JPS5868633A - 温度補償回路 - Google Patents
温度補償回路Info
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- JPS5868633A JPS5868633A JP56167533A JP16753381A JPS5868633A JP S5868633 A JPS5868633 A JP S5868633A JP 56167533 A JP56167533 A JP 56167533A JP 16753381 A JP16753381 A JP 16753381A JP S5868633 A JPS5868633 A JP S5868633A
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- G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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- G01K7/24—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor in a specially-adapted circuit, e.g. bridge circuit
- G01K7/245—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor in a specially-adapted circuit, e.g. bridge circuit in an oscillator circuit
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は電子機器に使用される温度補償の改良に関する
ものであり、サーミスタを時定数抵抗に含み、環境温度
の変化により発掘周波数を変化するＣＲ発振器を使用し
て温度−周波数変換を行い、この周波数を測定してアナ
ログ・デジタル変換をする方式の温度検出手段を１コ゛
する温度補償回路に係わるものである。 本発明の目的は、サーミスタを時定数抵抗に含む（：１
（発振回路の発振周波数をデジ９ Ａ・１′−）１ｆグ
変換（〜て得られるＴｒ＋Ａ度データが、環境メ１．１
肛、ｉンー次式に概略比例するような回路を実現すると
Ｊいこ、温度を変数とするどのような関数式をイｉ’ｌ
”、ｒ温度誤差項にｋ・１しても温度補償か川１ｉｉｘ
な）ｊ ＋’、、 ４′女−に提供することであ４）。 従来、−り−−ミスタをじｌ（発振器のＩｔ、冒）ｊ−
数ｌｉｔ Ｊ’ｌ’ｌ・トｌ二はぞの一部として便用し
、該（１（発（級器の゛Ｉｔ；振周波数周波数によって
環境温度の変化を検出−づる方法がよく知られている。 この方式は環境ＪＡＭ ＩＪｉ情報をアナログ・デジタ
ル変換する１ユで最も′６易であると云う利便性を有す
るため様々なデ／り”＜ｉｔ側機器等で多用さＪｌてい
るが、後述するよ５４こ１７−ミスタの抵抗値が温度の
指数開成でり妙らｉ１４゜変化をするため、ＣＲ・発振
器の発振周波数もよｆ、１温度の指数関数となり讐例え
ば温度に比例
ものであり、サーミスタを時定数抵抗に含み、環境温度
の変化により発掘周波数を変化するＣＲ発振器を使用し
て温度−周波数変換を行い、この周波数を測定してアナ
ログ・デジタル変換をする方式の温度検出手段を１コ゛
する温度補償回路に係わるものである。 本発明の目的は、サーミスタを時定数抵抗に含む（：１
