JPS588234B2 - デンリヨクヘンカンキヨウマ−ジンカクセイギヨソウチ - Google Patents
デンリヨクヘンカンキヨウマ−ジンカクセイギヨソウチInfo
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- JPS588234B2 JPS588234B2 JP48023020A JP2302073A JPS588234B2 JP S588234 B2 JPS588234 B2 JP S588234B2 JP 48023020 A JP48023020 A JP 48023020A JP 2302073 A JP2302073 A JP 2302073A JP S588234 B2 JPS588234 B2 JP S588234B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
- H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
- H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/75—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/757—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/7575—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only for high voltage direct transmission link
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は改良されたバルブ電流モニタを有する電力変換
器用の新しい改良されたマージン角制御法およびシステ
ムに関する。
器用の新しい改良されたマージン角制御法およびシステ
ムに関する。
更に詳述すると、本発明は変換器で使用されているサイ
リスタ・バルプの導通期間をセンスする改良されたバル
ブ電流モニタを有し、インバータモードで動作させなが
ら使用する高圧直流電力変換器用の速応性マージン角制
御装置に関する。
リスタ・バルプの導通期間をセンスする改良されたバル
ブ電流モニタを有し、インバータモードで動作させなが
ら使用する高圧直流電力変換器用の速応性マージン角制
御装置に関する。
本発明はインバータ・モードで動作しているか整流モー
ドで動作しているかに依存して高圧直流を交流にまたは
交流を高圧直流に変換し得る3相変成器結合された6バ
ルブ・ブリッジ接続型の高圧直流(HVDC)電力変換
器で主として使用される。
ドで動作しているかに依存して高圧直流を交流にまたは
交流を高圧直流に変換し得る3相変成器結合された6バ
ルブ・ブリッジ接続型の高圧直流(HVDC)電力変換
器で主として使用される。
しかし、本発明の用途は斯様な面に制限されるものでは
なく、例えば可逆ローリング・ミル駆動器の如き多くの
他の電力インバータ回路にも使用し得るものである。
なく、例えば可逆ローリング・ミル駆動器の如き多くの
他の電力インバータ回路にも使用し得るものである。
この一般的な型の周知の従来の電力変換器およびその動
作の仕方については、シー・アダムソンおよびエヌ・ジ
ー・ヒンゴラニ(ギヤロウエイ・リミテッド、ロンドン
、1960)による「高圧直流電力伝送」およびビー・
ティー・ベッドフオードおよびアール・ジー・ホフト(
ジョン・ワイン・アンド・サンズ・インコーポレーテツ
ド、ニューヨーク、1964)による「インバータ回路
の原理」を参照されたい。
作の仕方については、シー・アダムソンおよびエヌ・ジ
ー・ヒンゴラニ(ギヤロウエイ・リミテッド、ロンドン
、1960)による「高圧直流電力伝送」およびビー・
ティー・ベッドフオードおよびアール・ジー・ホフト(
ジョン・ワイン・アンド・サンズ・インコーポレーテツ
ド、ニューヨーク、1964)による「インバータ回路
の原理」を参照されたい。
「エヌ・ジー・ヒンゴラニおよびピー・チャドウイツク
によるアイ・イー・イー・イー・トランズアクションズ
・オン・パワー・アパレイタス・アンド・システムズ,
PAS−87巻3号、1968年3月、第866〜87
2頁「Ac/DC/AC静的変換器用の新しい一定消弧
角制御」なる論文において、本出願人は電力変換器で用
いられる従来の周知のマージン角制御装置について述べ
ている。
によるアイ・イー・イー・イー・トランズアクションズ
・オン・パワー・アパレイタス・アンド・システムズ,
PAS−87巻3号、1968年3月、第866〜87
2頁「Ac/DC/AC静的変換器用の新しい一定消弧
角制御」なる論文において、本出願人は電力変換器で用
いられる従来の周知のマージン角制御装置について述べ
ている。
この点に関し、「マージン角制御」と「消弧角制御」な
る用語は当業者では同意であると考えられており、以下
でもその様に取扱うことに注意されたい。
る用語は当業者では同意であると考えられており、以下
でもその様に取扱うことに注意されたい。
上述のヒンゴラニおよびチャドウイックの論文において
、著者らはインバータ・モードで動作している電力変換
器中にマージン角制御装置を用いる目的および基本を詳
細に述べており、制御の理念および用語の定義のより詳
細な記述に関してはこの論文を参照されたい。
、著者らはインバータ・モードで動作している電力変換
器中にマージン角制御装置を用いる目的および基本を詳
細に述べており、制御の理念および用語の定義のより詳
細な記述に関してはこの論文を参照されたい。
しかし、簡単に言うと、安全なインバータ動作を達成す
るためには前進角β(これはインバータ・モードで動作
している間の3相ブリッジ接続された変換器のバルブの
点弧角である)は充分大であって、整流の終了時点にお
いて休止しているバルブを流れる電流の導通が中止され
てからバルブが再び再印加された順方向電圧に抗する時
点までの間に実際に得られる期間が当業者において臨界
脱イオン化時間(ガス・イオン管バルブの場合)または
逆回復時間(固体半導体バルブの場合)として知られる
予め定められた最小時間より長《ならねばならないこと
に注意されたい。
るためには前進角β(これはインバータ・モードで動作
している間の3相ブリッジ接続された変換器のバルブの
点弧角である)は充分大であって、整流の終了時点にお
いて休止しているバルブを流れる電流の導通が中止され
てからバルブが再び再印加された順方向電圧に抗する時
点までの間に実際に得られる期間が当業者において臨界
脱イオン化時間(ガス・イオン管バルブの場合)または
逆回復時間(固体半導体バルブの場合)として知られる
予め定められた最小時間より長《ならねばならないこと
に注意されたい。
上述の期間は休止バルブのマージン角δと通常呼ばれて
おり、ここで用いる「マージン角」は時間で測られ角度
ではない。
おり、ここで用いる「マージン角」は時間で測られ角度
ではない。
順方向電圧が再印加されるとき、どのインバータのバル
ブも早期に降伏したり導通しないことを保証するため、
適当なマージン角を提供する手段が開発されている。
ブも早期に降伏したり導通しないことを保証するため、
適当なマージン角を提供する手段が開発されている。
上述のヒンゴラニおよびチャドウイツクの論文には1つ
の斯様なマージン角制御手段が述べられている。
の斯様なマージン角制御手段が述べられている。
典型的な例では、これら周知のマージン角制御装置は調
整機能を実現し、それによってインバータが適当な安全
マージンを有して、なおかつ出来るだけ小さな一定マー
ジン角で動作するように作られている。
整機能を実現し、それによってインバータが適当な安全
マージンを有して、なおかつ出来るだけ小さな一定マー
ジン角で動作するように作られている。
周知のマージン角レギュレータは実際のマージン角のあ
る変化に対して要求されるほど迅速に、または正確に応
動するものはない。
る変化に対して要求されるほど迅速に、または正確に応
動するものはない。
この欠陥を打破するべく本発明が考案された。
従って、AC線路上の過渡擾乱が不安定動作を引き起こ
すような条件の下での変換器の安全動作を保証する電力
変換器用の新しい改良された速応性マージ角制御法およ
びシステムを提供するのが本発明の主たる目的である。
すような条件の下での変換器の安全動作を保証する電力
変換器用の新しい改良された速応性マージ角制御法およ
びシステムを提供するのが本発明の主たる目的である。
本発明の他の目的は電力変換器用のマージン角制御シス
テムで用いられる新しい改良された低価格のバルブ電流
モニタを提供することである。
テムで用いられる新しい改良された低価格のバルブ電流
モニタを提供することである。
本発明の更に他の目的は検出された最小マージン角が基
準最小マージン角より小さ《なることに応動して正規制
御レギュレーションループの利得を減少させる利得変更
特性を有し、それによってレギュレーション・システム
がオーバシュートし零誤差状態付近で発振する傾向を最
小化する新しい改良されたマージン角制御装置を提供す
ることである。
準最小マージン角より小さ《なることに応動して正規制
御レギュレーションループの利得を減少させる利得変更
特性を有し、それによってレギュレーション・システム
がオーバシュートし零誤差状態付近で発振する傾向を最
小化する新しい改良されたマージン角制御装置を提供す
ることである。
本発明を実現するに肖り、それぞれのサイリスク装置の
電流導通期間を表わすバルブ電流出力電気信号を導出す
るべ《電力変換器のサイリスタ装置と回路的に結合され
たバルブ電流モニタ手段を含む電力変換器用速応性マー
ジン角制御装置が設けられている。
電流導通期間を表わすバルブ電流出力電気信号を導出す
るべ《電力変換器のサイリスタ装置と回路的に結合され
たバルブ電流モニタ手段を含む電力変換器用速応性マー
ジン角制御装置が設けられている。
交流電流システム電圧モニタ手段は、また、それぞれの
サイリスタ装置の両端に現われる電圧を表わすバルブ電
圧出力電気信号を導出するべくサイリスタ装置に結合さ
れている。
サイリスタ装置の両端に現われる電圧を表わすバルブ電
圧出力電気信号を導出するべくサイリスタ装置に結合さ
れている。
この装置において、それぞれのサイリスタ装置を通る電
流導通の中止時点と、それぞれのサイリスタ装置にかか
る電圧の極性が次に反転する間に生じる零電位を通過し
て正方向に向かう時点の間の時間期間は、それぞれサイ
リスタ装置の実際のマージン角に相応する。
流導通の中止時点と、それぞれのサイリスタ装置にかか
る電圧の極性が次に反転する間に生じる零電位を通過し
て正方向に向かう時点の間の時間期間は、それぞれサイ
リスタ装置の実際のマージン角に相応する。
マージン角信号誘出手段が設けられており、これはバル
ブ電流モニタ手段および各サイリスタ装置に対する交流
電流システム電圧モニタ手段に応動して、それぞれのサ
イリスタ装置のマージン角の時間幅を表わす出力マージ
ン角信号を誘出する。
ブ電流モニタ手段および各サイリスタ装置に対する交流
電流システム電圧モニタ手段に応動して、それぞれのサ
イリスタ装置のマージン角の時間幅を表わす出力マージ
ン角信号を誘出する。
セレクタ回路手段はマージン角信号誘出回路手段からの
出力に応動して最小のマージン角を表わすマージン角信
号を選択する。
出力に応動して最小のマージン角を表わすマージン角信
号を選択する。
加算回路には第1の基準マージン角信号と共に選択され
た最小マージン角制御信号が供給され、サイリスタ装置
の動作を正常に制御する誤差マージン角制御信号を誘出
する。
た最小マージン角制御信号が供給され、サイリスタ装置
の動作を正常に制御する誤差マージン角制御信号を誘出
する。
比較回路手段が設けられており、これは誤差マージン角
制御信号および第2の基準信号に応動して(例えばAC
過度擾乱によって誘起される如き)最小角制御信号の重
大な変化を検出し、第1の基準値を越した誤差の大きさ
に比例する第2の付加的出力誤差マージン角制御信号を
誘出する。
制御信号および第2の基準信号に応動して(例えばAC
過度擾乱によって誘起される如き)最小角制御信号の重
大な変化を検出し、第1の基準値を越した誤差の大きさ
に比例する第2の付加的出力誤差マージン角制御信号を
誘出する。
この第2の出力誤差マージン角制御信号は正規の制御装
置と関連して電力変換器用制御回路手段に加えられて第
2の基準値を越す最小マージン角の重大な変化が検出さ
れたときサイリスタ装置を迅速に制御する。
置と関連して電力変換器用制御回路手段に加えられて第
2の基準値を越す最小マージン角の重大な変化が検出さ
れたときサイリスタ装置を迅速に制御する。
重大なる歪状態が終了すると、変換器の制御は正規の制
御レギュレーション・ループに戻される。
御レギュレーション・ループに戻される。
一実施例においては、利得変更回路手段が正規制御レギ
ュレーション・ループ中に含まれており、誤差マージン
角制御信号に応動し、検出された最小マージン角が第1
の基準最小マージン角信号によって形成された予め定め
られた量より小である状態に応じてループの利得を減少
させ、それによって普通以下のマージン角を表わす誤差
を過剰補正することを妨げる。
ュレーション・ループ中に含まれており、誤差マージン
角制御信号に応動し、検出された最小マージン角が第1
の基準最小マージン角信号によって形成された予め定め
られた量より小である状態に応じてループの利得を減少
させ、それによって普通以下のマージン角を表わす誤差
を過剰補正することを妨げる。
好ましくは利得変更回路手段は、また、最小マージン角
がそれぞれ所望の最小マージン角より犬および小なる予
め定められた第1および第2の角の間の領域にあるとぎ
は常に、更に利得を減少させそれによってレギュレーシ
ョン・システムがACシステムの電圧状態のために零誤
差状態で振動する傾向を最小化する。
がそれぞれ所望の最小マージン角より犬および小なる予
め定められた第1および第2の角の間の領域にあるとぎ
は常に、更に利得を減少させそれによってレギュレーシ
ョン・システムがACシステムの電圧状態のために零誤
差状態で振動する傾向を最小化する。
改良された速応性マージン角制御装置は、3相供給変成
器巻線の各相に対するバルブ対として接続された2つの
サイリスク装置の3つの組を有する少な《とも6つのサ
イリスク装置を用いる3相変成器結合、ブリッジ接続さ
れた変換器に対して主として使用される。
器巻線の各相に対するバルブ対として接続された2つの
サイリスク装置の3つの組を有する少な《とも6つのサ
イリスク装置を用いる3相変成器結合、ブリッジ接続さ
れた変換器に対して主として使用される。
バルブ電流モニタ手段ハ各バルブ対に誘導的に結合され
た従来の交流電流変成器より成る。
た従来の交流電流変成器より成る。
バルブ電流信号整形および分離回路手段は、各バルブ対
のそれぞれの電流変成器に結合されており、発生された
信号を矩形に整形し、該信号をバルブ対を形成するそれ
ぞれのサイリスク装置の各々の導通期間を表わす2つの
別個の信号に分離される。
のそれぞれの電流変成器に結合されており、発生された
信号を矩形に整形し、該信号をバルブ対を形成するそれ
ぞれのサイリスク装置の各々の導通期間を表わす2つの
別個の信号に分離される。
遅延手段はそれぞれのバルブ電流信号波整形分離回路に
接続されており、矩形電気信号の幅を予め定められた時
間伸長し、サイリスタがオフとなる結果として電流変成
器巻線中に誘起された任意のスプリアス・オーバショー
ト信号パルスをオーバラップさせて消去し、それによっ
て偽りの出力バルブ電流導通指示信号パルスの発生を排
除する。
接続されており、矩形電気信号の幅を予め定められた時
間伸長し、サイリスタがオフとなる結果として電流変成
器巻線中に誘起された任意のスプリアス・オーバショー
ト信号パルスをオーバラップさせて消去し、それによっ
