
−δが先に述べたＶＲＥＦ＃Ｉに等しい値を達成すると
き初めて現われ、その幅は誤差信号Ｖ１の大きさによっ
て決定される。

動作状態にあっては、回路は主、すなわち正規の誤差制
御信号ｖ１がＯに近いか、または正規のレギュレーショ
ン領域内にあるときトランジスタ１３３および１３４が
導通するよう調整されている。

この条件下で、コンデンサ１２９は出力誤差信号Ｖ，に
比例した値ＶＣに充電される。

選択された最小マージン角信号をして第２の予めセット
された基準値ＶＲＥＦ＃２（これは電圧分割抵抗１２２
および１２３によって形成される）を越させるような重
大なＡＣシステムの過渡擾乱が生じると、トランジスタ
１３４および１３３はオフとなる。

この状態が生じると、トランジスタ１３３のコレクタは
比較的高い一定値に上昇し、それによって正規のレギュ
レーション信号Ｖ１と共に第１図のレギュレータ３２に
供給される正極性出力信号電圧Ｖ２が発生される。

■，より高いｖ２の存在によりＦＴＣ３３は加速され、
それによって次に点弧すべきバルブの点弧角は急速に進
められ句トランジスタ１３４および１３３がオフとなる
前に、コンデンサ１２９は誤差信号Ｖ１に比例した値に
充電されている。

トランジスタ１３４がオフとなると、コンデンサ１２９
は抵抗１３８を通してダイオード１３１が再び順方向バ
イアスとなるような値にまで放電する。

この状態が生じると、トランジスタ１３３は再びオンと
なり、トランジスタ１３３のコレクタ電圧を地気レベル
に再び降下させ、正極性誤差制御信号パルスｖ２を終了
させる。

コンデンサ１２９および抵抗１３８は微分回路として動
作し、負に向かうターン・オフ・パルスをダイオード１
３１およびトランジスタ１３３０ベースに加える。

これら負に向かうターン・オフ・パルスはＶ，誤差信号
に比例した幅を有し、抵抗１２２および１２３によって
形成された基準レベルを越すとき、トランジスタ１３４
および１３３をオフとし、第２の出力制御パルスｖ２を
発生する。

従って、コンデンサ１２９にかかる電圧はトランジスタ
１２１のコレクタ電圧ｖｃによって決定され、誤差信号
ｖ１に比例すること、およびコンデンサ１２９が充分放
電してダイオード１３１を再び順方向バイアスし、トラ
ンジスタ１３３をオンとする期間も同様に誤差信号に比
例していることが理解されよう。

斯様にして一定で、比較的大振幅ではあるが誤差信号の
値に依存して時間幅の変化する付加的制御パルスｖ２が
発生されて正規の誤差制御信号Ｖ１と共に第１図のレギ
ュレータ３２に供給される。

この付加的な比較的大きな一定振幅パルスは次にセンス
された臨界状態を打破するのに要求される迅速な応動を
起こさせるため第２の電圧を提供する。

前述のことから、本発明は電力変換器の新しい、改善さ
れた速応性のマージン角制御法およびシステムを提供し
、変換器が不充分な動作を起こすだろうような重大な過
渡擾乱がＡＣシステムに生じた場合でも変換器の安全動
作を保証するものであることが埋解されよう。

この結果は、その導通期間に続《残りの最小マージン角
を決定（すなわちセンス）するため点弧する時点で変換
器の各サイリスタ・バルブをサンプルするという制御装
置の設計によって達成されるものである。

この最小マージン角のサンプリング（またはセンシング
）はバルブが点弧する毎に生じ、従って、各サイクルで
最小の角が制御入力としてレギュレータに加えられる。

その結果、過渡擾乱が生じると、変換器中の次に点弧す
べきバルブの前進角βは、利用し得るマージン角を大幅
に減少させ、多分不満足な動作を引き起こすであろうよ
うな重大な過渡擾乱に対処するべ《迅速に調整される。