（発振回路の発振周波数をデジ９ Ａ・１′−）１ｆグ
変換（〜て得られるＴｒ＋Ａ度データが、環境メ１．１
肛、ｉンー次式に概略比例するような回路を実現すると
Ｊいこ、温度を変数とするどのような関数式をイｉ’ｌ
”、ｒ温度誤差項にｋ・１しても温度補償か川１ｉｉｘ
な）ｊ ＋’、、 ４′女−に提供することであ４）。 従来、−り−−ミスタをじｌ（発振器のＩｔ、冒）ｊ−
数ｌｉｔ Ｊ’ｌ’ｌ・トｌ二はぞの一部として便用し
、該（１（発（級器の゛Ｉｔ；振周波数周波数によって
環境温度の変化を検出−づる方法がよく知られている。 この方式は環境ＪＡＭ ＩＪｉ情報をアナログ・デジタ
ル変換する１ユで最も′６易であると云う利便性を有す
るため様々なデ／り”＜ｉｔ側機器等で多用さＪｌてい
るが、後述するよ５４こ１７−ミスタの抵抗値が温度の
指数開成でり妙らｉ１４゜変化をするため、ＣＲ・発振
器の発振周波数もよｆ、１温度の指数関数となり讐例え
ば温度に比例
【−だ変化をする温度誤差項の補償をする
ヒでは不便であった。 千γこ温度補償の領域を広くと゛ると、低温に＋月１４
゜発振周波数と高温における発振周波数の差が非晶Ｃ・
τ大とくなるため、アナログ拳テ／タル変換用のカウン
タ回路の構成が大きくなってしまう欠点があった。これ
らの欠点を補う１こめ、サーミスタに直列及び並列に数
個の」」（抗を組合せ、その合成抵抗の変化か一定の温
度領域で概略温度に比例するようにしたり、特”定の関
数になるようにすることが工夫されている。しかしこの
ようにして実現される合成抵抗の温度特性は全て近似！
１寺性である上、実現の不可能な関数も多くあった。ま
た組合せの抵抗の数が多く、抵抗値の精度も高いものが
要求されるため温度補償コストが大変高くなってしま５
欠点があっ１こ。 本発明は以上のような従来の技術の欠点を取り除き、実
用上大変便利な温度補償の回路を実現するものである。 以下に本発明の詳細な説明をする。 ここでサーミスタは遷移金属Ｙ（ヒ物の襟合焼結体であ
って、高温領域で抵抗値か小さくなるいわゆるＮＴＣ（
Ｎｅｇａｔ ｉｖｅ ＴｃｒｎｐｅｒａｔｕｒｅＣｏ
ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｔｈｅｒｍｉｓｔｏｒ）を指す
。 温度七／サーとしてのサーミスタは非常に優れｌ：特徴
を＋Ｔ している。すなわち小型であり、高感）Ｗであ
り、抵抗値が使い易い領域にあるヒかなり自由に設定で
き、敏産性に優れているため経済的にも有利である。し
かし多結晶の焼結体であるため、熱電対等に比較して二
り業的再現性についてはれ：「の問題がある。サーミス
タの抵抗値Ｒと温度ｉ” （Ｋ）との間にはｍ式のよう
な関係がある。 ここで＋１ｏは基準温度Ｔ。６）におけろサーミスタ− の抵抗値（以下基準抵抗値と称す）を示し、Ｂはリーミ
スタ定数と呼ばれる定数である。基準抵抗（ｌｔ＋、”
ｏとサーミスタ定数１３は共にサーミスタの特性を示
す重曹な定数であるが、サーミスタの製造１１−で工業
的なバラツキを生ずる。このバラツキによる定数Ｉｔｏ
及びＢの誤差が、サーミスタの抵抗ｉ＋Ｋ Ｉｔを実測
して（１）式から温度Ｔを算出する場合測定結果に誤差
を生ずる。△Ｉ（・。及び△１３をそれぞし基準抵抗値
Ｉｔｏとサーミスタ定数１３の誤差とすれば、温度′ｒ
における温度の測定誤差△Ｔは（２）式％式％ （２）式の右辺第一項は基準抵抗値ｌし。起因の誤差を
小し、同第二項はサーミスタ定数Ｂ起因の誤差を示す。 今、温度Ｔ。−２５’Ｃ，： ＬＣｉ。ける基準抵抗値
