JPS587961A - 直交型位相変調器 - Google Patents
直交型位相変調器Info
- Publication number
- JPS587961A JPS587961A JP56105466A JP10546681A JPS587961A JP S587961 A JPS587961 A JP S587961A JP 56105466 A JP56105466 A JP 56105466A JP 10546681 A JP10546681 A JP 10546681A JP S587961 A JPS587961 A JP S587961A
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- JP
- Japan
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- phase
- converter
- output
- modulator
- balanced
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- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、直交ノ１ｉｌＪ位相変調器に関する。
最近、自動屯電話、コードレス電話、すして酸察無線等
の適用を目的とした狭帯域ディジタル変調方式として０
Ｍ５Ｋ （（Ｊａｕｓｓｉａｎ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｍ
ａｎｉｐｕｌａｔｅｄ式が提案されている。これらの変
調方式では、ディジタル化された音声（ｉ号から位相変
化の軌跡を計算して、帯域外への漏洩電力が最小になる
ようにしたものである。
の適用を目的とした狭帯域ディジタル変調方式として０
Ｍ５Ｋ （（Ｊａｕｓｓｉａｎ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｍ
ａｎｉｐｕｌａｔｅｄ式が提案されている。これらの変
調方式では、ディジタル化された音声（ｉ号から位相変
化の軌跡を計算して、帯域外への漏洩電力が最小になる
ようにしたものである。
このような変調方式に使用される位相変調器は、直交型
位相変調器である。この直交型位相変調器は、振幅が等
しく位相差がπ／２である２つの眼送波のそれぞれを信
号波φ（１）の正弦成分ｓｉｎφ（１）及び余弦成分鳴
φ（１）で平衡変調した後、これらを加え合わせること
により位相変調するものである。
位相変調器である。この直交型位相変調器は、振幅が等
しく位相差がπ／２である２つの眼送波のそれぞれを信
号波φ（１）の正弦成分ｓｉｎφ（１）及び余弦成分鳴
φ（１）で平衡変調した後、これらを加え合わせること
により位相変調するものである。
狭帯域ディジタル伝送に使用する直交型位相変調器に入
力する伝送信号はディジタル信号であり、（）ＭＳＫ変
調方式及びＣＣＰＳＫ変調方式によると位相を与える信
号φ（りとなる。このディジタル信号φ（１）は正弦成
分ｓｉｎφ（１）及び余弦成分１φ（１）に変換された
後Ｄ／Ａ変換器でアナログ世に変換される。その際、Ｄ
／Ａ変換器のビット数が有限であるので、その量子化誤
差により通常位相歪が生じてしまう。この位相歪は定包
絡線を得るためにリミッタを通すと、帯域外スプリアス
となって現われる。この帯域外スプリアス（−ｉ、狭帯
域ディジタル伝送にとって非常に大きな障害となってい
た。
力する伝送信号はディジタル信号であり、（）ＭＳＫ変
調方式及びＣＣＰＳＫ変調方式によると位相を与える信
号φ（りとなる。このディジタル信号φ（１）は正弦成
分ｓｉｎφ（１）及び余弦成分１φ（１）に変換された
後Ｄ／Ａ変換器でアナログ世に変換される。その際、Ｄ
／Ａ変換器のビット数が有限であるので、その量子化誤
差により通常位相歪が生じてしまう。この位相歪は定包
絡線を得るためにリミッタを通すと、帯域外スプリアス
となって現われる。この帯域外スプリアス（−ｉ、狭帯
域ディジタル伝送にとって非常に大きな障害となってい
た。
この発明は、このような欠点を除去し、■）／Ａ変換器
の変換に伴う位相に関する誤差のみを補償することによ