更に、新しい、改善された低価格のバルプ電流モニタが
上述の特徴を実現するマージン角制御装置で用いるべく
設けられている。

本発明に従って構成された改善されたバルブ電流モニタ
を有する高圧直流（ＨＶＤＣ）変換器の新しい、改善さ
れた速応性のマージン角制御装置の一実施例について述
べてきたが、本発明の他の修正された実施例を実現し得
ることゆ明らかである。

例えば、第８図は別の実施例を示すものであって、別個
の誤差信号形成回路２８および２８′がレギュレータお
よび速応性制御パルス発生器に対してそれぞれ設けられ
ている。

この点を除いて、第７図に示す回路を第８図１パルス発
生器１と名称を付したブロックに対し用いることが可能
である。

第８図に示すレギュレータ回路３２′は次に述べる本発
明の他の特徴をも実現している。

後で説明するように、第８図のレギュレータ回路３２′
ｋは誤差信号の値の関数として、３つの階程でレギュレ
ーション・ループの利得を制御する適当な手段が組み込
まれている。

先に述べた利得変更回路手段のこの修正形態の３階程動
作特性は、第９図により最も良《理解されよう。

ここで利得は縦軸に、誤差は横軸にとってある。

変換器の選択された最小マージン角が所望のマージン角
（例えば１８°）にほぼ等しいと、比較的負な応答信号
−ＶδＭＩＮ（これは実際の最小マージン角を表わす）
と正の基準信号ＶδＲＥＦ＃１（これは所望のマージン
角を表わす）の間の誤差は無視し得る。

利得変更手段は、このほぼ０の誤差状態に応動して予め
定められた最小利得を形成する。

第９図に示す如く、最小利得帯域はＸ０とＹ０の間の最
小マージン角領域にわたっている。

ここでＸは基準マージン角より犬なる第１の予め定めら
れた角であり、Ｙは基準マージン角より小なる第２の予
め定められた角である。

選択された最小マージン角が第１の角Ｘ０（例えば２３
°）より犬であるとすると、負の最小マージン角信号の
大きさは基準信号を大幅に越え、利得変更手段をして予
め定められた最大利得を形成させる。

最大利得が形成されると、変換器点弧手段は２つまたは
３つのバルブ点弧の誤差を補正するため点弧角な迅速に
後退させる。

他方、変換器の最小マージン角が第２の予め定められた
角Ｙ０（例えば１３°）より小であると、利得変更手段
は上記の最大利得よりは低いが、上記の最小利得ほど低
くない他の予め定められた利得を形成することにより正
の誤差に応動する。

先に述べた理由により、より低い利得よりかなり小さく
（好ましくは約１／１２）、それによって異常な最小マ
ージン角を指示する誤差信号に応動して点弧角が漸進的
に前進せられるとき過剰補正傾向を減少させる。

誤差信号の値がＯに近づくとき、インバータの安定動作
は、より低い利得よりさらに低い上記の最小レベルにレ
ギュレーション・ループの利得を更に減少させることに
より促進される。

このようにして実行される利得の減少は定常状態マージ
ン角応答が基準マージン角信号に正確に留まることな《
、動揺する傾向にあるときには特に望ましい。

斯様な状態は、実際例えば次のような場合に存在する。

すなわち、各バルブにかかる電圧が、例えば１２パルス
変換器の２つの直列接続されたブリッジ回路が、それぞ
れ共通の１次巻線を共有する変成器の２次巻線と関連し
ているために、多数回の零交叉を経験する場合である。