Ｔ（ｏの誤差△Ｒｏを±５％、サーミスタ定数Ｂの。 誤差ΔＢを±２％とした時、温度の測定誤差△Ｔは第１
表のようになる。ただしサーミスタ定数は４０００にと
した。 第１表に示される通り、基準抵抗値Ｒ８の誤差ΔＲｏを
±５％とした場合、温度の測定誤差△Ｔは±０８℃から
±１．４７℃となり決して小さくない。したがって温度
補償回路を構成する際に基準抵抗値Ｒｏの補正が必須と
なるのであるが、後述する如くその補正は割合簡単であ
る。 一方サーミスタ定数Ｂの誤差△Ｂを±２％とした場合、
温度が基準温度Ｔ。から離れるに従って温度の測定誤差
△Ｔは幾何級数的に増大し、０℃ＪＪ下及び５０℃以上
で約±０．５以Ｅになってしまう。 したがってサーミスタ定数Ｂの補正をしてやる必要があ
るが、サーミスタ定数Ｂの測定をするためにはサーミス
タに正確な温度変化を与えて抵抗値の変化を測定しｔｃ
ければならず、非常に手数がかかるに、誤差補正の手段
も容易には達成されなし・。 したがってサーミスタ定数Ｂの誤差ΔＢを補正するより
も始めから誤差ΔＢの小さいサーミスタを選別使用する
方が経済的である。 例えばサーミスタ定数Ｂの誤差ΔＢを±１％にすれば一
４０℃以上７０℃以下の範囲でサーミスタ定数Ｂ起因の
温度測定誤差△Ｔを±０５ｃ以丁にすることがでとる。 またこのような−サーミスタを入手することも容易であ
る。 以上にサーミスタをｉｆセンサーとして使用する場合の
温度測定精度について検討したが、以丁に本発明の具体
的な実施例について詳細な説明をする。 第１図は本発明の基本的な構成を示すブロック線図であ
る。 図面上１はサーミスタを時定数抵抗に含み環境温度の変
化により発振周波数を変化するＣＲ発撮回路であり、２
はＣＲ発発註回路１ら出力される信号の周波Ｐｊｆの対
数すなわち対数１Ｍ波数Ｆを算出する対数周波数測定回
路である。該対数周波数測定回路２は温度に依存して変
化する周波数ｆを有するパルス列を計数してその対数を
とり、数値データで出力する機能を有している。該数値
データは対数周波数Ｆであり読み出し専用メモリー３の
アドレス人力として使用される。 この結果、該読み出し専用メモリー３のアドレスは温度
の変化によって変化することになり、該読み出し専用メ
モリー６の出力端からは、温度に依存した特定の関数関
係を有する数値データＤ（Ｔ）が出力される。該数値デ
ータＤのは温度補償される機器の状態を変化させる回路
、すなわち調整回路４に伝達され、目的に合った温度補
償を行うのである。 ＣＲＲ振回路１、対数周波数測定回路２及び調整回路４
は一定の順序に順って動作をしなければならないが、こ
の制御はタイミング信号発生回路５によって行われる。 また該タイミング信号発生回路５は正確な時間基準信号
を保有し、対数周波数測定回路２の基準時間となる信号
を作って供給する。 このような構成においてＣＲＲ振回路１の出力信号の周
波数ｆは１時定数抵抗の値をＲ１時定数コンデンサの容
量値をＣ，ｋを定数として（３）式のようになる。 ｆ：で■ ・・・・・・・・・・
・・・・・（３）時定数抵抗がサーミスタのみである場
合（３）式に（１）式を代入して（４）式を得る。 ただしＡは１５）式の通りである。 ｋ 〒０ ゜□。 ・・・・
・・・・・・・・・・・（５）今基準抵抗値Ｒ８をＩＭ
Ω、容＠価Ｃを２０ＰＦ、基準温度Ｔｏを２５℃（＝２
９８Ｋ）、サーミスタ定数Ｂを４０ （］ ＯＫとし、
ｋ＝０．７２．！：すればＡの値は約２．４３ｘ １ｏ
Ｉｏである。、この時ＣＲＲ振回路１の出力信号周波
数ｆは第２図のグラフで表わされ、温度Ｔの上昇と共に