て偽りの出力バルブ電流導通指示信号パルスの発生を排
除する。
マージン角制御装置はバルブ電流矩形出力電気信号パル
スの伸長された時間幅を補償する。
スの伸長された時間幅を補償する。
本発明の他の目的、特徴および多くの付加的利点は添付
図面と関連して以下の詳細な記述を参照することにより
、より良《埋解されよう。
図面と関連して以下の詳細な記述を参照することにより
、より良《埋解されよう。
ここで幾つかの図の各々の同様な部分は同一参照文字で
示されている。
示されている。
第1図は本発明に従って形成された新しい改善された速
応性の電力変換器用マージン角制御装置である。
応性の電力変換器用マージン角制御装置である。
少な《とも6つのサイリスタ・バルブ1−6を用いる3
相、変成器結合、6パルス・ブリッジ結合の変換器を図
?上隅に11として示す。
相、変成器結合、6パルス・ブリッジ結合の変換器を図
?上隅に11として示す。
電力ブリッジ11の構成および動作の更に詳細なる記述
に関しては、上述のアダムソンおよびヒンゴラニの本を
参照されたい。
に関しては、上述のアダムソンおよびヒンゴラニの本を
参照されたい。
変換器は変成器と、交互に導通する対として接続された
6つのサイリスタ・バルブ(各バルブはその参照番号に
よって示された順に導通する)より形成されたブリッジ
回路より成る。
6つのサイリスタ・バルブ(各バルブはその参照番号に
よって示された順に導通する)より形成されたブリッジ
回路より成る。
サイリスタ・バルブ1−6は周知の仕方で2つの直流導
線とそれぞれ位相巻線R,YおよびBに接続された3相
のAC導線の組の間に対として接続されている。
線とそれぞれ位相巻線R,YおよびBに接続された3相
のAC導線の組の間に対として接続されている。
位相巻線R,BおよびYは供給/出力変成器12の3相
巻線より成り、変換器がインバータ・モードで動作して
いる場合には出力交流電流を供給するべく、そして変換
器が整流モードで動作している場合には入力供給交流電
流をブリッジ変換器に結合するべく相応する1次/2次
巻線R’,Y′およびB′K誘導的に結合されている。
巻線より成り、変換器がインバータ・モードで動作して
いる場合には出力交流電流を供給するべく、そして変換
器が整流モードで動作している場合には入力供給交流電
流をブリッジ変換器に結合するべく相応する1次/2次
巻線R’,Y′およびB′K誘導的に結合されている。
各バルブ対のサイリスタ装置1,3および5は、それぞ
れその陰極がDC導線の1本と適当な直流電流フィルタ
・リアクタを通してDC出力/入力端子に接続されてお
り、サイリスタ2,4および6の陽極は共に残りのDC
導線を通して第2の直流電流端子に接続されている。
れその陰極がDC導線の1本と適当な直流電流フィルタ
・リアクタを通してDC出力/入力端子に接続されてお
り、サイリスタ2,4および6の陽極は共に残りのDC
導線を通して第2の直流電流端子に接続されている。
サイリスタ1〜6は好まし《は当業者においては周知の
固体半導体SCRより成るが、サイラトロン、イグナイ
トロン、水銀アーク整流器または当業者で周地のSCR
に似たサイリスタ動作特性を有する他の類似で周知のグ
リッド制御型導通装置であっても良い。
固体半導体SCRより成るが、サイラトロン、イグナイ
トロン、水銀アーク整流器または当業者で周地のSCR
に似たサイリスタ動作特性を有する他の類似で周知のグ
リッド制御型導通装置であっても良い。
更に、ここでの説明では種々のサイリスタ装置(または
バルブ)1〜6をサイリスタ装置(またはバルブ)と呼
ぶが、高圧、大電流の用途に適用するために、これらの
装置は実際には第1図の回路に描かれた所望の個々のバ
ルブを形成するため大電流用には並列に、大電圧用には
直列に接続された複数個のSCR装置より成る場合があ
ることに留意されたい。
バルブ)1〜6をサイリスタ装置(またはバルブ)と呼
ぶが、高圧、大電流の用途に適用するために、これらの
装置は実際には第1図の回路に描かれた所望の個々のバ
ルブを形成するため大電流用には並列に、大電圧用には
直列に接続された複数個のSCR装置より成る場合があ
ることに留意されたい。
所望の高圧、大電流通過特性を有するグリッド制御型導
通バルブを形成するための、上記の如き個々のサイリス
タ装置の並列および/または直列相互接続は当業者にお
いて周知であり、ここでは詳細には述べない。
通バルブを形成するための、上記の如き個々のサイリス
タ装置の並列および/または直列相互接続は当業者にお
いて周知であり、ここでは詳細には述べない。
更に、本発明は6個のパルス・ブリッジ回路と関連して
説明しているが、実際には12個のサイリスク装置(ま
たはバルブ)より成る12個のパルス・ブリッジ回路が
用いられることが度々あることに注意されたい。
説明しているが、実際には12個のサイリスク装置(ま
たはバルブ)より成る12個のパルス・ブリッジ回路が
用いられることが度々あることに注意されたい。
斯様な12個のパルス・ブリッジは第1図に示すのと類
似の2つの直列接続された6個のパルス・ブリッジより
成り、尚業者においては周知の12のパルス変換器より
成る2つのブリッジのそれぞれのAC端子の間に30°
の位相差を提供するべく適当に相互接続されたスター・
デルタ変成器巻線から適当な位相を有する交流電圧が供
給される。
似の2つの直列接続された6個のパルス・ブリッジより
成り、尚業者においては周知の12のパルス変換器より
成る2つのブリッジのそれぞれのAC端子の間に30°
の位相差を提供するべく適当に相互接続されたスター・
デルタ変成器巻線から適当な位相を有する交流電圧が供
給される。
必要な場合には他の周地の多パルス電力変換装置を本発
明を実現するのに用いることができる。
明を実現するのに用いることができる。
新しい改善されたマージン角制御装置は、バルブ電流モ
ニタ手段を含む第1図に示す多数の相互接続された部分
回路より成る。
ニタ手段を含む第1図に示す多数の相互接続された部分
回路より成る。
バルプ電流モニタ手段は、変換器変成器の位相巻線R,
YおよびBとそれぞれのバルプ対1および4、3および
6、5および2の接合点の間に接続されたそれぞれの導
線の周りに巻かれた複数個の通常の交流変成器(C.T
.)13,14および15より成る。
YおよびBとそれぞれのバルプ対1および4、3および
6、5および2の接合点の間に接続されたそれぞれの導
線の周りに巻かれた複数個の通常の交流変成器(C.T
.)13,14および15より成る。
1組のダイオード(第2図に示す)は抵抗16と共に2
次巻線13,14および15の両端にバック・ツウ・バ
ック負荷を提供する。
次巻線13,14および15の両端にバック・ツウ・バ
ック負荷を提供する。
バルブを通る電流がOであると、電流変成器1次線輪中
の電流は0であり、ダイオードにかかる電圧はOである
。
の電流は0であり、ダイオードにかかる電圧はOである
。
C,T.01次線輪に電流が流れると、ダイオードにか
かる電圧はダイオードが完全にオンとなる電圧(2.8
V)まで急速に上昇する。
かる電圧はダイオードが完全にオンとなる電圧(2.8
V)まで急速に上昇する。
この結果、地気に関して実質的に矩形の電圧パルスが形
成される。
成される。
正常の動作状態の下では、各電流変成器(C.T.)の
ダイオードにかかる電圧信号パルスは地気に関して+I
dとーIdを表わす電圧レベルの間を交互する。
ダイオードにかかる電圧信号パルスは地気に関して+I
dとーIdを表わす電圧レベルの間を交互する。
第3A図はそれぞれの電流変成器から得られた+Idお
よびーId信号パルスの性質を示す。
よびーId信号パルスの性質を示す。
正のパルス+Idは電力変換器11中のサイリスタ装置
#1の如き共通陰極バルブの導通に相応し、負のパルス
ーIdはバルブ対1および4の#4の如ぎ共通陽極バル
ブの導通に相応する。
#1の如き共通陰極バルブの導通に相応し、負のパルス
ーIdはバルブ対1および4の#4の如ぎ共通陽極バル
ブの導通に相応する。
バルブ電流信号波形整形および分離回路21〜23内に
おいて、正および負のパルス+Idおよび−Idは分離
整形され、各パルスが基準レベル、すなわちスレツショ
ルド電圧レベルを越すか、またはそれ以下となるとき、
波形整形および分離回路からの出力信号はそれぞれ論理
の1または論理の0となり、それぞれのサイリスタ・バ
ルブ1〜6の導通期間を表わす。
おいて、正および負のパルス+Idおよび−Idは分離
整形され、各パルスが基準レベル、すなわちスレツショ
ルド電圧レベルを越すか、またはそれ以下となるとき、
波形整形および分離回路からの出力信号はそれぞれ論理
の1または論理の0となり、それぞれのサイリスタ・バ
ルブ1〜6の導通期間を表わす。
それぞれのサイリスタ・バルブ1〜6の電流導通期間を
表わすこれら矩形の信号nルスは、次にマージン角モー
タ24への入力の1つとして供給される。
表わすこれら矩形の信号nルスは、次にマージン角モー
タ24への入力の1つとして供給される。
バルブ電流信号整形および分離回路21〜23の構成お
よび動作を以下第2および3図と関連して詳細に述べる
。
よび動作を以下第2および3図と関連して詳細に述べる
。
マージン角モニタ24はバルブ電流モニタ手段からバル
ブ電流パルスを受信するのに加えて、バルブの両端に現
われACシステム電圧モニタ千段25から得られたそれ
ぞれのバルブ整流電圧の適酒な正の半サイクルに相当す
る個々の矩形波電圧信号を受信する。
ブ電流パルスを受信するのに加えて、バルブの両端に現
われACシステム電圧モニタ千段25から得られたそれ
ぞれのバルブ整流電圧の適酒な正の半サイクルに相当す
る個々の矩形波電圧信号を受信する。
ACシステム電圧モニタは電力[変換器の主3相供給/
出力変成器の3次線輪に誘導的に結合され、モニタ回路
25への位相電圧波形信号にそれぞれの位相を供給する
べくステップ・ダウンおよびセンタ・タップ付2次巻線
を有する補助変成器より成る。
出力変成器の3次線輪に誘導的に結合され、モニタ回路
25への位相電圧波形信号にそれぞれの位相を供給する
べくステップ・ダウンおよびセンタ・タップ付2次巻線
を有する補助変成器より成る。
この回路は周知の仕方で電圧を処理して、それぞれのサ
イリスタ装置1〜6にかかるバルブ整流電圧の正の半サ
イクルに相応する個々の出力矩形整流電圧波形信号を発
生する,すると、これら整流電圧波形信号はマージン角
モニタ24に第2の入力として供給される。
イリスタ装置1〜6にかかるバルブ整流電圧の正の半サ
イクルに相応する個々の出力矩形整流電圧波形信号を発
生する,すると、これら整流電圧波形信号はマージン角
モニタ24に第2の入力として供給される。
マージン角モニタ24は6つの双安定フリツプ・フロツ
プより成り、各フリップ・フロツプは電力変換器ブリッ
ジの6つのサイリスタ装置の各々に付属する。
プより成り、各フリップ・フロツプは電力変換器ブリッ
ジの6つのサイリスタ装置の各々に付属する。
これらフリツプ・フロツプを第1図にF1,F,等とし
て示すが、これらは電力変換器ブリッジのそれぞれ関連
せるサイリスタ装置1〜6の測定されたマージン角を表
わす矩形波出力信号を発生する。
て示すが、これらは電力変換器ブリッジのそれぞれ関連
せるサイリスタ装置1〜6の測定されたマージン角を表
わす矩形波出力信号を発生する。
矩形波マージン角信号は、例えばマージン角モニタ24
中のF1の如きそれぞれのフリツプ・フロツプを、バル
ブ電流パルスの後縁(これは導通期間の終了点を、従っ
てマージン角期間の開始点をマークする)を受信したと
ぎ、第1の導通状態から第2の導通状態へ切替えること
により発生される。
中のF1の如きそれぞれのフリツプ・フロツプを、バル
ブ電流パルスの後縁(これは導通期間の終了点を、従っ
てマージン角期間の開始点をマークする)を受信したと
ぎ、第1の導通状態から第2の導通状態へ切替えること
により発生される。
すると、フリツプ・フロップF,はACシステム電圧モ
ニタ25かも供給された入力矩形波整流電圧信号を受信
すると、その第2の状態からその第1の状態に切替わる
。
ニタ25かも供給された入力矩形波整流電圧信号を受信
すると、その第2の状態からその第1の状態に切替わる
。
この矩形のACシステム整流電圧信号の前縁は、それぞ
れのサイリスタ装置にかかる整流電圧の極性が反転する
間に生じる0電位を通過して正方向に向かうことを指示
し、バルブ対の内非導通状態にあるバルブ(他方のバル
ブは導通していて、特定対象のサイリスタ装置をオフと
する)にかかる電圧の上昇を検出することにより得られ
る。
れのサイリスタ装置にかかる整流電圧の極性が反転する
間に生じる0電位を通過して正方向に向かうことを指示
し、バルブ対の内非導通状態にあるバルブ(他方のバル
ブは導通していて、特定対象のサイリスタ装置をオフと
する)にかかる電圧の上昇を検出することにより得られ
る。
例えばバルブ3はバルブ1をオフとするために導通せら
れ、バルブ6にかかる電圧の上昇はバルブ1が順方向バ
イアスされ、従って当業者において周知の如くその整流
電圧の極性の反転により再び加えられた順方向電圧に抗
することが要求される時点を識別するために検出される
。
れ、バルブ6にかかる電圧の上昇はバルブ1が順方向バ
イアスされ、従って当業者において周知の如くその整流
電圧の極性の反転により再び加えられた順方向電圧に抗
することが要求される時点を識別するために検出される
。
第6a図はマージン角モニタ24に供給された信号の波
形を示し、マージン角モニタから出力に現われるマージ
ン角信号パルスの発生の仕方を示す。
形を示し、マージン角モニタから出力に現われるマージ
ン角信号パルスの発生の仕方を示す。
少し前の時刻(第6a図には示さない)において、整流
が向けられるブリッジ中の次のバルブ(バルプ3と仮定
)は歩進制御信号の指令角に従って導通され、サイリス
タ・バルブ1はオフとなり始める。
が向けられるブリッジ中の次のバルブ(バルプ3と仮定
)は歩進制御信号の指令角に従って導通され、サイリス
タ・バルブ1はオフとなり始める。
サイリスタ・バルブの導通が停止せられると、電流変成
器13および抵抗16によって形成されるバルブ電流モ
ニタ信号は鋭い後縁P1を発生する。
器13および抵抗16によって形成されるバルブ電流モ
ニタ信号は鋭い後縁P1を発生する。
先に述べた如《、マージン角はバルブが導通を停止した
後からバルブにかかる整流電圧の極性が反転する前まで
(従ってバルブは再び加えられた順方向電圧に抗さねば
ならない)にバルブの整流の終了時点で残された期間と
定義される。
後からバルブにかかる整流電圧の極性が反転する前まで
(従ってバルブは再び加えられた順方向電圧に抗さねば
ならない)にバルブの整流の終了時点で残された期間と
定義される。
このマージン角はちょうど今導通を停止したサイリスタ
・バルブの臨界逆回タ時間δ。
・バルブの臨界逆回タ時間δ。
以下であってはならない。
しからざれば順方向電圧の再印加により、サイリスタ・
バルブは降伏し、恒久的に導通状態となる。
バルブは降伏し、恒久的に導通状態となる。
第6a図に示した仕方でACシステム電圧が点P2で0
を通過するとき、マージン角モニタ中のフリツプ・フリ
ツプF,を再びその初期状態に戻すことにより、矩形出
力電圧パルスがフリツプ・フロツプF1 により発生さ
れる。
を通過するとき、マージン角モニタ中のフリツプ・フリ
ツプF,を再びその初期状態に戻すことにより、矩形出
力電圧パルスがフリツプ・フロツプF1 により発生さ
れる。
この矩形出力電圧パルスの時間幅は角度で測ったバルブ
の実際のマージン角(これは交流電圧の位相と呼ばれる
)に相当する。
の実際のマージン角(これは交流電圧の位相と呼ばれる
)に相当する。
斯様な2つのパルス幅変調されたマージン角制御信号パ
ルスを第6bおよび6c図に示す。
ルスを第6bおよび6c図に示す。
ここでサイリスタ3に対するマージン角δ3は第6c図
に示し、サイリスタ1のマージン角δ1を第6b図に示
す。