り、帯域外スプリアスを少なくシ、狭帯域ディジタル云
送に適した位相変調器を提供することを１］的とする。
の変換に伴う位相に関する誤差のみを補償することによ
り、帯域外スプリアスを少なくシ、狭帯域ディジタル云
送に適した位相変調器を提供することを１］的とする。
この発明は、伝送信号φ（１）をその正弦成分ｓｉｎφ
（１）及び余弦成分匹φ（１）に変換する際に、１）／
Ａ変換器の変換特性を考慮して、伝送信号φ（１）をぞ
のま１変換せず、振幅誤差は多少大きくなっても位相誤
差が最小になるように変換をｆテい、位相誤差の非常に
少ない位相変調を行い、その後、振幅誤差の影響をリミ
ッタにより除去するものである。
（１）及び余弦成分匹φ（１）に変換する際に、１）／
Ａ変換器の変換特性を考慮して、伝送信号φ（１）をぞ
のま１変換せず、振幅誤差は多少大きくなっても位相誤
差が最小になるように変換をｆテい、位相誤差の非常に
少ない位相変調を行い、その後、振幅誤差の影響をリミ
ッタにより除去するものである。
この発明によると、伝送信月φ（１）の変換萌性を若干
変化させるだけで、帯域外スプリアスが少なくし、狭帯
域ディジタル伝送に適した位相変調器を得ることができ
る。
変化させるだけで、帯域外スプリアスが少なくし、狭帯
域ディジタル伝送に適した位相変調器を得ることができ
る。
次に、この発明の実施例を図面に基づいて詳述する。
まず、直交型位相変調器の構成を示す第１図に基づいて
説明を進める。第１図に示す位相変調器は、入力端子（
１１）、波形変換回路圓、 （＋３）、Ｄ／Ａ変換器ｕ
４Ｉ、ａ、ｓ、発振器（１６）、ｌＪ相器０７１． ”
−ｆＪ！？変Ａ！（１８）。
説明を進める。第１図に示す位相変調器は、入力端子（
１１）、波形変換回路圓、 （＋３）、Ｄ／Ａ変換器ｕ
４Ｉ、ａ、ｓ、発振器（１６）、ｌＪ相器０７１． ”
−ｆＪ！？変Ａ！（１８）。
Ｈ１加算器Ｃ２（１、リミッタｃ２１１、ソシテ出力端
子ｃ２２）カらなる。
子ｃ２２）カらなる。
入力端子θυは、波形変換回路Ｏａ、０３）のそれぞれ
の入力端と接続される。波形変換回路（１″ＩＪ、（＋
３１の出力端は１）／Ａ変換器１１４）、（ＩＱの入力
端と接続される。
の入力端と接続される。波形変換回路（１″ＩＪ、（＋
３１の出力端は１）／Ａ変換器１１４）、（ＩＱの入力
端と接続される。
発振器（１６）は、平衡変調器ａ樟の搬送波入力端及び
移相器（＋７）の入力端と接続される。移相器ａηの出
力端は、平衡変調器（１憧の搬送波入力端と接続される
。
移相器（＋７）の入力端と接続される。移相器ａηの出
力端は、平衡変調器（１憧の搬送波入力端と接続される
。
平衡変調器（１８）、（ｌのそれぞれの信号波入力端に
はＤ／Ａ変換器０４）、（＋５）のそれぞれの出力端が
接続される。平衡変調器（ｌａｌ、（１１の出力端は、
加算器０００Å力端に接続される。この加算器（至）の
出力端は、リミッタＩ２υの入力端と接続される。この
リミッタの出力端は、出力端子（２４と接続される。
はＤ／Ａ変換器０４）、（＋５）のそれぞれの出力端が
接続される。平衡変調器（ｌａｌ、（１１の出力端は、
加算器０００Å力端に接続される。この加算器（至）の
出力端は、リミッタＩ２υの入力端と接続される。この
リミッタの出力端は、出力端子（２４と接続される。
さて、このように構成された直交型位相変調器の入力端
子０１）に供給される信号φ（１）は、ベースバンド信
号と呼ばれ、位相を表わす信号である。ＧＭＳＫ変調及
びｃ Ｃｐ Ｓ Ｋ変傭方式は、位相が滑らかに−πか
ら＋π筐で変化する。
子０１）に供給される信号φ（１）は、ベースバンド信
号と呼ばれ、位相を表わす信号である。ＧＭＳＫ変調及
びｃ Ｃｐ Ｓ Ｋ変傭方式は、位相が滑らかに−πか
ら＋π筐で変化する。
このようなディジタル信号φ（１）は第２図に示すよう
にベクトル０１）として扱うこともできる。このベクト
ル０１）の正弦成分苅φ（ｔ） （＞座標）及び余弦成
分（２）φ（ｔ）（χ座標）は、ディジタル信号φ０）
に対し波形変換回路＋＋Ｚ、ａ：Ｓ＋において変換され
る。この波形変換回路（１２１，（１３１は共にリード
・オンリー・メモリー（ｉ−ＬＯＭと呼ぶ）で構成され
、人力信号φ（１）が供給されると几ＯＭ内から、これ