急激に増大する。この例において、温度Ｔが−２（１”
Ｃがら一１９℃までＩ″ＧＧ変化時に、周波数ｆは０．
２１Ｋ ＩＩＺ変化するが、この変化を単位として７０
℃における周波数と−２０”Ｃにおける周波数の差を
表わすと約９７１となる。この数値を２進数で表現する
ためにはＩＯビットが必要であるが、７０℃から一２０
℃までの温度を１ ”Ｃステノブで表現するには冗長度
が大きい。この冗長度を無くするには、周波数ｆを対数
変換して対数周波数Ｆで表現すれば良い。対数周波数Ｆ
は（１）式の対数をとって（６）式のようになる。 Ｆ −ｌｏｇＪ ＝ｌｏｇＡ −〒ｌｏｇｅ
−−−−・−（６）この（６）式のグラフは第３図に示
されるような双曲線であるが、温度Ｔが−２０”ｃ （
２５３Ｋ ）以りで７０ ”Ｃ（３４３Ｋ ）以下の領
域では直線に近似している。この場合曲線の勾配は高温
鎖酸で小さくなるが％温度Ｔが６９℃から７０ ｔ；へ
Ｉ゛ＣＣ変化時に、対数周波数Ｆは約＋１．０１５変化
する。 この変化を単位として７０℃シこおける対数周波数と一
２０℃における対数周波数の差分を表わすと約１２２と
なる。この数値は７ピノｉ・の２進数で表現でき、冗長
度は圧縮される。 このようにＣＲ発掘回路１の出力信号周波数ｆを対数圧
縮してデータ長を３ビット分縮小できるのであるが、こ
れによって読み出し専用メモリー６のアドレスの数は８
分の１となり、メモリー６を大巾に節約できるのである
。 またＬ述した通り、対数周波数Ｆは一定の温度範で、単
に温度計として使用す７）場合υこは読み出し専用メモ
リー３による関数変換を必要とせず、対数周波数測定回
路２（０測定数値をそのまま温度として使用することも
できろ。 以］−に第１図のブロンク線図について本発明の詳細な
説明したが、以下にブ凸ツク線図の構成要素について具
体的な実施ｌ「１１路を例として更に詳細な説明を行う
。 第４図はサーミスタを時定数抵抗とするＣＲ発撮回路の
具体的な実施回路の一例を示す回路図でキ）る。 図面−Ｆｉａはサーミスタであり、ＣＲ発振回路１の時
定数抵抗として使用されており、１ｂはコンデンサであ
り時定数容量として使用されている。 １（！、１ｄ、１ｅは共１ｃ ＣＭ ＯＳ ｃ）’＞
イ：／ バー ｐであり、１ｆはＣ−ＭＯ８０１ＮＡＮ
Ｄゲートテある。インバータ１Ｃの出力はＮＡＮＤゲー
）１ｆの第一の入力に、該ＮＡＮＤゲート１ｆの出力は
インバータ１ｄの入力に、該インバータ１ｄの出力はイ
ンバータ１ｅの人力にそれぞれ接続され。 インバータ１ｅの出力はコンデンサ１ｂを介し、てイン
バータ１Ｃの入力に接続されている。 又インバータ１ｄの出力とインバータ１Ｃの人力の間に
はサーミスタ１ｄが接続されており、ＮＡＮＤゲート１
ｆの第二の入力には発振制御信号Ｃが外部のタイミング
信号発生回路５より印加される。このような構成におい
て発振制御信号Ｃの論理が１になった時％ＣＲ発振回路
１は発振を開始する。このＣＲ発振回路１の出力信号は
インバータ１ｄの出力から取り出される矩形波信号であ
り、この矩形波信号の周波数ｆは（３１式で示した通り
である。この場合定数には約０．７２である。 しかしト述した通りサーミスタ１ａはＴ業的な誤差を有
しており、コンデンサ１ｂの容量値も又誤差を保有して
いるため、誤差補正をする必要がある。 この補正方法としても最も基本的な手法はコンデンサ１
ｂを司変容量としておき、（３）式のＲ及びＣの積が一
定となるように容量値を調整することである。この方法
は単にコンデンサ゛１ｂをトリマーコンデンサとして達