に示し、サイリスタ1のマージン角δ1を第6b図に示
す。
電力変換器の動作効率を最大とするためには、変換器の
信頼性と安全動作を損なわない限りにおいて、サイリス
タを出来るだけ小さなマージン角(すなわち、サイリス
タ装置の逆回復時間によって決定される臨界マージン角
に出来るだけ近いところ)で動作させることが望ましい
。
信頼性と安全動作を損なわない限りにおいて、サイリス
タを出来るだけ小さなマージン角(すなわち、サイリス
タ装置の逆回復時間によって決定される臨界マージン角
に出来るだけ近いところ)で動作させることが望ましい
。
このため、′これまで開発されたマージン角制御システ
ムは全て最小の安全マージン角で安全に動作するよう交
換器を制御している。
ムは全て最小の安全マージン角で安全に動作するよう交
換器を制御している。
この場合に遭遇する困難さの1つ(および従来の多《の
マージン角制御装置が不満足なものとなった理由)は交
流システムに過度擾乱が現われることである。
マージン角制御装置が不満足なものとなった理由)は交
流システムに過度擾乱が現われることである。
斯様な擾乱が現われると、先に導通していたバルブをオ
フとするための整流電圧に重大な影響が加わる。
フとするための整流電圧に重大な影響が加わる。
従って、正常状態に対する臨界マージン角の組が整流を
斯様な正常状態にお《ことを保証するに適切であるなら
ば、過渡擾乱が生じたとぎ、不充分な整流電圧が残され
、それによってサイリスタ装置の整流が不調となり、そ
の結果、電力変換の動作は不満足となる。
斯様な正常状態にお《ことを保証するに適切であるなら
ば、過渡擾乱が生じたとぎ、不充分な整流電圧が残され
、それによってサイリスタ装置の整流が不調となり、そ
の結果、電力変換の動作は不満足となる。
このような不慮の事故に備えるため、本発明は過渡擾乱
によって引き起こされた最小マージン角の変化を直ちに
検出してそれに応動し、ブリッジ中の次のバルブが点弧
する前に最小マージン角を安全な値に瞬時に増加させる
。
によって引き起こされた最小マージン角の変化を直ちに
検出してそれに応動し、ブリッジ中の次のバルブが点弧
する前に最小マージン角を安全な値に瞬時に増加させる
。
過度擾乱が過ぎると、レギュレータは自動的にマージン
角を予めセットされた基準値に戻す。
角を予めセットされた基準値に戻す。
これが実行される仕方を以下で充分に述べる。
最小マージン角を選択するために、全てのサイリスタ装
置1〜6のマージン角信号はマージン角トランスレータ
に加えられる。
置1〜6のマージン角信号はマージン角トランスレータ
に加えられる。
該トランスレータはマージン角モニタ24中のフリツプ
・フロツプF1〜F6から供給されたパルス幅変調され
た下一ジン角信号を、そのレベル(すなわち犬ぎさ)が
サイリスタ装置1〜6のそれぞれのマージン角を表わす
マージン角電圧値に変換する。
・フロツプF1〜F6から供給されたパルス幅変調され
た下一ジン角信号を、そのレベル(すなわち犬ぎさ)が
サイリスタ装置1〜6のそれぞれのマージン角を表わす
マージン角電圧値に変換する。
次に変化する振幅電圧信号は、最小マージン角セレクタ
千段2Tの入力中のダイオードORゲートの入力として
供給される。
千段2Tの入力中のダイオードORゲートの入力として
供給される。
ダイオードORゲートを通してセレクタ回路27に供給
される選択された最小マージン角電圧信号は、各サイリ
スク・バルブ導通期間に続《マージン角測定の後直ちに
変更される。
される選択された最小マージン角電圧信号は、各サイリ
スク・バルブ導通期間に続《マージン角測定の後直ちに
変更される。
斯様にして6つのパルス・ブリッジに対しては、マージ
ン角は交流システム電圧波形の60°毎にセンスされ、
12のパルス・ブリッジに対してはマージン角は30°
毎にセンスされる。
ン角は交流システム電圧波形の60°毎にセンスされ、
12のパルス・ブリッジに対してはマージン角は30°
毎にセンスされる。
このことはマージン角トランスレータおよびセレクタ回
路の記述により、より良く理解されよう、最小マージン
角セレクタ回路27はまた、マージン角モニタ24から
の適当なプランキング信号と共に供給され、選択された
最小マージン角信号を第6e図に−VδMINとして示
す(その振幅は最小マージン角を表わす)実質的に連続
な、直流最小マージン角制御信号とする。
路の記述により、より良く理解されよう、最小マージン
角セレクタ回路27はまた、マージン角モニタ24から
の適当なプランキング信号と共に供給され、選択された
最小マージン角信号を第6e図に−VδMINとして示
す(その振幅は最小マージン角を表わす)実質的に連続
な、直流最小マージン角制御信号とする。
このセンスされた最小マージン角を制御パラメータとし
て用いることにより、インバータ・モードにおける電力
変換器の安全動作が保証される。
て用いることにより、インバータ・モードにおける電力
変換器の安全動作が保証される。
最小マージン角セレクタ回路27の出力に現われる選択
され、補正された直流の最小マージン角制御信号−Vδ
MINは第1の加算接合点28に加えられ、そこで該信
号は第1の最小マージン角基準制御信号VδREF#1
と加算される。
され、補正された直流の最小マージン角制御信号−Vδ
MINは第1の加算接合点28に加えられ、そこで該信
号は第1の最小マージン角基準制御信号VδREF#1
と加算される。
第1の基準制御信号VδREF#1はサイリスタ装置1
〜6の逆回復時間によって主として決定されるが、ある
安全係数等(以下で更に詳細に議論する理由によるバル
プ電流モニタ中の測定された電流導通期間の伸長による
VδMINの減少の補償を含めて)を含めることにより
電力変換器の安全動作を保証するよう調整される。
〜6の逆回復時間によって主として決定されるが、ある
安全係数等(以下で更に詳細に議論する理由によるバル
プ電流モニタ中の測定された電流導通期間の伸長による
VδMINの減少の補償を含めて)を含めることにより
電力変換器の安全動作を保証するよう調整される。
斯様にして、最小マージン角信号−VδMINのセンス
された値はVδREF#lによって形成された基準最小
マージン角信号と比較され、正または負の差は利得調整
抵抗29を通し、ダイオード31をバイパスしてレギュ
レータ回路32に供給される。
された値はVδREF#lによって形成された基準最小
マージン角信号と比較され、正または負の差は利得調整
抵抗29を通し、ダイオード31をバイパスしてレギュ
レータ回路32に供給される。
レギュレータ回路32は点弧時間計算機33(これは可
変周波数発振器より成る)を制御し,該計算機は電力変
換器11中のそれぞれのサイリスタ装置1〜6を番号順
にオンとする1組の適当な時間関係を有する制御パルス
を発生するバルブ点弧システム34を制御する。
変周波数発振器より成る)を制御し,該計算機は電力変
換器11中のそれぞれのサイリスタ装置1〜6を番号順
にオンとする1組の適当な時間関係を有する制御パルス
を発生するバルブ点弧システム34を制御する。
レギュレータ32、点弧時間計算機33(FTC)およ
びバルブ点弧システム34(VFS)の構造は周知のシ
ステムおよび回路であるから、これら素子は詳細には述
べない。
びバルブ点弧システム34(VFS)の構造は周知のシ
ステムおよび回路であるから、これら素子は詳細には述
べない。
レギュレータ32および点弧時間計算機は共にゼネラル
・エレクトリック・カンパニー(11LAO3210−
ポラード)による出願中の特許で述べられている型の回
路より成ることが好ましい。
・エレクトリック・カンパニー(11LAO3210−
ポラード)による出願中の特許で述べられている型の回
路より成ることが好ましい。
しかし、任意の周知のレギュレータおよび点弧時間計算
機を素子32および33として用いることができ、唯一
の要件はそれらが正または負の極性を有し、センスされ
た最小マージン角のVδRgF#1によって形成された
マージン角からの誤差を表わす振幅の変化する直流電流
制御信号を受容できることと、その後誤差を0にするた
め制御信号に応動して電力変換器中の個々のサイリスタ
装置の点弧の点弧角を適当に前進、後退させることであ
る。
機を素子32および33として用いることができ、唯一
の要件はそれらが正または負の極性を有し、センスされ
た最小マージン角のVδRgF#1によって形成された
マージン角からの誤差を表わす振幅の変化する直流電流
制御信号を受容できることと、その後誤差を0にするた
め制御信号に応動して電力変換器中の個々のサイリスタ
装置の点弧の点弧角を適当に前進、後退させることであ
る。
抵抗29およびダイオード31を通してレギュレータ3
20制御動作を行なうべく供給されるのに加えて、加算
接合点28から誘導された誤差制御信号は第2の加算接
合点35に供給される。
20制御動作を行なうべく供給されるのに加えて、加算
接合点28から誘導された誤差制御信号は第2の加算接
合点35に供給される。
第2の加算接合点35において、28からの誤差制御信
号は予め設定された基準値REFと比較される。
号は予め設定された基準値REFと比較される。
最小マージン角信号VδMINのセンスされた値が第2
の臨界値基準信号VδREF#2に等しくなると、誤差
制御信号はREFによって形成された閾値を達成し、許
容回路30はパルス発生器36にトリガ信号を供給する
。
の臨界値基準信号VδREF#2に等しくなると、誤差
制御信号はREFによって形成された閾値を達成し、許
容回路30はパルス発生器36にトリガ信号を供給する
。
許容回路30により作動せられるとパルス発生器36は
一定の大振幅出力制御パルスをレギュレータ32に供給
する。
一定の大振幅出力制御パルスをレギュレータ32に供給
する。
該パルスの幅は加算接合点28からの実際の誤差制御信
号に比例している。
号に比例している。
レギュレータ32を介してFTC33に加えられるとき
のこの付加的制御パルスの効果は、前進βの点弧角を充
分増大させ、それによって次に点弧すべきバルブのマー
ジン角が約δREF#1に等し《なるようにすることで
ある。
のこの付加的制御パルスの効果は、前進βの点弧角を充
分増大させ、それによって次に点弧すべきバルブのマー
ジン角が約δREF#1に等し《なるようにすることで
ある。
このパルスは正規のレギュレーション・ループに加えて
加算接合点28を通して提供されるから、その結果、実
際の(センスされた)最小マージン角δMINがδRE
F#2以下となった点から12回点弧(12パルス変換
器の場合)または6回点弧(6パルス・ブリッジ変換器
の場合)した後、実際のマージン角δは約δREF#l
の2倍(2×δREF#1)となる。
加算接合点28を通して提供されるから、その結果、実
際の(センスされた)最小マージン角δMINがδRE
F#2以下となった点から12回点弧(12パルス変換
器の場合)または6回点弧(6パルス・ブリッジ変換器
の場合)した後、実際のマージン角δは約δREF#l
の2倍(2×δREF#1)となる。
すると、実際のマージン角δMINは正規のレギュレー
ション・ループの動作によりδaEF−1O値にまで減
少し、それによって充分な動作安全期間を提供し、その
間に過渡擾乱は経過する。
ション・ループの動作によりδaEF−1O値にまで減
少し、それによって充分な動作安全期間を提供し、その
間に過渡擾乱は経過する。
前述の前述から本発明は2つの制御ループを合体させて
いることが埋解されよう。
いることが埋解されよう。
以下で更に詳細建述べる如く、第1の制御ループは電力
変換器ブリッジ中の各サイリスタ装置の導通期間をサン
プルし、サイリスタ装置のセンスされた実際のマージン
角をブリッジ中の全ての装置のマージン角と比較し、最
小マージン角を変換器の正常動作を制御するための制御
パラメータとして選択する。
変換器ブリッジ中の各サイリスタ装置の導通期間をサン
プルし、サイリスタ装置のセンスされた実際のマージン
角をブリッジ中の全ての装置のマージン角と比較し、最
小マージン角を変換器の正常動作を制御するための制御
パラメータとして選択する。
この主、すなわち正規制御ループは最小マージン角の正
常で、かつ予想された変動に適応するのには充分ではあ
るが、整流電圧波形に従って利用し得るマージン角に大
幅な影響を与える厳しい過渡擾乱を克服することはでき
得ない場合がある。
常で、かつ予想された変動に適応するのには充分ではあ
るが、整流電圧波形に従って利用し得るマージン角に大
幅な影響を与える厳しい過渡擾乱を克服することはでき
得ない場合がある。
制御装置が斯様に厳しい性質の過渡擾乱に迅速に応動し
得るために、第2の速応性ループが設けられており、そ
れによってセンスされた最小マージン輛を臨界値以下に
減少させるような過渡状態を検出すると、正規のレギュ
レーション・ループは第2の制御ループの導入によって
補強される。
得るために、第2の速応性ループが設けられており、そ
れによってセンスされた最小マージン輛を臨界値以下に
減少させるような過渡状態を検出すると、正規のレギュ
レーション・ループは第2の制御ループの導入によって
補強される。
この第2の制御ループは、前進βの点弧角を充分長い期
間増大した値に変化させて厳しい過渡擾乱に安全に適応
するよう、レギュレータおよび点弧時間計算機の動作を
迅速に制御するべ《特別に発生された制御パルスを注入
する。
間増大した値に変化させて厳しい過渡擾乱に安全に適応
するよう、レギュレータおよび点弧時間計算機の動作を
迅速に制御するべ《特別に発生された制御パルスを注入
する。
第6f図は正規の制御、すなわちレギュレーション・ル
ープ内の加算接合点28の出力に接続された利得調整抵
抗29およびバイパス・ダイオード31の利点を説明す
るものである。
ープ内の加算接合点28の出力に接続された利得調整抵
抗29およびバイパス・ダイオード31の利点を説明す
るものである。
レギュレータおよびそれと関連する回路(抵抗29を除
く)のパラメータは、最小マージン角δMINの振幅が
基準レベル以上に増加することの結果として負のマージ
ン角誤差信号が加算接合点の出力に現われるとき、マー
ジン角レギュレーションに対し所望のループ利得を与え
るよう選択されている。
く)のパラメータは、最小マージン角δMINの振幅が
基準レベル以上に増加することの結果として負のマージ
ン角誤差信号が加算接合点の出力に現われるとき、マー
ジン角レギュレーションに対し所望のループ利得を与え
るよう選択されている。
好まし《は、この利得は充分高く、レギュレータは2ま
たは3回のバルブ点弧内で誤差な0に減少させる。
たは3回のバルブ点弧内で誤差な0に減少させる。
第6f図に示す如く、動作のある時点におけるセンスさ
れた最小マージン角δMINは交流電圧波形の位相に関
して20°の値を有するよう決定されているものと考え
る。
れた最小マージン角δMINは交流電圧波形の位相に関
して20°の値を有するよう決定されているものと考え
る。
これはマージン角が整流電圧波形の正常電圧0(ωt一
π)から進む方向(ω1−1/2の方向)に向かって角
度20°だげ拡大すること(すなわちδMINは160
°から1800に拡大する)を意味する。
π)から進む方向(ω1−1/2の方向)に向かって角
度20°だげ拡大すること(すなわちδMINは160
°から1800に拡大する)を意味する。
レギュレータの制御の下にあるFTC33は漸進的に点
弧角を後退させ、それによって次のバルブ点弧点におい
ては、センスされた最小マージン角は初期誤差の約1/
2(例えば190)に減少され、これは12パルスの電
力変換器の場合には交流電圧波形の1/12サイクル内
で生起する。
弧角を後退させ、それによって次のバルブ点弧点におい
ては、センスされた最小マージン角は初期誤差の約1/
2(例えば190)に減少され、これは12パルスの電
力変換器の場合には交流電圧波形の1/12サイクル内
で生起する。
次のバルブが点弧すると、点弧角は充分に後退していて