本発明の上記の３階程利得変更特性を実現するため、第
１０図に示す回路を用いることが好ましい。

この回路はレギュレータ回路３２’のうち現在関わりの
ある構成素子のみの極めて簡単化した機能的ブロック図
である。

この回路は第１および第２の反転演算増幅器１５１およ
び１５２より成る。

第１の演算増幅器１５１は誤差マージン角制御信号を増
幅する。

その全順方向開放ループ利得はブロックＧによって記号
的に表わされており、その帰還伝達関数は、帰還線路１
５３および１５４中のブロックＨを示す。

演算増幅器１５１は第２の制御パルスＶ２（存在するな
ら）と共に、第２の演算増幅器１５２に加えられる。

該増幅器１５２の出力は、電圧制御可変周波数発振器Ｆ
ＴＣに加えられる。

演算増幅器１５１の利得、従って全レギュレーション・
ループの利得は、本発明を実現するに当り制御するのに
便利なパラメータであるＨに依存している。

従って、利得変更回路千段１５５は、選択された最小マ
ージン角帰還信号−ＶδＭＩＮと基準信号ＶδＲＥＦ＃
１の間の差の関数としてＨの振幅を自動的に３つの予め
定められたレベルの１つに調整するべ《設けられている
。

利得変更回路千段１５５の有用な実施例を第１１図に示
す。

第１１図において、演算増幅器１５１の帰還回路１５３
，１５４は３つの抵抗１６１，１６２および１６３およ
び１対の双方向性スイッチング・トランジスタＱ５およ
びＱ６を含む。

抵抗１６１は線路１５３と１５４の間に直接接続されて
おり、その抵抗値（レギュレーション・ループの上記予
め定められた最大利得を与えるよう選択されている。

該抵抗１６１は抵抗１６２と直列接続されたトランジス
タＱ５により、また抵抗１６３と直列接続されたトラン
ジスタＱ６により並列接続されている。

ダイオード１６４は図示の如＜Ｑ５の両端に接続されて
いる。

Ｑ５がオンとなり、Ｑ６がオフとなると、抵抗１６１お
よび１６２は実効的に並列接続され、それによって帰還
回路抵抗は低められ、利得は上記の予め定められたより
低いレベルに減少せられる。

Ｑ５およびＱ６が共にオンとなると、全ての３つの抵抗
は実効的に互に並列接続され、それによってフィードバ
ック回路抵抗を更ｊ低め、レギュレーション・ループ利
得を予め定められた最小レベルに減少させる。

スイッチング・トランジスタＱ５およびＱ６のオンおよ
びオフ状態は、関連する・ランジスタ１６５および１６
６の動作に依存する。

このトランジスタ１６５および１６６は、誤差信号の値
の関数として制御される。

第１１図に示す如く、トランジスタ１６５０ペース電極
および・ランジスタ１６６のエミツタは共通点１６７（
その電位は基準信号、負の最小マージン角信号および正
のバイアス信号によって決定される）に接続されている
。

最小マージン角信号の間の差が、マージン角が予め定め
られた角Ｙ０よりも小であることを指示するべく比較的
正極性で、かつ充分な大きさであるときは常に、その結
果１６７に得られる電位はトランジスタ１６６をオンと
し、トランジスタ１６５をオフとするのに適幽である。

トランジスタ１６６がオンとなった結果として、スイッ
チング・トランジスタＱ６はオフとなるが、トランジス
タ１６５がオフであると、関連するスイッチング・トラ
ンジスタＱ５はその正規の順方向バイアスによってオン
となる。

さて、抵抗１６２だけが実効的に抵抗１６１と並列であ
り、予め定められたより低い利得が形成される。

ほぼＯに近い誤差状態が存在するとき（すなわち撰択さ
れた最小マージン角がＸ０とＹ００間の領域にあるとき
）、共通点１６７にその結果として得られる電位はトラ
ンジスタ１６５および１６６を共にオフにバイアスする
のに適当である。

その結果、スイッチング・トランジスタＱ５およびＱ６
の両者は平常時オンの状態にあり、抵抗１６２および１
６３の両者は活性状態にあり、最小利得帯域が形成され
る。

選択された最小マージン角が予め定められた角Ｘ０より
犬となると、充分負なる電圧が１６７に現われ、トラン
ジスタ１６５をオンに、トランジスタ１６６をオフにバ
イアスする。

トランジスタ１６５がオンとなった結果、スイッチング
・トランジスタＱ５はオフとなり、２つのトランジスタ
１６５および１６６のコレクタの間に接続されているダ
イオード１６８を介してスイッチング・トランジスタＱ
６はまたオフとなる。