成されるたけでなく、複数個のコンデンサを組合せて最
適容量を得ることでも達成される。 また第２の方法としてはＣＲ発振回路１の出力信号周波
数ｆを分周する分周（ト）１路を設け、該分周回路の分
局比を適宜選択する方法がある。この場合（３）式の定
数には設定された分周比をｈとして（７）式のようにな
る。 、、 ＝ ０．７２ ５ ・・・・・・ ・
・・・・・・・（７）このような分周゛比町変の分周１
ｏ４路は入力信号のパルス列の数をプリセット値から減
算計数イる夕゛ウンカウンタと、該ダウンカウンタの内
容数値が〇であるこ吉°を検出する０検出１ｂ］路と、
該０検出回路がＯの検出を行った時に前記夕“ランカウ
ンタに分周比として指定入力された数値をプリセットす
る回路とによって容量に達成される。 又、後述するレートマルチプライヤ−２ｇの応用によっ
ても更に便利な可変分周比分周回路が実現できる。 第５図は第４図のＣＲ発振回路１の出力信号又はその周
波数を適当に分周補正した信号の対数周波数Ｆを測定す
る対数周波数測定回路２の具体例を示す回路図である。 該対数周波数測定回路２は。 ２人力ＮＡＮＤゲートから構成されるゲート回路２ａ、
２進７ビノトの第１のカウンタ２ｂ、論理ゲート２Ｃ１
分周比〔１６〕の分周器２ｄ％２進７ビノトの第２のカ
ウンタ２ｅ及び、ラッチ回路２ｆかも成立っている。こ
のうち第１のカウンタ２ｂと論理、ゲート２ｅとからな
り、一点鎖線で囲って示される回路は一般にレートマル
チプライヤ−２ｇと呼ばれる回路である。 この論理ゲート２Ｃの出力信号Ｘは（８）式の論理式で
与えられる。ただし第１のカウンタ２ｂの出力信号ａ、
ｂ％Ｃ１ｄ１８％ ｆ及びｇはそれぞれ２° ２＋、
２２． ２３．２４．２５及び２６の重みをもつ２進
数のビット信号である。 ＋ ａ ｂ ｃ ｄ ｅ ｆ ｇ Ａ ） −−（
８）この（８）式の意味はレートマルチプライヤ−２ｇ
のレート入力端子λ、百、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ及びｄルス信
号ηの入力パルス数Ｐと出力信号Ｘのパルス数Ｘとの間
にＱ）式で与えられる関係があることを示す。 Ｘ−テｘ （２’Ｇ ＋２５Ｆ＋汎＋２３Ｄ ＋ ２２
Ｃ＋ ２’Ｂ ＋２０Ａ ）・・・・・・・・・・・・
（９） すなわちレートマルチプライヤ−２ｇのレート入力端子
Ａ−Ｇに設定された２進数に比例した数のパルス信号を
出力信号Ｘとして発生する。レートマルチプライヤ−２
ｇが以上のような機能を有することを前提として、以下
に第５図の対数周波数測定回路２の動作について説明す
る。 被測定周波数信号は図面上Ｆ１で示される信号であり、
該信号Ｆ、はゲートｌ四路２ａの第１の入力である。ゲ
ート回路２ａの第２の人力は外部のタイミング信号発生
回路５から与えられる高精度の時間巾信号ｔであって、
ゲート開閉信号として作用する。 ゲート回路２ａの出力はレートマルチプライヤ−２ｇの
入力パルス信号ηであり、第１のカウンタ２ｂの３１数
入力端子と、論理ゲート２Ｃとに印加される。レートマ
ルチプライヤ−２ｇσ）出力信号Ｘは分周比〔１６〕を
有する分周回路２ｄを介し、第２の゛カウンタ回路２ｅ
の計数入力端子に印加される。該第２のカウンタ回路２
ｅの出力信号Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ及びＧはそれぞれ
２°、２１．２２．２３、 ２’１２”及び２０の重み
を持つ２進数のビット信号であり、共にラッチ回路２ｆ
に伝達されてし・ろ。 一方該カウンタ回路２ｅの出力信号Ａ、Ｂ％Ｃ１Ｄ％Ｅ