、センスされた最小マージン角は基準δREF#l(例
えば18°)によってセットされた正常値に戻る。
、センスされた最小マージン角は基準δREF#l(例
えば18°)によってセットされた正常値に戻る。
斯様にして各々のバルブの点弧に対し、最小マージン角
δMINが測定され、FTC33の点弧の制御はそれに
従って調整される。
δMINが測定され、FTC33の点弧の制御はそれに
従って調整される。
この型の動作を提供するため、バイパス・ダイオード3
1は過度に大きな最小マージンに帰因する負の誤差信号
を利得の変更なしにレギュレータ32に直接供給し、そ
れによって次のバルブの点弧に対し充分迅速な応動を提
供する。
1は過度に大きな最小マージンに帰因する負の誤差信号
を利得の変更なしにレギュレータ32に直接供給し、そ
れによって次のバルブの点弧に対し充分迅速な応動を提
供する。
さて、ここで誤差信号がセンスされた最小マージン角が
第1の基準値δREF#1以下となったために正となる
場合を考える。
第1の基準値δREF#1以下となったために正となる
場合を考える。
この場合を第6f図に最小マージン角が17°であると
測定されたのに続《時点として示している。
測定されたのに続《時点として示している。
最小マージン角トランスレータおよびセレクタ回路を第
4および5図と関連して以下で述べるとぎにより良《理
解されるように、任意の与えられたサイリスク・バルプ
のセンスされた最小マージン角の値はそのバルブのマー
ジン角が再びサンプルされるまで基準交流電圧波形の1
サイクルの間センシング・コンデンサ上の電荷の形で保
持される。
4および5図と関連して以下で述べるとぎにより良《理
解されるように、任意の与えられたサイリスク・バルプ
のセンスされた最小マージン角の値はそのバルブのマー
ジン角が再びサンプルされるまで基準交流電圧波形の1
サイクルの間センシング・コンデンサ上の電荷の形で保
持される。
斯様にして異常なマージン角が最初にセンスされたとぎ
、レギュレータが開始する補正動作は間に介在するバル
ブのマージン角が漸進的に増加する場合でも1サイクル
の間継続する。
、レギュレータが開始する補正動作は間に介在するバル
ブのマージン角が漸進的に増加する場合でも1サイクル
の間継続する。
この場合における重大なる過剰補正の生じる可能性はレ
ギュレータの利得を大幅に減少させる(誤差信号は正で
あり、バイパス・ダイオード31は阻止される)ところ
の抵抗29によって回避される。
ギュレータの利得を大幅に減少させる(誤差信号は正で
あり、バイパス・ダイオード31は阻止される)ところ
の抵抗29によって回避される。
12パルスの変換器では、抵抗29はループ利得を1=
5から1:12のオーダに減少させるように選択され、
それによって点弧角は正の誤差信号に応動して比較的ゆ
っくりした速度で前進し、その結果として増加する実際
のマージン角は、この補正動作が開始された後1サイク
ルしてレギュレータ32を通して点弧時間計算機22に
対して供給される誤差信号が次に変更される時間だけわ
ずかに基準レベルを越えるにすぎない。
5から1:12のオーダに減少させるように選択され、
それによって点弧角は正の誤差信号に応動して比較的ゆ
っくりした速度で前進し、その結果として増加する実際
のマージン角は、この補正動作が開始された後1サイク
ルしてレギュレータ32を通して点弧時間計算機22に
対して供給される誤差信号が次に変更される時間だけわ
ずかに基準レベルを越えるにすぎない。
第6g図は加算接合点35を通る第2の速応性制御ルー
プの動作の仕方を説明するものである。
プの動作の仕方を説明するものである。
最小マージンδMINの測定された値は
δREF#2(δREF#2はδREF#1の約2/3
である)によって形成された第2の臨界基準マージン角
と比較される。
である)によって形成された第2の臨界基準マージン角
と比較される。
第6g図から、マージン角制御装置の正常動作の間にあ
っては、最小マージン角のセンスされた(実際の)値は
18°と仮定したδREF#1に対して要望される正規
マージン角を表わす基準レベルを中心としてほんのわず
かに上下するにすぎないことが理解されよう。
っては、最小マージン角のセンスされた(実際の)値は
18°と仮定したδREF#1に対して要望される正規
マージン角を表わす基準レベルを中心としてほんのわず
かに上下するにすぎないことが理解されよう。
しかし、ACシステムで重大な過渡現象が生じると、セ
ンスされた最小マージン角δMINはδMIN一CRI
TICALとして示すδREF#2によって形成された
基準値13°以下に降下する。
ンスされた最小マージン角δMINはδMIN一CRI
TICALとして示すδREF#2によって形成された
基準値13°以下に降下する。
この状態が生じると、パルス発生器36は、その幅がδ
REF#1以下の実際のセンスされた最小マージン角の
誤差に比例する出力一定振幅パルスを提供する。
REF#1以下の実際のセンスされた最小マージン角の
誤差に比例する出力一定振幅パルスを提供する。
この出力パルスがレギュレータ32を介してFTC33
に加えられると、次に点弧するバルブの点弧角βを増加
させ、次に点弧するバルブのマージン角(これは12パ
ルス・ブリッジ変換器では30°以内に生起する)は約
δREF#1に等しい値に直ちに歩進せられる。
に加えられると、次に点弧するバルブの点弧角βを増加
させ、次に点弧するバルブのマージン角(これは12パ
ルス・ブリッジ変換器では30°以内に生起する)は約
δREF#1に等しい値に直ちに歩進せられる。
このパルスは正規のレギュレーション・ループによって
提供される制御信号と共に加算接合点28を通して供給
される。
提供される制御信号と共に加算接合点28を通して供給
される。
その結果、最小マージン角がδREF#2以下に降下し
た時点から12点弧(12パルス・ブリッジの場合)ま
たは6点弧(6パルス・ブリッジの場合)した後、最小
マージン角δMINはδREF#1からの差の2倍にほ
ぼ等し《なる。
た時点から12点弧(12パルス・ブリッジの場合)ま
たは6点弧(6パルス・ブリッジの場合)した後、最小
マージン角δMINはδREF#1からの差の2倍にほ
ぼ等し《なる。
次に、この実際の最小マージン角δMINは加算接合点
28によって提供される制御レギュレーション・ループ
の正規動作によってδREF#Iなる値にまで減少せら
れる。
28によって提供される制御レギュレーション・ループ
の正規動作によってδREF#Iなる値にまで減少せら
れる。
その間最小マージン角δMINは、過渡状態が経過する
まで変換器の安全な動作を保証するべく、充分長い期間
増加した値に保持される。
まで変換器の安全な動作を保証するべく、充分長い期間
増加した値に保持される。
第2図は電流変成器(C.T,)巻線13および波形整
形および信号分離回路21より成るバルブ電流モニタの
1つの構成法を示す詳細な回路図である。
形および信号分離回路21より成るバルブ電流モニタの
1つの構成法を示す詳細な回路図である。
残りのバルブ電流モニタも第2図に示すものと構造およ
び動作は類似しており、従って、ただ1つの電流モニタ
についてのみ詳細に述べることを理解されたい。
び動作は類似しており、従って、ただ1つの電流モニタ
についてのみ詳細に述べることを理解されたい。
巻線13によってモニタされたバルブ電流対のサイリス
タ装置1または4のいずれかに流れている電流は直列接
続されたダイオード41および42(これは抵抗16と
共に2次巻線13にかかるバック・ツウ・バック負荷と
して作用する)のそれぞれの組にかかる正極性または負
極性の電圧パルスを発生する。
タ装置1または4のいずれかに流れている電流は直列接
続されたダイオード41および42(これは抵抗16と
共に2次巻線13にかかるバック・ツウ・バック負荷と
して作用する)のそれぞれの組にかかる正極性または負
極性の電圧パルスを発生する。
ダイオード41および42は電圧信号を第3図に示す実
質的に矩形なパルス(これは地気に関してIdとーId
を表わす正および負の電圧値の間を交互する)に整形す
る作用をする。
質的に矩形なパルス(これは地気に関してIdとーId
を表わす正および負の電圧値の間を交互する)に整形す
る作用をする。
正パルス+Idはサイリスタ1の導通に相応し、負パル
スーIdはサイリスタ4の導通に相応する。
スーIdはサイリスタ4の導通に相応する。
正のパルス十■dがエミツタ・フオロアとして接続され
たPNPトランジスタ430ベースに供給され、そのエ
ミツタは正の値に上昇し、閾値電圧レベルを形成する一
連のダイオード44を介してNPN}ランジスタ45を
オンとする。
たPNPトランジスタ430ベースに供給され、そのエ
ミツタは正の値に上昇し、閾値電圧レベルを形成する一
連のダイオード44を介してNPN}ランジスタ45を
オンとする。
ダイオード44は第3a図に示す如き閾値電圧レベルを
形成し、通常電流センス巻線13および小さなDC成分
(これらは過渡状態にあるAC電流変成器中に存在し、
遅延角αの急速な変化を引き起こす)中に誘起される小
さな望ましくない背景雑音信号を遮ぎる。
形成し、通常電流センス巻線13および小さなDC成分
(これらは過渡状態にあるAC電流変成器中に存在し、
遅延角αの急速な変化を引き起こす)中に誘起される小
さな望ましくない背景雑音信号を遮ぎる。
そうしないとこの雑音はバルブ電流モニタに偽りの応答
を起こさせることがある。
を起こさせることがある。
トランジスタ43のエミツタから地気に接続されたコン
デンサC1は回路の周波数応答を250kcに制限し、
また、耐雑音性を改善する。
デンサC1は回路の周波数応答を250kcに制限し、
また、耐雑音性を改善する。
トランジスタ45がオンとなると、コンデンサ46はダ
イオード47を通して放電され、NPNトランジスタ5
1はオフとなる。
イオード47を通して放電され、NPNトランジスタ5
1はオフとなる。
{ランジスタ51がオフとなると、実質的に矩形の正極
性出力信号パルスが出力導線52を介して加えられる。
性出力信号パルスが出力導線52を介して加えられる。
これはサイリスタ・バルブ#1の順方向電流導通期間を
表わす。
表わす。
更に、この正極性出力信号は導線53および直列接続さ
れた1対のダイオードを通してPNPインバータ・トラ
ンジスタ54のベースに加えられ、このトランジスタを
逆バイアスに保持し、それによってサイリスタ・バルブ
1の電流導通期間中逆極性信号整形および分離チャネル
中に出力信号パルスを発生することを禁止したり,また
は保証する。
れた1対のダイオードを通してPNPインバータ・トラ
ンジスタ54のベースに加えられ、このトランジスタを
逆バイアスに保持し、それによってサイリスタ・バルブ
1の電流導通期間中逆極性信号整形および分離チャネル
中に出力信号パルスを発生することを禁止したり,また
は保証する。
サイリスタ・バルブ1の導通が中止されると、ダイオー
ド42は非導通となり、トランジスタ43のエミツタの
電圧は下降されて約地気に等し《なる。
ド42は非導通となり、トランジスタ43のエミツタの
電圧は下降されて約地気に等し《なる。
その結果、トランジスタ45はオフとなり、瞬間的にダ
イオード47は逆バイアスされ、コンデンサ46は抵抗
48を介して正に充電される。
イオード47は逆バイアスされ、コンデンサ46は抵抗
48を介して正に充電される。
ツエナ・ダイオード49の閾値電圧(+トランジスタ5
1のVbe)に達すると、トランジスタ51はオンとな
り、導線52上の出力電圧は0■に降下する。
1のVbe)に達すると、トランジスタ51はオンとな
り、導線52上の出力電圧は0■に降下する。
サイリスタ・バルブ1の導通が終了すると、第3a図に
ーv8として示す如く負に向かうスプリアス電圧スパイ
クが発生される。
ーv8として示す如く負に向かうスプリアス電圧スパイ
クが発生される。
同様な正に向かうi圧スパイク+v8がバルブのターン
・オフによってサイリスタ・バルブ4の導通の終了時に
発生される。
・オフによってサイリスタ・バルブ4の導通の終了時に
発生される。
これら望まし《ない電圧スパイクは第3dおよび3e図
に示す如く対をなす他方のバルブの誤った(偽りの)導
通状態指示を発生し得るから、これらがバルブ導通の指
示として制御装置を通して伝送されることを妨げる何ら
かの手段を設ける必要がある。
に示す如く対をなす他方のバルブの誤った(偽りの)導
通状態指示を発生し得るから、これらがバルブ導通の指
示として制御装置を通して伝送されることを妨げる何ら
かの手段を設ける必要がある。
その目的で充電コンデンサ46および抵抗48のRC時
定数およびツエナ・ダイオード49および5のVboに
よって形成された閾値は出力導線52上に発生された矩
形波パルスの幅を第3bおよび30図に示す付加的な期
間Tだけ伸長するよう調整されている。
定数およびツエナ・ダイオード49および5のVboに
よって形成された閾値は出力導線52上に発生された矩
形波パルスの幅を第3bおよび30図に示す付加的な期
間Tだけ伸長するよう調整されている。
その結果、出力パルスはオーバラツプし、第3dおよび
3e図に示した仕方で偽りのバルブ導通指示をする望ま
しくないスプリマス(すなわち偽りの)信号パルスを消
し去る。
3e図に示した仕方で偽りのバルブ導通指示をする望ま
しくないスプリマス(すなわち偽りの)信号パルスを消
し去る。
真の出力電流を指示する信号パルスの幅を斯様にして伸
長することにより、制御装置は望ましくないスプリアス
信号パルスを受けても動作しない。
長することにより、制御装置は望ましくないスプリアス
信号パルスを受けても動作しない。
以下で説明するように、制御の後の時点において、第3
bおよび30図に示すバルブ電流パルスの伸長された幅
Tに対して適当な補償が成される。
bおよび30図に示すバルブ電流パルスの伸長された幅
Tに対して適当な補償が成される。
サイリスタ・バルブ4の電流導通期間を表わす負に向か
うパルスーIdの処理は正に向かうパルスに対する処理
と互に補い合うものである。
うパルスーIdの処理は正に向かうパルスに対する処理
と互に補い合うものである。
ダイオード410両端に現われる負に向かうパルス−I
dは、エミツタ・フオロアとして接続されたNPN}ラ
ンジスタ62(そのエミツタは充分負に駆動ざれており
、−15ボルト端子から一連のダイオード63を通して
トランジスタ540ベースに負のバイアスを印加し、5
4を導通させる)のベースに導線61を介して供給され
る。
dは、エミツタ・フオロアとして接続されたNPN}ラ
ンジスタ62(そのエミツタは充分負に駆動ざれており
、−15ボルト端子から一連のダイオード63を通して
トランジスタ540ベースに負のバイアスを印加し、5
4を導通させる)のベースに導線61を介して供給され
る。
直列接続された一連のダイオード63は閾値一vt(こ
の閾値はセンスされた電流信号により越されなげればな
らない)を形成し、一方のチャネルのダイオード44と
同一目的を果す。
の閾値はセンスされた電流信号により越されなげればな
らない)を形成し、一方のチャネルのダイオード44と
同一目的を果す。
PNP}ランジスタ540オンにより、そのコレクタは
充分に高電圧となり、ツエナ・ダイオード64を通して
トランジスタ66をオンとする。
充分に高電圧となり、ツエナ・ダイオード64を通して
トランジスタ66をオンとする。
すると66のオンはコンデンサ67、抵抗68、しエナ
・ダイオード69およびNPN}ランジスタ71より成
る残りの回路に関して一方のチャネルのトランジスタ4
5のオンと同様な仕方で動作し、トランジスタ71のコ
レクタに第3c図に示す如きサイリスタ・バルプ4の電
流導通期間を表わす正に向かう出力電圧パルスを発生さ
せる。
・ダイオード69およびNPN}ランジスタ71より成
る残りの回路に関して一方のチャネルのトランジスタ4
5のオンと同様な仕方で動作し、トランジスタ71のコ