に対応する信号を送出するものである。従って一種のサ
イン・テーブル。
にベクトル０１）として扱うこともできる。このベクト
ル０１）の正弦成分苅φ（ｔ） （＞座標）及び余弦成
分（２）φ（ｔ）（χ座標）は、ディジタル信号φ０）
に対し波形変換回路＋＋Ｚ、ａ：Ｓ＋において変換され
る。この波形変換回路（１２１，（１３１は共にリード
・オンリー・メモリー（ｉ−ＬＯＭと呼ぶ）で構成され
、人力信号φ（１）が供給されると几ＯＭ内から、これ
に対応する信号を送出するものである。従って一種のサ
イン・テーブル。
コサイン・デープルである。
この波形変換回路（＋２）、 （１３）からのディジタ
ル信号は、Ｄ／Ａ変換器（＋４）、（１５）によってア
ナログ信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器（１荀からにｊ
’、 ｓｉｎφ（ｔ）、 Ｄ／Ａ変換器０５）からは１
ＸＪ５φ（１）を出力する。
ル信号は、Ｄ／Ａ変換器（＋４）、（１５）によってア
ナログ信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器（１荀からにｊ
’、 ｓｉｎφ（ｔ）、 Ｄ／Ａ変換器０５）からは１
ＸＪ５φ（１）を出力する。
発儀器（１６１からは１般送波（′ｏｓｗｃｔが出力さ
れ、移相器αηでは、その位相がπ／２遅らされるので
、移相器（１７）からは１般送波ｓｌｎ ＷｃＴが出力
される。平衡変調器（１８）では搬送波（２）ｗｃｔと
信号波辿φ（１）とを平衡変調をし、・１ｎφ（１）−
商Ｗ。ｔを、又、平衡変調器ｑ１では、搬送波ｓｉｎ
ｗ、ｔと１ぎ号波−φ（１）とを乎食変調金し、−φ（
１）α・・・。１を出力する。
れ、移相器αηでは、その位相がπ／２遅らされるので
、移相器（１７）からは１般送波ｓｌｎ ＷｃＴが出力
される。平衡変調器（１８）では搬送波（２）ｗｃｔと
信号波辿φ（１）とを平衡変調をし、・１ｎφ（１）−
商Ｗ。ｔを、又、平衡変調器ｑ１では、搬送波ｓｉｎ
ｗ、ｔと１ぎ号波−φ（１）とを乎食変調金し、−φ（
１）α・・・。１を出力する。
この２出力は加算器Ｃ２Ｏ）で加え合わされ、その後リ
ミッタレυを通過することにょｐ１出力端子Ｉ２２）で
の１ｇ号Ｐは ｐ＝ｓｌｎφ（１） ６ ｗｗｃｔ ＋””φ（ｔ）
ｌｓｉｎｗｃｔ−ｍ＋ （ｗｃｔ＋φ（ｔ）） となる。この式は、角周波数Ｗ。の搬送波がベースバン
ド信−号φ（ｔ）で位相変調されたことを示す。
ミッタレυを通過することにょｐ１出力端子Ｉ２２）で
の１ｇ号Ｐは ｐ＝ｓｌｎφ（１） ６ ｗｗｃｔ ＋””φ（ｔ）
ｌｓｉｎｗｃｔ−ｍ＋ （ｗｃｔ＋φ（ｔ）） となる。この式は、角周波数Ｗ。の搬送波がベースバン
ド信−号φ（ｔ）で位相変調されたことを示す。
さて、この直交型位相変調器において、位相変調の精度
を決定する要因には多くのものがあるがその一つにＬ）
／Ａ変換器（１４）、（１つが挙げられる。この発明で
は、この１）／Ａ変換器（Ｌｌ）、 （１５＋で必然的
に生じる誤差を最乃から考慮した波形変換回路（ｌａ、
（１３）を設けるのである。
を決定する要因には多くのものがあるがその一つにＬ）
／Ａ変換器（１４）、（１つが挙げられる。この発明で
は、この１）／Ａ変換器（Ｌｌ）、 （１５＋で必然的
に生じる誤差を最乃から考慮した波形変換回路（ｌａ、
（１３）を設けるのである。
゛まず１〕／Ａ変換器側、（１最の出力について図面に
従って詳述する。第３図はベクトルとして扱われた出力
を示す図である。第３図において白丸は１）／Ａ変換器
Ｈ，Ｑ５１から出力される信−号点を示す。この白丸以
外の内断の信号は、必ずどこかの白丸で表わされる信号
として扱われる。ここで、ｌ）／Ａ変換器０４）、ａ５
）ｉｉ几ビットであるとする。即ち、第３図中の白丸同
志の最短距離は（’／２”−１）である。ベクトル０１
）は、ベースバンド信号φ（１）を表わすベクトルであ
り、このベクトルの軌跡を一点鎖線で示す。
従って詳述する。第３図はベクトルとして扱われた出力
を示す図である。第３図において白丸は１）／Ａ変換器
Ｈ，Ｑ５１から出力される信−号点を示す。この白丸以
外の内断の信号は、必ずどこかの白丸で表わされる信号