１Ｆ及びＧはそれぞれ反転され、論理ゲート２Ｃのレー
ト入力端子Ａ、Ｂ％Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ及びｄに接続されて
いる。すなわちレートマルチプライヤ−２ｇのレート入
力端子Ａ−Ｇには第２０カウンタ回路２ｅの内容数値の
補数（２σ）補数）が印加されている。 第１及び第２のカウンタ回路２ｂ及び２ｅと分周回路２
ｄにはリセット信号Ｒが印加され、ラッチ回路２ｆには
データサンプリング信号りが印加さハ、ている。これ等
二つの信号Ｒ及びＬも又外部θ）タイミング信号発生回
路５から与えられる信号であるが、前記時間巾信号を及
び第４図のＣＲ発振回路１の発振制御信号Ｃと共働ｆる
。この動作は第６図のタイムチャートに示される通りで
ある。 以下に第６図のタイムチャートに従って第５図の回路の
動作を説明する。 先ず波形（イ）に示される発振制御信号Ｃが論理］にな
ることにより第４図のＣＲ発振回路１は動作を始め、そ
の出力信号は被測定信号Ｆ、となって第５図の対数周波
数測定回路２に印加される。 次に波形（ロ）に示されるリセット信号Ｒが一時的に論
理ｌになって２個のカウンタ回路２ｂ、２ｅ及び分周回
路２ｄをクリアす７．）。 ＣＲ発振回路１の発掘安定時間ｔ、の後、波形（・〜）
で示されろ時間巾信号ｔが論理１になるとゲート回路２
ａは信号Ｆ１を通過させ、パルス信号ηを発生する。該
パルス信月ηはカウンタ２ｂと論理ゲート２Ｃよりなる
レートマルチプライヤ−２ｇ及び分周「ｅ１路２ｄによ
って分周され信号Ｙで小されるパルス列となる。 該パルス列は第２のカウンタ回路２ｅシこよってｄ１数
される。ごの計数によってレートマルチプライヤ−２ｇ
のレート人力数値は刻々と変化し、レートマルチプライ
ヤ−２ｇの分周比が除々に増大するが、増大速度は除々
に遅くなる。やがて測定時１ｉｆｔ ｔｌｌの後時間巾
悟号ｔは論理０となり、ゲート回路２ａを閉じ、パルス
信号ηは停市する。この後波形（ニ）で示されるデータ
サンプリング１ｂ号りを一時的に論理】にし、カウンタ
ＩＩ】１路２ｅσ）内容数値をラッテ２ｆにセーブする
と共に発徹制伺１信号Ｃを論理０にしてＣＲ発振回路１
の動作を停止卜 す る 。 以１□によって一連の測定動作の一周期が完ｒし、ラッ
チ回路２ｆに入力信号Ｆ、の周波数の対数に比例した数
値Ｆが保存される。以後説明の中では対数１Ｍ波数と言
うＷ葉を広義にとらえ、この数値Ｆを指す。 こび）一連の測定動作は周期的に繰り返えされるか。 通常の民生機器の温度補償を目的とした場合１分このよ
うに測定を間欠的に行うのはＣＲ発振１【−］ｌ路１の
消費する電力を節約するため一〇ある。 次に第５図の回路の対数周？＋υ数測定回路２としての
性能について検討する。 第７図は第５図の対数周波数測定回路２の主要部をブロ
ック線図で示したものである。人カバルス信号ηはレー
トマルチプライヤ−２ｇにて分周されて信号Ｘとなり、
該信号Ｘは分周回路２ｄで史しこ分周されて信号Ｙとな
る。該イにりＹのパルスはカウンタ回路２ｅで計数され
、測定結果数値Ｎとして出力されると共に、該測定結果
の数値Ｎは補数回路２Ｊによって２の補数＆に変換され
てレートマルチプライヤ−２ｇのレート入力端（’ Ａ
−Ｇに印加されている。ここでレートマルチプライヤ
−２ｇの最大分周比をＭ＋１とすると、信号η及びｘｃ
ｒ＞周波数ｆ、及びｆＸ の間には、、１°ｘ ””
Ｍ ＋−了、ｆ、 ・・・・・・・・・
・・・・・・（１ｏ）の関係がある。また分周回路２ｄ