レクタに第3c図に示す如きサイリスタ・バルプ4の電
流導通期間を表わす正に向かう出力電圧パルスを発生さ
せる。
正極性はトランジスタ54およびツエナ・ダイオード6
4によって提供される反転およびレベル・シフトによっ
て得られる。
4によって提供される反転およびレベル・シフトによっ
て得られる。
出力電圧パルスの発生と同時に、オフとなることを禁止
する信号が導線73を介してNPN}ランジスタ740
ベースに加えられ、このトランジスタをオン状態に保持
する。
する信号が導線73を介してNPN}ランジスタ740
ベースに加えられ、このトランジスタをオン状態に保持
する。
トランジスタ14はもう一方のバルプ1電流センス・ナ
ヤネル中のトランジスタ450ベースに接続されており
、サイリスク・バルプ4の電流導通期間プラス伸長期間
Tの間トランジスタ45をオフに保持する。
ヤネル中のトランジスタ450ベースに接続されており
、サイリスク・バルプ4の電流導通期間プラス伸長期間
Tの間トランジスタ45をオフに保持する。
トランジスタ45がオフ状態に保持されていると、トラ
ンジスタ51はオンに保持されて、サイリスタ・バルブ
1の電流指示回路中の出力信号パルスの発生を妨げる。
ンジスタ51はオンに保持されて、サイリスタ・バルブ
1の電流指示回路中の出力信号パルスの発生を妨げる。
従って、サイリスタ・バルブ1が導通している間、第3
b図に示すバルブ電流導通指示信号パルスが出力導線5
2上に発生される。
b図に示すバルブ電流導通指示信号パルスが出力導線5
2上に発生される。
このパルスはこのバルブの電流導通期間(にプラスする
ことのスプリアス・ターン・オフ信号パルスを消去する
べく設けられた伸長期間T)を表わし、もう一方のバル
ブ#4の電流指示回路からの出力は交互結合手段(これ
はバルブ#1出力がトランジスタ54をオフに保つため
に発生されているとぎは常に動作する)を介して提供さ
れる禁止信号のために妨げられる。
ことのスプリアス・ターン・オフ信号パルスを消去する
べく設けられた伸長期間T)を表わし、もう一方のバル
ブ#4の電流指示回路からの出力は交互結合手段(これ
はバルブ#1出力がトランジスタ54をオフに保つため
に発生されているとぎは常に動作する)を介して提供さ
れる禁止信号のために妨げられる。
同様に、バルブ4の順方向電流導通期間プラス期間Tを
指示するところの導線72を介して供給される出力信号
パルスが発生されると、禁止信号が導線73を介して帰
還され、バルブ1チャネルへの出力電流パルスの発生を
妨げる。
指示するところの導線72を介して供給される出力信号
パルスが発生されると、禁止信号が導線73を介して帰
還され、バルブ1チャネルへの出力電流パルスの発生を
妨げる。
上述し、第2図に示したバルブ電流モニタは全ての正常
なる定常状態の条件下では、その所期の機能を満足に実
行する。
なる定常状態の条件下では、その所期の機能を満足に実
行する。
しかし、異常な状態が生じることがあり、そのときバル
ブ電流モニタは望ましくない出力信号パルスを発生する
可能性がある。
ブ電流モニタは望ましくない出力信号パルスを発生する
可能性がある。
この状態は、変換器の動作モードが整流と反転の間の変
位点にあるときの電力反転の期間のように変換器ブリッ
ジを形成するそれぞれのバルブの点弧角が90°の近傍
にあるときに生じ得る。
位点にあるときの電力反転の期間のように変換器ブリッ
ジを形成するそれぞれのバルブの点弧角が90°の近傍
にあるときに生じ得る。
バルブが約90°の点弧角で整流、すなわちスイッチン
グしているとき、整流電圧の振幅に大幅で、かつ突然な
変化がブリッジの非導通バルブによって周期的に経験さ
れる。
グしているとき、整流電圧の振幅に大幅で、かつ突然な
変化がブリッジの非導通バルブによって周期的に経験さ
れる。
例えば互に補い合うバルブ1および4の導通期間の間の
ギャップの間、これら非導通バルブの内の1つにかかる
電圧は上記の如き振幅変化を受けている。
ギャップの間、これら非導通バルブの内の1つにかかる
電圧は上記の如き振幅変化を受けている。
この電圧の大きな階段的変化の結果として、通常の仕方
に従ってバルプの両端に接続されている緩衝回路は、オ
フとなったバルブは導通しているけれどもバルブ電流モ
ニタに充分な電流を流す働きをし得る。
に従ってバルプの両端に接続されている緩衝回路は、オ
フとなったバルブは導通しているけれどもバルブ電流モ
ニタに充分な電流を流す働きをし得る。
緩衝電流の結果として、電流変成器1302次巻線に誘
起された全ての信号パルスは比較的短い期間を有し、偽
りのバルブ電流導通状態指示信号がそれに応じて発生さ
れるのを妨げるため、先に述べた電流モニタ中に、電流
変成器巻線中に誘起されたパルスが予め定められた時間
長持続するまで全ての出力信号の開始を遅らせるための
適当な手段を設けてある。
起された全ての信号パルスは比較的短い期間を有し、偽
りのバルブ電流導通状態指示信号がそれに応じて発生さ
れるのを妨げるため、先に述べた電流モニタ中に、電流
変成器巻線中に誘起されたパルスが予め定められた時間
長持続するまで全ての出力信号の開始を遅らせるための
適当な手段を設けてある。
斯様な遅延手段を設けた結果として、バルブ電流モニタ
は短期の余分な信号とC,T.の2次巻線中の真のバル
ブ電流導通信号を識別し得る。
は短期の余分な信号とC,T.の2次巻線中の真のバル
ブ電流導通信号を識別し得る。
この目的に適した1つの回路を第12図に示す。
第12図からわかるように、NPNトランジスタ181
から成るエミツタ・フオロア段が先に述べたトランジス
タ45と51の間に付加されている。
から成るエミツタ・フオロア段が先に述べたトランジス
タ45と51の間に付加されている。
トランジスタ1810ベースはコンデンサ46の非接地
プレートに接続されている。
プレートに接続されている。
コンデンサ46の充電回路は抵抗182およびダイオー
ド183より成り、このコンデンサに対する放電回路は
抵抗184およびトランジスタ45より成る。
ド183より成り、このコンデンサに対する放電回路は
抵抗184およびトランジスタ45より成る。
トランジスタ181のエミツタは抵抗185および18
6(その共通接続点187はトランジスタ510ベース
に直接接続されている)より成る電圧分割器を介して−
15ボルトの制御電力端子に接続されている。
6(その共通接続点187はトランジスタ510ベース
に直接接続されている)より成る電圧分割器を介して−
15ボルトの制御電力端子に接続されている。
コンデンサ46が予め定められた閾値レベルを越えて充
電されると、187の電位は充分正となって導線52を
地気にクランプするトランジスタ51を順方向バイアス
する。
電されると、187の電位は充分正となって導線52を
地気にクランプするトランジスタ51を順方向バイアス
する。
コンデンサ46にかかる電圧が予め定められた値以下に
なるとぎは常に、点187の電位は約地気にまで下げら
れ、トランジスタ51はオフとなり、導線52にサイリ
スタ・バルブ#1の順方向電流導通期間を表わす正極性
の出力信号を発生させる。
なるとぎは常に、点187の電位は約地気にまで下げら
れ、トランジスタ51はオフとなり、導線52にサイリ
スタ・バルブ#1の順方向電流導通期間を表わす正極性
の出力信号を発生させる。
動作状態にあっては、トランジスタ450ベースの比較
的正なる信号が開始されるとき、このトランジスタはオ
ンとなり、先に充電されたコンデンサ46は抵抗184
を通して放電される。
的正なる信号が開始されるとき、このトランジスタはオ
ンとなり、先に充電されたコンデンサ46は抵抗184
を通して放電される。
予め定められた時間が経過した後、コンデンサ46上の
電圧は上述の予め定められた値に減少してトランジスタ
51はオフとなる。
電圧は上述の予め定められた値に減少してトランジスタ
51はオフとなる。
抵抗184の値に依存するこの予め定められた時間遅延
は、450ペース上の比較的正なる信号が相応する時間
継続するまで52の出力信号の開始を遅延させる。
は、450ペース上の比較的正なる信号が相応する時間
継続するまで52の出力信号の開始を遅延させる。
本発明の一実施例では、この予め定められた時間長が約
160マイクロ秒となるよう選択されている。
160マイクロ秒となるよう選択されている。
その後、バルブ1の順方向電流導通期間の終了時点で、
・ランジスタ45のベースに加えられた比較的正なる信
号は終了し、第12図に示す回路は、コンデンサ46の
充電回路のRC時定数に依存する予め定められた量だげ
52の出力信号の幅を伸長する作用をする。
・ランジスタ45のベースに加えられた比較的正なる信
号は終了し、第12図に示す回路は、コンデンサ46の
充電回路のRC時定数に依存する予め定められた量だげ
52の出力信号の幅を伸長する作用をする。
抵抗182の値は抵抗184の値と同一にすることがで
き、それによって出力信号の伸長Tは約160マイクロ
秒となる。
き、それによって出力信号の伸長Tは約160マイクロ
秒となる。
この場合、出力信号の幅はバルブ#1の順方向電流導通
期間に等しい。
期間に等しい。
第12図に示す回路によって発生された出力信号の開始
に導入された遅延の結果として、修正されたバルブ電流
モニタは電流変成器1302次巻線に誘導された短期の
余分な信号には応動しなくなる。
に導入された遅延の結果として、修正されたバルブ電流
モニタは電流変成器1302次巻線に誘導された短期の
余分な信号には応動しなくなる。
これはトランジスタ43および62のエミツタと地気の
間に接続して第2図に示してある先に述べたコンデンサ
と同一の機能を果しているから、これらコンデンサはも
ちろん必要な場合には除去し得る。
間に接続して第2図に示してある先に述べたコンデンサ
と同一の機能を果しているから、これらコンデンサはも
ちろん必要な場合には除去し得る。
第4図はマージン角トランスレータの構造を詳細に示す
回路図である。
回路図である。
それぞれのフリップ・フロツプF1−F6によってマー
ジン角モニタ中に発生された矩形マージン角信号パルス
は第4図に示すものと類似のそれぞれ関連するマージン
角トランスレータ回路に供給される。
ジン角モニタ中に発生された矩形マージン角信号パルス
は第4図に示すものと類似のそれぞれ関連するマージン
角トランスレータ回路に供給される。
第1図と関連して先に述べたように、矩形マージン角信
号パルスは、例えばF1の如きそれぞれのフリツプ・フ
ロツプをして、そのそれぞれのサイリスタ・バルブ1の
導通が終了する時点でその状態を変えさせ、整流電圧が
0を通過する時点でバルブにかかる整流電圧の極性が反
転するとき、その元の状態に戻らせることにより発生さ
れる。
号パルスは、例えばF1の如きそれぞれのフリツプ・フ
ロツプをして、そのそれぞれのサイリスタ・バルブ1の
導通が終了する時点でその状態を変えさせ、整流電圧が
0を通過する時点でバルブにかかる整流電圧の極性が反
転するとき、その元の状態に戻らせることにより発生さ
れる。
この期間をマージ塔角と定義し、関連するサイリスタ・
バルブの特定のマージン角に従って幅変調される。
バルブの特定のマージン角に従って幅変調される。
第4図の回路は、この幅変調された矩形信号を相応する
負極性の、鋸歯状波形出力信号(その振幅は入力矩形波
マージン角信号のパルス幅、従って問題としている特定
のサイリスク・バルブのマージン角に相応する)に変換
する。
負極性の、鋸歯状波形出力信号(その振幅は入力矩形波
マージン角信号のパルス幅、従って問題としている特定
のサイリスク・バルブのマージン角に相応する)に変換
する。
上記の目的を達成するため、入力マージン角モニタ矩形
波信号MAMは導線81を介して入力PNP}ランジス
タ82のベースに供給される。
波信号MAMは導線81を介して入力PNP}ランジス
タ82のベースに供給される。
入力矩形マージン角信号の各々の負に向かう期間中、ト
ランジスタ82は導通され、それによってマージン角パ
ルスの期間NPNトランジスタ83をオンとする。
ランジスタ82は導通され、それによってマージン角パ
ルスの期間NPNトランジスタ83をオンとする。
NPN}ランジスタ83は充電コンデンサをダイオード
88を通して−15ボルト端子から充電する一定電流源
より成る。
88を通して−15ボルト端子から充電する一定電流源
より成る。
導線81を介して供給された入力矩形マージン角信号は
、また、コンデンサ84および抵抗85より成る微分回
路および結合ダイオード86を通してPNP}ランジス
タ87のベースに加えられている。
、また、コンデンサ84および抵抗85より成る微分回
路および結合ダイオード86を通してPNP}ランジス
タ87のベースに加えられている。
入力マージン角信号パルスの微分によりマージン角信号
パルスの前縁において負に向かう電圧スパイクが発生さ
れ、これはPNP}ランジスタ87を各マージン角信号
パルスの開始時点においてほんのわずかの間導通させる
。
パルスの前縁において負に向かう電圧スパイクが発生さ
れ、これはPNP}ランジスタ87を各マージン角信号
パルスの開始時点においてほんのわずかの間導通させる
。
トランジスタ87は充電コンデンサ89の両端に接続さ
れており、従ってこの瞬時の導通期間は各サンプル期間
の開始時点において充電コンデンサ89を放電する働き
をする。
れており、従ってこの瞬時の導通期間は各サンプル期間
の開始時点において充電コンデンサ89を放電する働き
をする。
斯様にして、充電コンデンサ89上に充電された電荷が
1つのサンプル・サイクルから次のサンプル・サイクル
にまで持ち越されることはな《、各導通期間の後に残っ
ているマージン角は各サイクル毎に新たにサンプルされ
る。
1つのサンプル・サイクルから次のサンプル・サイクル
にまで持ち越されることはな《、各導通期間の後に残っ
ているマージン角は各サイクル毎に新たにサンプルされ
る。
前述のことから、各マージン角信号パルスの開始時点で
充電コンデンサ89は瞬時に放電され、その後クランプ
・トランジスタ87がオフとなることに続いて、トラン
ジスタ83から成る一定電流源によってダイオード88
を通してマージン角信号パルスの幅に相当する電圧レベ
ルにまで充電される。
充電コンデンサ89は瞬時に放電され、その後クランプ
・トランジスタ87がオフとなることに続いて、トラン
ジスタ83から成る一定電流源によってダイオード88
を通してマージン角信号パルスの幅に相当する電圧レベ
ルにまで充電される。
マージン角パルスの間一定電流源83により充電コンデ
ンサ89が充電された電圧レベルはコンデンサ89上に
トラツプされる。
ンサ89が充電された電圧レベルはコンデンサ89上に
トラツプされる。
この電圧は出力負荷抵抗94を有するNPN}ランジス
タ91より成る出力エミッタ・フオロア増幅器のペース
に供給される。
タ91より成る出力エミッタ・フオロア増幅器のペース
に供給される。
第4図のマージン角トランスレータ回路中の出力エミッ
タ・フオロア増幅器91の負荷抵抗94はORゲート・
ダイオード931と関連して相応するORゲート・ダイ
オード932−936および6パルス・ブリッジ交換器
の残りのバルブに対するそれと関連する5つのマージン
角トランスレータ回路(各々は第4図に示すものと類似
している)からの負荷抵抗と共同動作し、最も値の小で
あり、従って第1図のマージン角制御装置に対する制御
パラメータとして使用されることが望まれる最小マージ
ン角に相応するマージン角信号を選択する。
タ・フオロア増幅器91の負荷抵抗94はORゲート・
ダイオード931と関連して相応するORゲート・ダイ
オード932−936および6パルス・ブリッジ交換器
の残りのバルブに対するそれと関連する5つのマージン
角トランスレータ回路(各々は第4図に示すものと類似
している)からの負荷抵抗と共同動作し、最も値の小で
あり、従って第1図のマージン角制御装置に対する制御
パラメータとして使用されることが望まれる最小マージ