として扱われる。ここで、ｌ）／Ａ変換器０４）、ａ５
）ｉｉ几ビットであるとする。即ち、第３図中の白丸同
志の最短距離は（’／２”−１）である。ベクトル０１
）は、ベースバンド信号φ（１）を表わすベクトルであ
り、このベクトルの軌跡を一点鎖線で示す。
ベクトルｔ３１）の終点は必ずしも白丸と一致しないの
で、従来はベクトルｅｌｌ）の終点の最も近接する白丸
似していた。それで、多くの場合、第３図に示すように
、位相誤差が必裂以」二に含まれていた。これを式でみ
ると、ベクトル（３１）は成金表示で（藝φ（ｔ）。
で、従来はベクトルｅｌｌ）の終点の最も近接する白丸
似していた。それで、多くの場合、第３図に示すように
、位相誤差が必裂以」二に含まれていた。これを式でみ
ると、ベクトル（３１）は成金表示で（藝φ（ｔ）。
ｓｉｎφ（ｔ））と表わされるので、
を満足するｙｎ、７Ｌｆ、（用いて、ベクトルＧ１）の
終点に最も近接する白丸を規定する。すると、ベクトル
６功ｉｊ二（”、ｒＬ、ｙユ）と表わされる。ただし、
である。
終点に最も近接する白丸を規定する。すると、ベクトル
６功ｉｊ二（”、ｒＬ、ｙユ）と表わされる。ただし、
である。
このときのベクトルｃ（１）とベクトル６４の位相誤差
αを、第４図を用いて説明する。第４図はベクトルＣ３
１）、Ｇ３３の関係を示す図である。ここで、ベクトル
０１）とベクトル０２１のχ成分、ｙ成分の差をΔ２．
Δｙとして表示した。Δχ、△ｙの正の向きは、それぞ
れ２ｉ軸、ｙ−軸の正の向きと等しくしておく。第４図
の例ではΔχく０である。又１△ｚ１〈１，１Δ、？１
〈１とするとペター・ル（：３１）とベクトル（３功の
位相誤差αはα＝ Δｙ ａｙ＝φ（ｔ） ｔｈ’６
４ｎφ（１）となる。ただし７ である。
αを、第４図を用いて説明する。第４図はベクトルＣ３
１）、Ｇ３３の関係を示す図である。ここで、ベクトル
０１）とベクトル０２１のχ成分、ｙ成分の差をΔ２．
Δｙとして表示した。Δχ、△ｙの正の向きは、それぞ
れ２ｉ軸、ｙ−軸の正の向きと等しくしておく。第４図
の例ではΔχく０である。又１△ｚ１〈１，１Δ、？１
〈１とするとペター・ル（：３１）とベクトル（３功の
位相誤差αはα＝ Δｙ ａｙ＝φ（ｔ） ｔｈ’６
４ｎφ（１）となる。ただし７ である。
これに対し、本実施例では、振幅誤差は無視して位相誤
差が最小であるベクトルＣ３３）を選ぶ。即ち、ｙ３−
Ｉ＋、−１ というで成分、ｙ成分を有するベクトル（：（３）を選
ぶ。
差が最小であるベクトルＣ３３）を選ぶ。即ち、ｙ３−
Ｉ＋、−１ というで成分、ｙ成分を有するベクトル（：（３）を選
ぶ。
このどき位相誤差β目
β＝Δｙ四φ（１）−ΔＺ Ｓｌｌ’ｌφ（１）である
。ただし、 Δｙ′よ□−、１ｎφ（１） ２比一覧 である。このときαどβとを計１＋ｌｌｉする５、αど
βの絶対値を比較しないと位相誤、贋の大小は判定でき
ない。レリえばφ（１）−π／ｂ、Δｙごｌ／２＋４．
Δχ）０とすると α＝Ｊ丁／２Ｒ＋＋ β二 （Ｊ丁−２）／２且＋１ であり、１α１〉１β１となるので、ベクトルＧ濠を用
いた方が位相誤差が少なくなる。
。ただし、 Δｙ′よ□−、１ｎφ（１） ２比一覧 である。このときαどβとを計１＋ｌｌｉする５、αど
βの絶対値を比較しないと位相誤、贋の大小は判定でき
ない。レリえばφ（１）−π／ｂ、Δｙごｌ／２＋４．
Δχ）０とすると α＝Ｊ丁／２Ｒ＋＋ β二 （Ｊ丁−２）／２且＋１ であり、１α１〉１β１となるので、ベクトルＧ濠を用
いた方が位相誤差が少なくなる。
どの白丸を選択するのが、ｊ）γ相誤差を最小にするか
は、実際に計Ａ：する必要があるが、−回計嘗を行い、
ＲＯＭに書きＩ八んでおけばよい。
は、実際に計Ａ：する必要があるが、−回計嘗を行い、
ＲＯＭに書きＩ八んでおけばよい。
この実際例によると、波形変換回路ａ功、 Ｑ３）はＲ
ＯＭ−’Ｃ構成されているのでこの内の記録内容を若干
１き正するたけで、匠米のＩＪ／Ａ変換器Ｑ４）、（１
→を用いてもなお、１３号彼φ（１）の変換における位
相誤差が減少させることができる。
ＯＭ−’Ｃ構成されているのでこの内の記録内容を若干
１き正するたけで、匠米のＩＪ／Ａ変換器Ｑ４）、（１
→を用いてもなお、１３号彼φ（１）の変換における位