の分周比をＫとすると信号Ｙの周波数ｆ は 艮 ｆ 二エエ＝□ｆ ・・・・旧・・・・・・・
・旧）ｙ Ｋ Ｋ（Ｍ＋１） η となる。したがってカウンタ回路２ｅの内容がＮの時に
は信号Ｙが１パルス出力されるために必要な信号ηのパ
ルス数Ｐ は次式のようになる。 ｐ ＝”工及±↓］ ・・・・・・・・・・
・・・・（１２１ｎ Ｎ 数値Ｎが０から最大値Ｍまで計数する時、信号ηのパル
ス数は第２表に示される。ただし補数にはＮ＝Ｍ−Ｎ
山田・・・・・・・・・（１３１
である・ 第２表 信号ＹのＮ番目のパルスが出るまでに信号ηか入力する
パルス数は次式で計算される。 〜−に８３＝π ０４）式を第５図の実施回路例にあてはめると、Ｍは］
’２７．４は１６であり、数値Ｎを対数周波数Ｆとして
、 十瘤−４ｉ品拍−而爾） ・・・・・・（１５）となる
。 第８図は（Ｉ５）式をグラフに示したものであり、縦軸
Ｖ′こ第５図の第２のカウンタ回路２ｅの内容数（＋６
Ｆをとり、横軸にＮＡＮＤゲー）２ａから出ｊＪされイ
）パルス信号ηのパルス数ΣＰｎ を対数目盛りで示し
である。 クラー７は信号ηの５００パルスかう５０００パルスの
範囲において概略直線であり、カウンタ２ｅの内容数値
Ｆはパルス数ΣＰｎのχ・１数に概略比例関係にあるこ
とを示して（・る。一定の時間内むこゲート回路２ａか
ら出力されるパルスの数ΣＰ、は１８号ηの周波数とみ
なせるからカウンタ回路２ｅθ）内容数値Ｆはその対数
に比例した数値、すなわち対数周波数である。 第９図は第２図のような温度周波数特性を有する信号を
第５図の回路によって対数周波数νこ変換した場合の、
温度Ｔと対数周波数Ｆとの関係を示すグラフである。た
だしＮ’ＡＮＤゲート２ａの開放時間ｔ。はｌ／３２秒
間とした。 グラフより明らかなように一２０℃から７００の温度Ｔ
が、〔６〕から［１２２］＋での整数値に変換されてい
る。変換曲線は′Ｊ【；“堀の領域では内線的で、低温
領域及び高温領域でやや曲かろ。このため−３゛０以下
の領域及び６５０以上の領域では温度Ｔに関する分解能
か２ ”Ｃ，となろか、常温近くでは０５°０の分解能
が得られイ〕。このようにして得ｒ）れた対数周波数Ｆ
は７ビノトσ）２進数であり、これをアドレス入力とし
た読み出し専用メモリー３１・こまって温度補償に直接
必要なデータに変換されろ。 第１０図は電子時ｄ」の時間精度の温度補償を本発明の
温度補償回路で実現する場合の具体的ブロック線図を示
すもので、特に第１図に示した読み出し専用メモリー６
と調整回路４の部分につ℃・て詳細に説明するための回
路例である。 図面」こ、１は第４図のＣＲ発振回路であ）す、２は第
５図の対数周波数測定回路でル）る。６は読み出し専用
メモリーであり、対数周波数測定回路２の出力で対数周
波数Ｆを示す２進数の７個のビット信号Ａ１Ｂ、Ｃ％Ｄ
％Ｅ％Ｆ及びＣ７それぞれアドレス人力信号Ａｌ ｓ
Ａ２ ｈ Ａ３ ％ Ａ４ ｓ Ａ５、Ａ、及びＡ
７としている。 該読み出し専用メモリー６の出力データＤ（Ｔ）はＤＩ
ｓ Ｄ２ ｓ Ｄ３ ＊ Ｄ４ ｓ Ｄ５及びＤ６の
６ビツトであり、各ビット信号は時計回路の時間精度調
整回路４０６個の２人力ＡＮＤゲー）４ａ、４ｂ、４ｃ
、４ｄ、４ｅ及び４ｆのそれぞれ１人力となっている。 ６個の２人力ＡＮＤゲート４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４
ｅ及び４ｆの出力はそれぞれフリップフロップ回路ＦＦ
、 、ＦＦ２、ＦＦ３゜ＦＦ４．ＦＦ、及びＦＦ、のタ