ン角に相応するマージン角信号を選択する。
第6d図は第4図に示すマージン角トランスレ一夕の動
作の仕方およびダイオードORゲート931〜936が
如何にして所望の最小マージン角信号を選択するかを説
明するものである。
作の仕方およびダイオードORゲート931〜936が
如何にして所望の最小マージン角信号を選択するかを説
明するものである。
第6d図において、実線V1はサイリスタ・バルブ1に
対するマージン角トランスレータの充電コンデンサ89
上に、先に述べた仕方で電荷が蓄積されていく様子を示
すものである。
対するマージン角トランスレータの充電コンデンサ89
上に、先に述べた仕方で電荷が蓄積されていく様子を示
すものである。
斯様にして、V1は最初マージン角信号パルスの開始点
、すなわち前縁でトランジスタ87の放電作用によって
Oに放電される。
、すなわち前縁でトランジスタ87の放電作用によって
Oに放電される。
その後充電コンデンサ89は一定電流源83によってダ
イオード88を通してMAMとして示されるマージン角
信号パルスの幅によって決定される電圧レベルまで充電
される。
イオード88を通してMAMとして示されるマージン角
信号パルスの幅によって決定される電圧レベルまで充電
される。
との鋸歯状ノツチ型電圧レベル信号を同様な形をしたV
3で示した点線の波形と比べると、例えば点線で示した
MAM3の如き、より長い幅のマージン角信号パルスに
対し充電コンデンサは一定電流源83によってより長い
期間充電され、従って、より大きな振幅(すなわちより
負なる値)に充電されることがわかる。
3で示した点線の波形と比べると、例えば点線で示した
MAM3の如き、より長い幅のマージン角信号パルスに
対し充電コンデンサは一定電流源83によってより長い
期間充電され、従って、より大きな振幅(すなわちより
負なる値)に充電されることがわかる。
斯様にして複数個の電圧レベル信号がダイオードORゲ
ート931〜936で比較されるとき、第6d図でδM
INとして指示される最小の電圧値を有する信号は、ブ
リッジ変換器で得られる最小マージン角に相応するもの
こしてゲートにより選択される。
ート931〜936で比較されるとき、第6d図でδM
INとして指示される最小の電圧値を有する信号は、ブ
リッジ変換器で得られる最小マージン角に相応するもの
こしてゲートにより選択される。
この最小マージン角信号は、ダイオードを通してPNP
}ランジスタ95より成るエミツタ・フオロア出力段(
これはダイオード93にかかる電圧降下を保証し、より
低い回路出力インピーダンスを提供する)に供給される
。
}ランジスタ95より成るエミツタ・フオロア出力段(
これはダイオード93にかかる電圧降下を保証し、より
低い回路出力インピーダンスを提供する)に供給される
。
トランジスタ95のエミツタに現われる出力信号は出力
導線96を介して第5図に示すマージン角セレクタ回路
に供給される。
導線96を介して第5図に示すマージン角セレクタ回路
に供給される。
第5図に示すマージン角セレクタ回路は、その入力にマ
ージン角トランスレータから得られた最小マージン角制
御信号およびマージン角モニタから供給されたプランキ
ング信号を供給する。
ージン角トランスレータから得られた最小マージン角制
御信号およびマージン角モニタから供給されたプランキ
ング信号を供給する。
マージン角セレクタは鋸歯状、すなわちly1ノツチ型
出力信号をマージン角トランスレータから受信し、サン
プル保持特性とマージン角モニタから供給されたプラン
キング・パルスの加算特性を加え合わせてlvIノツチ
型波形を測定されたマージン角に比例する純粋なるDC
レベル(定常状態の下で)に戻す。
出力信号をマージン角トランスレータから受信し、サン
プル保持特性とマージン角モニタから供給されたプラン
キング・パルスの加算特性を加え合わせてlvIノツチ
型波形を測定されたマージン角に比例する純粋なるDC
レベル(定常状態の下で)に戻す。
この目的を達成するため、マージン角セレクタにおいて
、lyIノツチ型最小マージン角信号は、導線101を
介して蓄積コンデンサ103に対する′低1インピーダ
ンス・エミツタ・フオロア駆動であるトランジスタ10
2に加えられる。
、lyIノツチ型最小マージン角信号は、導線101を
介して蓄積コンデンサ103に対する′低1インピーダ
ンス・エミツタ・フオロア駆動であるトランジスタ10
2に加えられる。
トランジスタ102はスイッチング・トランジスタ10
4を通してコンデンサ103に結合されている。
4を通してコンデンサ103に結合されている。
トランジスタ104は、そのエミツタが導線回路網10
6,107を通してそれぞれのMAMプランキング信号
を供給する複数個の結合ダイオード1141から114
6に接続されたレベル・シフト・トランジスタ105る
介して供給されるマージン角モニタのプランキング・パ
ルスの和によって動作する双方向性スイッチである。
6,107を通してそれぞれのMAMプランキング信号
を供給する複数個の結合ダイオード1141から114
6に接続されたレベル・シフト・トランジスタ105る
介して供給されるマージン角モニタのプランキング・パ
ルスの和によって動作する双方向性スイッチである。
マージン角のサンプリングが行なわれないときには、ト
ランジスタ102のエミツタは最小のマージン角に相応
する第3d図に示す信号の平坦部分に追従する。
ランジスタ102のエミツタは最小のマージン角に相応
する第3d図に示す信号の平坦部分に追従する。
このとき、MAMプランキング・ダイオード1141〜
1146の内の適轟な1つからの和プランキング入力は
O状態にあり、トランジスタ105をオフ状態に保持し
、スイッチング・トランジスタ104をオン状態に保持
する。
1146の内の適轟な1つからの和プランキング入力は
O状態にあり、トランジスタ105をオフ状態に保持し
、スイッチング・トランジスタ104をオン状態に保持
する。
斯様にしてコンデンサ103は迅速に最小マージン角に
相応するトランジスタ102のエミツタ電圧に等しくな
る。
相応するトランジスタ102のエミツタ電圧に等しくな
る。
しかし、マージン角のサイプリングが行なわれる時点で
は、トランジスタ105は導線回路網106および10
7を介して迅速にオンとなり、トランジスタ104ぱオ
フとなる。
は、トランジスタ105は導線回路網106および10
7を介して迅速にオンとなり、トランジスタ104ぱオ
フとなる。
この期間中コンデンサ103はその電圧を保持し、一方
エミッタ102はサンプリング期間を通じてずつとlV
Iノツチ型マージン角トランスレータ入力に追従し続け
る。
エミッタ102はサンプリング期間を通じてずつとlV
Iノツチ型マージン角トランスレータ入力に追従し続け
る。
マージン角サンプリング期間の終了時点において、トラ
ンジスタ105はMAMプランキング信号がOに降下す
るために再びオフとなり、トランジスタ104ぱオンと
なり、コンデンサ103は急速に新しい最小マージン角
(これは先の最小マージン角とは異ならなければならな
い)に相応するトランジスタ102のエミツタ電圧の新
しい値となる。
ンジスタ105はMAMプランキング信号がOに降下す
るために再びオフとなり、トランジスタ104ぱオンと
なり、コンデンサ103は急速に新しい最小マージン角
(これは先の最小マージン角とは異ならなければならな
い)に相応するトランジスタ102のエミツタ電圧の新
しい値となる。
コンデンサ103上に蓄積された最小マージン角は、マ
ージン角サンプル期間中に電荷が漏洩するのを最小化す
るようコンデンサ103に対する高入力インピーダンス
負荷を提供するところのエミツタ・フオロア・トランジ
スタ108によって読み出される。
ージン角サンプル期間中に電荷が漏洩するのを最小化す
るようコンデンサ103に対する高入力インピーダンス
負荷を提供するところのエミツタ・フオロア・トランジ
スタ108によって読み出される。
更に、和プランキングパルスが全て60°より犬なるδ
の期間にわたってオーバラツプする場合には、エミツタ
・フオロア108はコンテンサ103がインバータのマ
ージン角制御領域に対して必要とされるよりも、より大
きな最小マージン角を指示する−15Vに向かって充電
されることを保証する。
の期間にわたってオーバラツプする場合には、エミツタ
・フオロア108はコンテンサ103がインバータのマ
ージン角制御領域に対して必要とされるよりも、より大
きな最小マージン角を指示する−15Vに向かって充電
されることを保証する。
トランジスタ108のエミツタは、セレクタ回路から出
力導線115を介してレギュレータに低出力インピーダ
ンスを提供し、更にトランジスタ102および108の
ベース・エミツタ電圧降下を補償する1対のPNP}ラ
ンジスタ11および112に接続されている。
力導線115を介してレギュレータに低出力インピーダ
ンスを提供し、更にトランジスタ102および108の
ベース・エミツタ電圧降下を補償する1対のPNP}ラ
ンジスタ11および112に接続されている。
ここで、12パルス・ブリッジ変換器が制御されている
ものとすると、導線115を介して現われる出力信号は
他の6つのパルス・ブリッジ配列から選択された相応す
る最小マージン角信号とのORがとられることに注意さ
れたい。
ものとすると、導線115を介して現われる出力信号は
他の6つのパルス・ブリッジ配列から選択された相応す
る最小マージン角信号とのORがとられることに注意さ
れたい。
するとORケートは、2つの相互接続された6パルス・
ブリッジ変換器の最小マージン角のうちで最小のものを
選択し、実際12パルス・ブリッジ変換器に存在する最
小マージン角を選択する動作をする。
ブリッジ変換器の最小マージン角のうちで最小のものを
選択し、実際12パルス・ブリッジ変換器に存在する最
小マージン角を選択する動作をする。
すると、このようにして選択された最小マージン角信号
は12パルス・ブリッジ変換器の動作を制御するのに用
いるべく選択された最小マージン角制御信号として、第
1図の加算接合点28に供給される。
は12パルス・ブリッジ変換器の動作を制御するのに用
いるべく選択された最小マージン角制御信号として、第
1図の加算接合点28に供給される。
選択された最小マージン角信号と比較するため、加算接
合点28に供給される基準マージン角信号VδREF#
Iの値はバルブ電流パルスの伸長された幅Tを補償する
よう調整される。
合点28に供給される基準マージン角信号VδREF#
Iの値はバルブ電流パルスの伸長された幅Tを補償する
よう調整される。
先に述べた理由で、トランスレーダ26が測定するマー
ジン角は、期間Tだげ実際のマージン角より小さい。
ジン角は、期間Tだげ実際のマージン角より小さい。
誤差は一定であり、第6e図に示すように、基準信号の
振幅をこの誤差に等しい量だけ所望の値より小さく選択
することにより補償される。
振幅をこの誤差に等しい量だけ所望の値より小さく選択
することにより補償される。
第7図は第2電圧パルス発生回路36、第2の加算、す
なわち比較回路35および第1図に示す全マージン制御
システムの一部より成る許容回路30の詳細な回路図で
ある。
なわち比較回路35および第1図に示す全マージン制御
システムの一部より成る許容回路30の詳細な回路図で
ある。
第7図に示す如《、選択された入力最小マージン角信号
V−δおよび第1の基準小マージン角信号VδREF#
1はNPN}ランジスタ121のベースで加算される。
V−δおよび第1の基準小マージン角信号VδREF#
1はNPN}ランジスタ121のベースで加算される。
適当なバイアス電圧が1組の電圧分割抵抗122,12
3および124および抵抗125およびトランジスタ1
26と1対の電圧分割抵抗127および128より成る
電圧安定化回路を通してトランジスタ121のエミツタ
に供給される。
3および124および抵抗125およびトランジスタ1
26と1対の電圧分割抵抗127および128より成る
電圧安定化回路を通してトランジスタ121のエミツタ
に供給される。
回路はトランジスタ121のコレクタに現われる電圧v
cが選択された最小マージン角信号V−δと第1の基準
最小マージン角信号VREF#1の間の差に比例するよ
う調整されている。
cが選択された最小マージン角信号V−δと第1の基準
最小マージン角信号VREF#1の間の差に比例するよ
う調整されている。
この電圧vcはコンデンサ129の一方の極板に供給さ
れており、他方の極板はダイオード131を通し抵抗1
32をバイパスしてNPN}ランジスタ133のベース
に接続されている。
れており、他方の極板はダイオード131を通し抵抗1
32をバイパスしてNPN}ランジスタ133のベース
に接続されている。
トランジスタ1330ベースは、また、PNP}ランジ
スタ134のコレクタに接続されており、該トランジス
タ134のベースは電圧分割抵抗122および123の
接合点に接続されており、エミツタは抵抗135を通し
てトランジスタ121のコレクタに接続されている。
スタ134のコレクタに接続されており、該トランジス
タ134のベースは電圧分割抵抗122および123の
接合点に接続されており、エミツタは抵抗135を通し
てトランジスタ121のコレクタに接続されている。
トランジスタ133のコレクタは、出力負荷抵抗136
を通して+15Vの電源端子(これは抵抗137を通し
てトランジスタ121のコレクタに、そして抵抗138
を通してコンデンサ139およびダイオード131の接
合点に接続されている)に接続されている。
を通して+15Vの電源端子(これは抵抗137を通し
てトランジスタ121のコレクタに、そして抵抗138
を通してコンデンサ139およびダイオード131の接
合点に接続されている)に接続されている。
v2出力信号はトランジスタ121のコレクタに現われ
る誤差信号V1が電圧分割抵抗122および123によ
って形成された予め定められた基準値を越す場合にトラ
ンジスタ133のコレクタから得られる。
る誤差信号V1が電圧分割抵抗122および123によ
って形成された予め定められた基準値を越す場合にトラ
ンジスタ133のコレクタから得られる。
トランジスタ133のコレクタに現われ、正規の制御レ
ギュレーション誤差信号V1と共に第1図のレギュレー
タ32に供給されるこの第2の出力誤差信号v2は、■
−δが先に述べたVREF#Iに等しい値を達成すると
き初めて現われ、その幅は誤差信号V1の大きさによっ
て決定される。
ギュレーション誤差信号V1と共に第1図のレギュレー
タ32に供給されるこの第2の出力誤差信号v2は、■
−δが先に述べたVREF#Iに等しい値を達成すると
き初めて現われ、その幅は誤差信号V1の大きさによっ
て決定される。
動作状態にあっては、回路は主、すなわち正規の誤差制
御信号v1がOに近いか、または正規のレギュレーショ
ン領域内にあるときトランジスタ133および134が
導通するよう調整されている。
御信号v1がOに近いか、または正規のレギュレーショ
ン領域内にあるときトランジスタ133および134が
導通するよう調整されている。
この条件下で、コンデンサ129は出力誤差信号V,に
比例した値VCに充電される。
比例した値VCに充電される。
選択された最小マージン角信号をして第2の予めセット
された基準値VREF#2(これは電圧分割抵抗122
および123によって形成される)を越させるような重
大なACシステムの過渡擾乱が生じると、トランジスタ
134および133はオフとなる。
された基準値VREF#2(これは電圧分割抵抗122
および123によって形成される)を越させるような重
大なACシステムの過渡擾乱が生じると、トランジスタ
134および133はオフとなる。
この状態が生じると、トランジスタ133のコレクタは
比較的高い一定値に上昇し、それによって正規のレギュ
レーション信号V1と共に第1図のレギュレータ32に
供給される正極性出力信号電圧V2が発生される。