相誤差が減少させることができる。
なお、加碧器（２（すとりミッタＣυとの接続順序は逆
−Ｃあっても構わない。
−Ｃあっても構わない。
第１図は、実施（’ｉｌＪ ｋ示すブロック図、第２図
は、ベースバンド信刀合二示すベクトル図、第３図及び
第４図は、ベースバンド１５＠とｌ）／Ａ変換器からの
出力とを示ｔベクトル図である。
は、ベースバンド信刀合二示すベクトル図、第３図及び
第４図は、ベースバンド１５＠とｌ）／Ａ変換器からの
出力とを示ｔベクトル図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 成分ＳＩＩ′Ｉφ（１）及び余弦成分類φ（１）を出力
する第１及び第２の波形変換回路と、この第１及び第２
の波形変換回路の出力のそれぞれをアナログ信号に変換
する第１及び第２の１）／Ａ変換器と、互いにπ／２の
位相差を有しかつ振幅が同一な２搬送波を送出する発振
手段と、前記２搬送波のうち位相が進んでいる搬送波を
第１のＤ／Ａ変換器からの出力で平衡変調を行う第１の
平衡変調器と、前記２搬送波のうち位相が遅れている搬
送波を第２のＤ／Ａ変換からの出力により平衡変調を行
う第２の平衡変調器と、前記第１及び第２の平衡変調器
からの出力を加え合わせる加算器と、この加算器の出力
端と接続されたリミッタと、このリミッタの出力端と接
続された出力端子とを有する直交型位相変調器において
、 前記第１及び第２の波形変換回路は、前記第１及び第２
のＤ／Ａ変換器の出力が、前記第１及び第２の波形変換
回路の出力に対し振幅誤差は太きくとも、位相誤差は最
小になるように変換することを特徴とする直交型位相変
調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56105466A JPS587961A (ja) | 1981-07-08 | 1981-07-08 | 直交型位相変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56105466A JPS587961A (ja) | 1981-07-08 | 1981-07-08 | 直交型位相変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS587961A true JPS587961A (ja) | 1983-01-17 |
Family
ID=14408349
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56105466A Pending JPS587961A (ja) | 1981-07-08 | 1981-07-08 | 直交型位相変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS587961A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0360502A (ja) * | 1989-07-29 | 1991-03-15 | Sharp Corp | ディジタル式ｆｍ変調器 |
| US9925782B2 (en) | 2014-06-26 | 2018-03-27 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Container assembly |
-
1981
- 1981-07-08 JP JP56105466A patent/JPS587961A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0360502A (ja) * | 1989-07-29 | 1991-03-15 | Sharp Corp | ディジタル式ｆｍ変調器 |
| US9925782B2 (en) | 2014-06-26 | 2018-03-27 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Container assembly |
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