Ｑ５およびＱ６が共にオフとなると、抵抗１６１のみが
レギュレーション・ループの予め定められた最大利得を
形成する。

特許請求の範囲で規定された本発明の範囲内で、ここで
述べた本発明の特定の実施例に他の変更が為し得ること
を理解されたい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にしたがって構成された新しい、改善さ
れた応答の速いマージン角制御装置の機能ブロック図で
あり、各相に対するバルブ対として接続された２つのサ
イリスクの３つの組を有する６つのサイリスクを用いる
３相変成器結合ブリッジを接続されたＨＶＤＣ（高圧直
流）電力変換器と組合わせて用いられているマージン角
制御装置を示すものであり、第２図は本発明の一部を構
成する改善されたバルブ電流モニタとともに用いられる
バルブ電流信号整形分離回路の詳細な回路図であり、第
３図は第２図の回路の動作の仕方を説明する一連の電流
対時間波形であり、第４図は第１図に示すマージン角制
御装置の一部を形成するマージン角トランスレータ回路
の好ましき構成形態の詳細な回路図であり、第５図は第
１図のマージン角制御装置とともに用いられるマージン
角選択回路の好ましき形態の詳細な回路図であり、第６
図は第１図に示す新しい、改善されたマージン角制御回
路の一部を形成するマージン角モニタ、マージン角トラ
ンスレータおよびフージン角セレクタ回路の動作の仕方
を示す一連の波形であり、第７図は第１図の制御装置で
用いられる第２電圧パルス発生器の詳細な回路図であり
、第８図は第１図に示すレギュレータおよびパルス発生
器の別の実施例の様式図であり、第９図は第８図の実施
例の利得対誤差特性のグラフであり、第１０図は第９図
に示す特性を有するレギュレータの機能ブロック図であ
り、第１１図は第１０図に示す利得変化手段の好ましき
形態の詳細な回路図であり、第１２図は第２図に示すバ
ルブ電流モニタの一部を変更した回路図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｉ ＡＣおよびＤＣ電力変換器の間にブリッジ型に接続
   され、予め定められた順序で周期的に点弧される複数個
   の電流導通バルブと；所望の点弧角で前記バルブを遂次
   点弧させる制御可能な手段と前記ブリッジのそれぞれの
   バルブの実際のマージン角を表わす出力マージン角信号
   を誘出する手段と；実際の最小マージン角を表わすマー
   ジン角信号を選択するべく前記マージン角信号誘出手段
   に接続されたセレクタ回路手段と；選択された最小マー
   ジン角信号と所望のマージン角を表わす基準信号を比較
   してその差を表わす誤差信号を誘出する加算回路手段と
   ：前記差を最小化するべく点弧角を前進または後退させ
   る前記誤差信号に応動する点弧手段と；変換器、マージ
   ン角信号誘出手段加算回路手段および前記誤差信号の値
   の関数として制御可能な点弧手段より成り、誤差信号が
   ほぼ零誤差状態を表わすとき予め定められた最小利得を
   形成し、選択された最小マージン角が第１の予め定めら
   れた角よりも大となるときはいつも予め定められた最大
   利得を形成するレギコーレーションループの利得を制御
   する利得変更回路手段とを含み、前記利得変更回路手段
   は、選択された最小マージン角が前記の所望のマージン
   角より小なる第２の予め定められた角より小さいときは
   常に、前記最大利得より低いが、前記最小利得程低くは
   ない予め定められた利得を形成することを特徴とする電
   力変換器用のマージン用制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の制御装置において、 前記利得変更回路手段は、選択された最小マージン角が
   前記の所望のマージン角より小なる第２の予め定められ
   た角より小さいときは常に、前記最犬狙冊より低いが、 前記最小利得程低くはない予め定められた利得を形成し
   、 前記利得変更回路手段は、選択された最小マージン角が
   前記第１および第２の角の間の領域にあるときは、常に
   前記予め定められた最小利得を形成することを特徴とす
   る電力変換器用マージン角制御装置。