比較的高い一定値に上昇し、それによって正規のレギュ
レーション信号V1と共に第1図のレギュレータ32に
供給される正極性出力信号電圧V2が発生される。
■,より高いv2の存在によりFTC33は加速され、
それによって次に点弧すべきバルブの点弧角は急速に進
められ句トランジスタ134および133がオフとなる
前に、コンデンサ129は誤差信号V1に比例した値に
充電されている。
それによって次に点弧すべきバルブの点弧角は急速に進
められ句トランジスタ134および133がオフとなる
前に、コンデンサ129は誤差信号V1に比例した値に
充電されている。
トランジスタ134がオフとなると、コンデンサ129
は抵抗138を通してダイオード131が再び順方向バ
イアスとなるような値にまで放電する。
は抵抗138を通してダイオード131が再び順方向バ
イアスとなるような値にまで放電する。
この状態が生じると、トランジスタ133は再びオンと
なり、トランジスタ133のコレクタ電圧を地気レベル
に再び降下させ、正極性誤差制御信号パルスv2を終了
させる。
なり、トランジスタ133のコレクタ電圧を地気レベル
に再び降下させ、正極性誤差制御信号パルスv2を終了
させる。
コンデンサ129および抵抗138は微分回路として動
作し、負に向かうターン・オフ・パルスをダイオード1
31およびトランジスタ1330ベースに加える。
作し、負に向かうターン・オフ・パルスをダイオード1
31およびトランジスタ1330ベースに加える。
これら負に向かうターン・オフ・パルスはV,誤差信号
に比例した幅を有し、抵抗122および123によって
形成された基準レベルを越すとき、トランジスタ134
および133をオフとし、第2の出力制御パルスv2を
発生する。
に比例した幅を有し、抵抗122および123によって
形成された基準レベルを越すとき、トランジスタ134
および133をオフとし、第2の出力制御パルスv2を
発生する。
従って、コンデンサ129にかかる電圧はトランジスタ
121のコレクタ電圧vcによって決定され、誤差信号
v1に比例すること、およびコンデンサ129が充分放
電してダイオード131を再び順方向バイアスし、トラ
ンジスタ133をオンとする期間も同様に誤差信号に比
例していることが理解されよう。
121のコレクタ電圧vcによって決定され、誤差信号
v1に比例すること、およびコンデンサ129が充分放
電してダイオード131を再び順方向バイアスし、トラ
ンジスタ133をオンとする期間も同様に誤差信号に比
例していることが理解されよう。
斯様にして一定で、比較的大振幅ではあるが誤差信号の
値に依存して時間幅の変化する付加的制御パルスv2が
発生されて正規の誤差制御信号V1と共に第1図のレギ
ュレータ32に供給される。
値に依存して時間幅の変化する付加的制御パルスv2が
発生されて正規の誤差制御信号V1と共に第1図のレギ
ュレータ32に供給される。
この付加的な比較的大きな一定振幅パルスは次にセンス
された臨界状態を打破するのに要求される迅速な応動を
起こさせるため第2の電圧を提供する。
された臨界状態を打破するのに要求される迅速な応動を
起こさせるため第2の電圧を提供する。
前述のことから、本発明は電力変換器の新しい、改善さ
れた速応性のマージン角制御法およびシステムを提供し
、変換器が不充分な動作を起こすだろうような重大な過
渡擾乱がACシステムに生じた場合でも変換器の安全動
作を保証するものであることが埋解されよう。
れた速応性のマージン角制御法およびシステムを提供し
、変換器が不充分な動作を起こすだろうような重大な過
渡擾乱がACシステムに生じた場合でも変換器の安全動
作を保証するものであることが埋解されよう。
この結果は、その導通期間に続《残りの最小マージン角
を決定(すなわちセンス)するため点弧する時点で変換
器の各サイリスタ・バルブをサンプルするという制御装
置の設計によって達成されるものである。
を決定(すなわちセンス)するため点弧する時点で変換
器の各サイリスタ・バルブをサンプルするという制御装
置の設計によって達成されるものである。
この最小マージン角のサンプリング(またはセンシング
)はバルブが点弧する毎に生じ、従って、各サイクルで
最小の角が制御入力としてレギュレータに加えられる。
)はバルブが点弧する毎に生じ、従って、各サイクルで
最小の角が制御入力としてレギュレータに加えられる。
その結果、過渡擾乱が生じると、変換器中の次に点弧す
べきバルブの前進角βは、利用し得るマージン角を大幅
に減少させ、多分不満足な動作を引き起こすであろうよ
うな重大な過渡擾乱に対処するべ《迅速に調整される。
べきバルブの前進角βは、利用し得るマージン角を大幅
に減少させ、多分不満足な動作を引き起こすであろうよ
うな重大な過渡擾乱に対処するべ《迅速に調整される。
更に、新しい、改善された低価格のバルプ電流モニタが
上述の特徴を実現するマージン角制御装置で用いるべく
設けられている。
上述の特徴を実現するマージン角制御装置で用いるべく
設けられている。
本発明に従って構成された改善されたバルブ電流モニタ
を有する高圧直流(HVDC)変換器の新しい、改善さ
れた速応性のマージン角制御装置の一実施例について述
べてきたが、本発明の他の修正された実施例を実現し得
ることゆ明らかである。
を有する高圧直流(HVDC)変換器の新しい、改善さ
れた速応性のマージン角制御装置の一実施例について述
べてきたが、本発明の他の修正された実施例を実現し得
ることゆ明らかである。
例えば、第8図は別の実施例を示すものであって、別個
の誤差信号形成回路28および28′がレギュレータお
よび速応性制御パルス発生器に対してそれぞれ設けられ
ている。
の誤差信号形成回路28および28′がレギュレータお
よび速応性制御パルス発生器に対してそれぞれ設けられ
ている。
この点を除いて、第7図に示す回路を第8図1パルス発
生器1と名称を付したブロックに対し用いることが可能
である。
生器1と名称を付したブロックに対し用いることが可能
である。
第8図に示すレギュレータ回路32′は次に述べる本発
明の他の特徴をも実現している。
明の他の特徴をも実現している。
後で説明するように、第8図のレギュレータ回路32′
kは誤差信号の値の関数として、3つの階程でレギュレ
ーション・ループの利得を制御する適当な手段が組み込
まれている。
kは誤差信号の値の関数として、3つの階程でレギュレ
ーション・ループの利得を制御する適当な手段が組み込
まれている。
先に述べた利得変更回路手段のこの修正形態の3階程動
作特性は、第9図により最も良《理解されよう。
作特性は、第9図により最も良《理解されよう。
ここで利得は縦軸に、誤差は横軸にとってある。
変換器の選択された最小マージン角が所望のマージン角
(例えば18°)にほぼ等しいと、比較的負な応答信号
−VδMIN(これは実際の最小マージン角を表わす)
と正の基準信号VδREF#1(これは所望のマージン
角を表わす)の間の誤差は無視し得る。
(例えば18°)にほぼ等しいと、比較的負な応答信号
−VδMIN(これは実際の最小マージン角を表わす)
と正の基準信号VδREF#1(これは所望のマージン
角を表わす)の間の誤差は無視し得る。
利得変更手段は、このほぼ0の誤差状態に応動して予め
定められた最小利得を形成する。
定められた最小利得を形成する。
第9図に示す如く、最小利得帯域はX0とY0の間の最
小マージン角領域にわたっている。
小マージン角領域にわたっている。
ここでXは基準マージン角より犬なる第1の予め定めら
れた角であり、Yは基準マージン角より小なる第2の予
め定められた角である。
れた角であり、Yは基準マージン角より小なる第2の予
め定められた角である。
選択された最小マージン角が第1の角X0(例えば23
°)より犬であるとすると、負の最小マージン角信号の
大きさは基準信号を大幅に越え、利得変更手段をして予
め定められた最大利得を形成させる。
°)より犬であるとすると、負の最小マージン角信号の
大きさは基準信号を大幅に越え、利得変更手段をして予
め定められた最大利得を形成させる。
最大利得が形成されると、変換器点弧手段は2つまたは
3つのバルブ点弧の誤差を補正するため点弧角な迅速に
後退させる。
3つのバルブ点弧の誤差を補正するため点弧角な迅速に
後退させる。
他方、変換器の最小マージン角が第2の予め定められた
角Y0(例えば13°)より小であると、利得変更手段
は上記の最大利得よりは低いが、上記の最小利得ほど低
くない他の予め定められた利得を形成することにより正
の誤差に応動する。
角Y0(例えば13°)より小であると、利得変更手段
は上記の最大利得よりは低いが、上記の最小利得ほど低
くない他の予め定められた利得を形成することにより正
の誤差に応動する。
先に述べた理由により、より低い利得よりかなり小さく
(好ましくは約1/12)、それによって異常な最小マ
ージン角を指示する誤差信号に応動して点弧角が漸進的
に前進せられるとき過剰補正傾向を減少させる。
(好ましくは約1/12)、それによって異常な最小マ
ージン角を指示する誤差信号に応動して点弧角が漸進的
に前進せられるとき過剰補正傾向を減少させる。
誤差信号の値がOに近づくとき、インバータの安定動作
は、より低い利得よりさらに低い上記の最小レベルにレ
ギュレーション・ループの利得を更に減少させることに
より促進される。
は、より低い利得よりさらに低い上記の最小レベルにレ
ギュレーション・ループの利得を更に減少させることに
より促進される。
このようにして実行される利得の減少は定常状態マージ
ン角応答が基準マージン角信号に正確に留まることな《
、動揺する傾向にあるときには特に望ましい。
ン角応答が基準マージン角信号に正確に留まることな《
、動揺する傾向にあるときには特に望ましい。
斯様な状態は、実際例えば次のような場合に存在する。
すなわち、各バルブにかかる電圧が、例えば12パルス
変換器の2つの直列接続されたブリッジ回路が、それぞ
れ共通の1次巻線を共有する変成器の2次巻線と関連し
ているために、多数回の零交叉を経験する場合である。
変換器の2つの直列接続されたブリッジ回路が、それぞ
れ共通の1次巻線を共有する変成器の2次巻線と関連し
ているために、多数回の零交叉を経験する場合である。
本発明の上記の3階程利得変更特性を実現するため、第
10図に示す回路を用いることが好ましい。
10図に示す回路を用いることが好ましい。
この回路はレギュレータ回路32’のうち現在関わりの
ある構成素子のみの極めて簡単化した機能的ブロック図
である。
ある構成素子のみの極めて簡単化した機能的ブロック図
である。
この回路は第1および第2の反転演算増幅器151およ
び152より成る。
び152より成る。
第1の演算増幅器151は誤差マージン角制御信号を増
幅する。
幅する。
その全順方向開放ループ利得はブロックGによって記号
的に表わされており、その帰還伝達関数は、帰還線路1
53および154中のブロックHを示す。
的に表わされており、その帰還伝達関数は、帰還線路1
53および154中のブロックHを示す。
演算増幅器151は第2の制御パルスV2(存在するな
ら)と共に、第2の演算増幅器152に加えられる。
ら)と共に、第2の演算増幅器152に加えられる。
該増幅器152の出力は、電圧制御可変周波数発振器F
TCに加えられる。
TCに加えられる。
演算増幅器151の利得、従って全レギュレーション・
ループの利得は、本発明を実現するに当り制御するのに
便利なパラメータであるHに依存している。
ループの利得は、本発明を実現するに当り制御するのに
便利なパラメータであるHに依存している。
従って、利得変更回路千段155は、選択された最小マ
ージン角帰還信号−VδMINと基準信号VδREF#
1の間の差の関数としてHの振幅を自動的に3つの予め
定められたレベルの1つに調整するべ《設けられている
。
ージン角帰還信号−VδMINと基準信号VδREF#
1の間の差の関数としてHの振幅を自動的に3つの予め
定められたレベルの1つに調整するべ《設けられている
。
利得変更回路千段155の有用な実施例を第11図に示
す。
す。
第11図において、演算増幅器151の帰還回路153
,154は3つの抵抗161,162および163およ
び1対の双方向性スイッチング・トランジスタQ5およ
びQ6を含む。
,154は3つの抵抗161,162および163およ
び1対の双方向性スイッチング・トランジスタQ5およ
びQ6を含む。
抵抗161は線路153と154の間に直接接続されて
おり、その抵抗値(レギュレーション・ループの上記予
め定められた最大利得を与えるよう選択されている。
おり、その抵抗値(レギュレーション・ループの上記予
め定められた最大利得を与えるよう選択されている。
該抵抗161は抵抗162と直列接続されたトランジス
タQ5により、また抵抗163と直列接続されたトラン
ジスタQ6により並列接続されている。
タQ5により、また抵抗163と直列接続されたトラン
ジスタQ6により並列接続されている。
ダイオード164は図示の如<Q5の両端に接続されて
いる。
いる。
Q5がオンとなり、Q6がオフとなると、抵抗161お
よび162は実効的に並列接続され、それによって帰還
回路抵抗は低められ、利得は上記の予め定められたより
低いレベルに減少せられる。
よび162は実効的に並列接続され、それによって帰還
回路抵抗は低められ、利得は上記の予め定められたより
低いレベルに減少せられる。
Q5およびQ6が共にオンとなると、全ての3つの抵抗
は実効的に互に並列接続され、それによってフィードバ
ック回路抵抗を更j低め、レギュレーション・ループ利
得を予め定められた最小レベルに減少させる。
は実効的に互に並列接続され、それによってフィードバ
ック回路抵抗を更j低め、レギュレーション・ループ利
得を予め定められた最小レベルに減少させる。
スイッチング・トランジスタQ5およびQ6のオンおよ
びオフ状態は、関連する・ランジスタ165および16
6の動作に依存する。
びオフ状態は、関連する・ランジスタ165および16
6の動作に依存する。
このトランジスタ165および166は、誤差信号の値
の関数として制御される。
の関数として制御される。
第11図に示す如く、トランジスタ1650ペース電極
および・ランジスタ166のエミツタは共通点167(
その電位は基準信号、負の最小マージン角信号および正
のバイアス信号によって決定される)に接続されている
。
および・ランジスタ166のエミツタは共通点167(
その電位は基準信号、負の最小マージン角信号および正
のバイアス信号によって決定される)に接続されている
。
最小マージン角信号の間の差が、マージン角が予め定め
られた角Y0よりも小であることを指示するべく比較的
正極性で、かつ充分な大きさであるときは常に、その結
果167に得られる電位はトランジスタ166をオンと
し、トランジスタ165をオフとするのに適幽である。
られた角Y0よりも小であることを指示するべく比較的
正極性で、かつ充分な大きさであるときは常に、その結
果167に得られる電位はトランジスタ166をオンと
し、トランジスタ165をオフとするのに適幽である。
トランジスタ166がオンとなった結果として、スイッ
チング・トランジスタQ6はオフとなるが、トランジス
タ165がオフであると、関連するスイッチング・トラ
ンジスタQ5はその正規の順方向バイアスによってオン
となる。
チング・トランジスタQ6はオフとなるが、トランジス
タ165がオフであると、関連するスイッチング・トラ
ンジスタQ5はその正規の順方向バイアスによってオン
となる。
さて、抵抗162だけが実効的に抵抗161と並列であ
り、予め定められたより低い利得が形成される。
り、予め定められたより低い利得が形成される。
ほぼOに近い誤差状態が存在するとき(すなわち撰択さ
れた最小マージン角がX0とY00間の領域にあるとき
)、共通点167にその結果として得られる電位はトラ
ンジスタ165および166を共にオフにバイアスする
のに適当である。
れた最小マージン角がX0とY00間の領域にあるとき
)、共通点167にその結果として得られる電位はトラ
ンジスタ165および166を共にオフにバイアスする
のに適当である。
その結果、スイッチング・トランジスタQ5およびQ6
の両者は平常時オンの状態にあり、抵抗162および1
63の両者は活性状態にあり、最小利得帯域が形成され
る。
の両者は平常時オンの状態にあり、抵抗162および1
63の両者は活性状態にあり、最小利得帯域が形成され
る。
選択された最小マージン角が予め定められた角X0より
犬となると、充分負なる電圧が167に現われ、トラン
ジスタ165をオンに、トランジスタ166をオフにバ
イアスする。
犬となると、充分負なる電圧が167に現われ、トラン
ジスタ165をオンに、トランジスタ166をオフにバ
イアスする。
トランジスタ165がオンとなった結果、スイッチング
・トランジスタQ5はオフとなり、2つのトランジスタ
165および166のコレクタの間に接続されているダ
イオード168を介してスイッチング・トランジスタQ
6はまたオフとなる。
・トランジスタQ5はオフとなり、2つのトランジスタ
165および166のコレクタの間に接続されているダ
イオード168を介してスイッチング・トランジスタQ
6はまたオフとなる。
Q5およびQ6が共にオフとなると、抵抗161のみが
レギュレーション・ループの予め定められた最大利得を
形成する。
レギュレーション・ループの予め定められた最大利得を
形成する。
特許請求の範囲で規定された本発明の範囲内で、ここで
述べた本発明の特定の実施例に他の変更が為し得ること
を理解されたい。
述べた本発明の特定の実施例に他の変更が為し得ること
を理解されたい。
第1図は本発明にしたがって構成された新しい、改善さ
れた応答の速いマージン角制御装置の機能ブロック図で
あり、各相に対するバルブ対として接続された2つのサ
イリスクの3つの組を有する6つのサイリスクを用いる
3相変成器結合ブリッジを接続されたHVDC(高圧直
流)電力変換器と組合わせて用いられているマージン角
制御装置を示すものであり、第2図は本発明の一部を構
成する改善されたバルブ電流モニタとともに用いられる
バルブ電流信号整形分離回路の詳細な回路図であり、第
3図は第2図の回路の動作の仕方を説明する一連の電流
対時間波形であり、第4図は第1図に示すマージン角制
御装置の一部を形成するマージン角トランスレータ回路
の好ましき構成形態の詳細な回路図であり、第5図は第
1図のマージン角制御装置とともに用いられるマージン
角選択回路の好ましき形態の詳細な回路図であり、第6
図は第1図に示す新しい、改善されたマージン角制御回
路の一部を形成するマージン角モニタ、マージン角トラ
ンスレータおよびフージン角セレクタ回路の動作の仕方
を示す一連の波形であり、第7図は第1図の制御装置で
用いられる第2電圧パルス発生器の詳細な回路図であり
、第8図は第1図に示すレギュレータおよびパルス発生
器の別の実施例の様式図であり、第9図は第8図の実施
例の利得対誤差特性のグラフであり、第10図は第9図
に示す特性を有するレギュレータの機能ブロック図であ
り、第11図は第10図に示す利得変化手段の好ましき
形態の詳細な回路図であり、第12図は第2図に示すバ
ルブ電流モニタの一部を変更した回路図である。
れた応答の速いマージン角制御装置の機能ブロック図で
あり、各相に対するバルブ対として接続された2つのサ
イリスクの3つの組を有する6つのサイリスクを用いる
3相変成器結合ブリッジを接続されたHVDC(高圧直
流)電力変換器と組合わせて用いられているマージン角
制御装置を示すものであり、第2図は本発明の一部を構
成する改善されたバルブ電流モニタとともに用いられる
バルブ電流信号整形分離回路の詳細な回路図であり、第
3図は第2図の回路の動作の仕方を説明する一連の電流
対時間波形であり、第4図は第1図に示すマージン角制
御装置の一部を形成するマージン角トランスレータ回路
の好ましき構成形態の詳細な回路図であり、第5図は第
1図のマージン角制御装置とともに用いられるマージン
角選択回路の好ましき形態の詳細な回路図であり、第6
図は第1図に示す新しい、改善されたマージン角制御回
路の一部を形成するマージン角モニタ、マージン角トラ
ンスレータおよびフージン角セレクタ回路の動作の仕方
を示す一連の波形であり、第7図は第1図の制御装置で
用いられる第2電圧パルス発生器の詳細な回路図であり
、第8図は第1図に示すレギュレータおよびパルス発生
器の別の実施例の様式図であり、第9図は第8図の実施
例の利得対誤差特性のグラフであり、第10図は第9図
に示す特性を有するレギュレータの機能ブロック図であ
り、第11図は第10図に示す利得変化手段の好ましき
形態の詳細な回路図であり、第12図は第2図に示すバ
ルブ電流モニタの一部を変更した回路図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 I ACおよびDC電力変換器の間にブリッジ型に接続
され、予め定められた順序で周期的に点弧される複数個
の電流導通バルブと;所望の点弧角で前記バルブを遂次
点弧させる制御可能な手段と前記ブリッジのそれぞれの
バルブの実際のマージン角を表わす出力マージン角信号
を誘出する手段と;実際の最小マージン角を表わすマー
ジン角信号を選択するべく前記マージン角信号誘出手段
に接続されたセレクタ回路手段と;選択された最小マー
ジン角信号と所望のマージン角を表わす基準信号を比較
してその差を表わす誤差信号を誘出する加算回路手段と
:前記差を最小化するべく点弧角を前進または後退させ
る前記誤差信号に応動する点弧手段と;変換器、マージ
ン角信号誘出手段加算回路手段および前記誤差信号の値
の関数として制御可能な点弧手段より成り、誤差信号が
ほぼ零誤差状態を表わすとき予め定められた最小利得を
形成し、選択された最小マージン角が第1の予め定めら
れた角よりも大となるときはいつも予め定められた最大
利得を形成するレギコーレーションループの利得を制御
する利得変更回路手段とを含み、前記利得変更回路手段
は、選択された最小マージン角が前記の所望のマージン
角より小なる第2の予め定められた角より小さいときは
常に、前記最大利得より低いが、前記最小利得程低くは
ない予め定められた利得を形成することを特徴とする電
力変換器用のマージン用制御装置。 2 特許請求の範囲第1項記載の制御装置において、 前記利得変更回路手段は、選択された最小マージン角が
前記の所望のマージン角より小なる第2の予め定められ
た角より小さいときは常に、前記最犬狙冊より低いが、 前記最小利得程低くはない予め定められた利得を形成し
、 前記利得変更回路手段は、選択された最小マージン角が
前記第1および第2の角の間の領域にあるときは、常に
前記予め定められた最小利得を形成することを特徴とす
る電力変換器用マージン角制御装置。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US22935972A | 1972-02-25 | 1972-02-25 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS4898325A JPS4898325A (ja) | 1973-12-13 |
JPS588234B2 true JPS588234B2 (ja) | 1983-02-15 |
Family
ID=22860867
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP48023020A Expired JPS588234B2 (ja) | 1972-02-25 | 1973-02-26 | デンリヨクヘンカンキヨウマ−ジンカクセイギヨソウチ |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3771041A (ja) |
JP (1) | JPS588234B2 (ja) |
DE (1) | DE2308463C2 (ja) |
FR (1) | FR2173292B2 (ja) |
GB (2) | GB1430749A (ja) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3824444A (en) * | 1973-07-05 | 1974-07-16 | Cutler Hammer Inc | Controlled rectifier systems and flexible gate pulse control circuits therefor |
US3863133A (en) * | 1973-07-23 | 1975-01-28 | Gen Electric | Means for monitoring the relative phase relationship between two variable-frequency periodic signals |
US3863134A (en) * | 1973-07-23 | 1975-01-28 | Gen Electric | Electric control circuits for a static power converter |
US3832620A (en) * | 1973-07-26 | 1974-08-27 | Gen Electric | Regulating mode selector scheme for an electric power converter |
US3832619A (en) * | 1973-07-30 | 1974-08-27 | Gen Electric | Control means with redundant oscillators and a special starting scheme for periodically firing electric valves |
US4218728A (en) * | 1978-12-18 | 1980-08-19 | General Electric Company | Polyphase hybrid rectifying bridge with commutation fault protection |
GB2209444B (en) * | 1987-07-21 | 1992-03-18 | Plessey Co Plc | Improvements in or relating to amplifiers |
EP0308765A1 (de) * | 1987-09-24 | 1989-03-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung des Löschwinkelistwertes bei einem Wechselrichter |
SE514964C2 (sv) * | 1999-09-22 | 2001-05-21 | Abb Ab | Förfarande och anordning för styrning av släckvinkeln för en nätkommuterad strömriktare |
CN110021974A (zh) * | 2019-03-12 | 2019-07-16 | 南京金龙客车制造有限公司 | 一种电动汽车辅助电瓶自动充电控制电路及其控制方法 |
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Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1241897B (de) * | 1967-06-08 | 400 kV - Forschungsgemeinschaft e. V., Heidelberg | Elektronischer Regler | |
DE1246094B (de) * | 1962-12-05 | 1967-08-03 | Licentia Gmbh | Einrichtung zur Beeinflussung des Loeschwinkels eines Wechselrichters |
DE1263623B (de) * | 1965-02-12 | 1968-03-14 | Licentia Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Messen der Laenge mehrerer aufeinanderfolgender periodischer Zeitabschnitte |
GB1170247A (en) * | 1966-05-06 | 1969-11-12 | English Electric Co Ltd | Improvements in Static Invertor Control Circuits |
GB1170248A (en) * | 1966-05-06 | 1969-11-12 | English Electric Co Ltd | Improvements in Control Circuits for Static Convertors |
US3465234A (en) * | 1966-10-17 | 1969-09-02 | Allis Chalmers Mfg Co | Ac-dc converter responsive to a single signal in the ac system |
CA959931A (en) * | 1971-01-29 | 1974-12-24 | General Electric Company | Margin angle control for hvdc converter having improved valve current monitor |
-
1972
- 1972-02-25 US US00229359A patent/US3771041A/en not_active Expired - Lifetime
-
1973
- 1973-02-21 DE DE2308463A patent/DE2308463C2/de not_active Expired
- 1973-02-23 GB GB3441975A patent/GB1430749A/en not_active Expired
- 1973-02-23 FR FR7306606A patent/FR2173292B2/fr not_active Expired
- 1973-02-23 GB GB899573A patent/GB1427799A/en not_active Expired
- 1973-02-26 JP JP48023020A patent/JPS588234B2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS573305A (en) * | 1980-06-06 | 1982-01-08 | Dainichi Nippon Cables Ltd | High voltage fire resistant wire |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2308463C2 (de) | 1985-10-31 |
FR2173292A2 (ja) | 1973-10-05 |
FR2173292B2 (ja) | 1980-05-23 |
GB1427799A (en) | 1976-03-10 |
JPS4898325A (ja) | 1973-12-13 |
DE2308463A1 (de) | 1973-09-06 |
GB1430749A (en) | 1976-04-07 |
US3771041A (en) | 1973-11-06 |
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