′イレクトセント端子Ｓに接続されている。 該６個のフリップフロップ回路ＦＦ、〜ＦＦ、ｉ’ｉ。 時計の時間基準信号源である水晶発振回路７σ） ｔｓ
号を順次分周する分周回路８を構成している。影分周回
路８の出力慎号は時計回路の主要部分でル）る計時回路
９に伝えられ、時間の基準単位とし″Ｃ計数される。 ５はタイミング信号発生回路であり、計時回路９から特
定の条件を受けて発振制御信号Ｃ１ゲート開閉信号ｔ、
１７セツト信号Ｒ，ラッチ信号り及び調整タイミング信
号Ｓを出力−４−る。信号Ｃ，ｔ、Ｒ及びＬは上述した
通りの機能を有するので説明を省略する。調整タイミン
グ信号Ｓは時間精度調整回路４の動作タイミングを指示
する信号であり、インパルス化回路４ｇによって水晶発
振回路７の出力パルス巾よりも小さいインパルス信号に
変換さノＬ、 ６個の２人力ＡＮＤゲート４８〜４ｆの
第二の入力となっている。 ６は可変分周回路であり、ＣＢ発振回路１に含まれるサ
ーミスタの基準抵抗値Ｒ６と時定数コンデ／すの容量値
Ｃとの積の誤差を補正する回路である。該可変分周回路
６は５ビツトのレートマルチプライヤ−２ｇであり、３
本の調整端子６ａ、６ｂ及び６Ｃに入力される論理値を
適宜選択することによって、入力周波数の３１／３２、
：３０／Ｊ ２．２９／３２．２８／３２．２７／３２
、２６／３２．２５／３２及び２４／３２の周波数の
どれかを取り出すことができる。 設剖中央値として、出力周波数か２８／３２とすると時
定数ＣＲ，の誤差の補正範囲は＋１６％から−１２，５
％であり、合せ込みの精度は約±１８“ｊ。 となる。このような回路構成において時計の時間精度の
温度補償は次のように行われる。 タイミング信号発生回路５から一連σ）タイミング制御
信号Ｃ，ｔ、Ｒ及びＬが第６図に示した如く出力される
ことにより、ＣＲ発振回路１がら温度の指数関数である
周波数ｆを有する信号が出力され、該信号の周波数ｆを
可変分周回路６で補正した後、対数周波数測定回路２で
対数周波数Ｆが測定さｔする。該対数周波数Ｆは読み出
し専用メモリー３のアドレスとなり測定結果に対応した
温度補償データが読み出し専用メモリー６から出力され
る。この出力データＤ（Ｔ）の構成ビットのうちＤｌは
フリノブフロッグ回路ＦＦ、に入力するクロックパルス
の数を１分に付き１個増加するかしないかを制御する信
号であり、ピットＤ２、Ｄ３、Ｄ４．Ｄ、及びＤ６はそ
れぞれフリップフロッグＦＦ２、ＦＦ８．ＦＦ、 、Ｆ
Ｆ５及びＦＦ、に人、力するクロックパルスを１分につ
き１個増加するかどうかを制御する信号である。谷フリ
ップフロ水晶発振回路７の発生するパルスの１倍、２倍
、４倍、８倍、１６倍及び３２倍のΦみを保有して（・
るかも、読み出し専用メ七り−６の出力データＤ（Ｔ）
は１分間に分周回路８１ｔｔｌ対し水晶発振回路７から
何個余計にパルスを加算してやるかを指定している数値
データと見なすことができろ。 該数値データＤ（Ｔ）は、１分間に１回出力される調整
タイミング信号Ｓの発生時に、６個の２人力ＡｐＤゲー
ト４８〜４ｆを介して分周回路８にダイレクトセットす
る方法で加算演算されるのである。これは等制約に水晶
発振回路７の発振周波数が高くなったことを意味するが
、その平均的周波数増大分は読み出し専用メモリー６の
出力データＤ（Ｔ）を使って一仄ハーより−１（Ｚとな
る。水晶発振０ 回路７０基準発猿周波数を３２７６８ Ｈｚとすれば、
周波数の調整率Ｅ（ＰＰＭ）は次式のようになる。 ・・・・・・・・・・・・・・・（Ｉ６）−ｈ３２１１
ｚ帯の音叉形水晶振動子を用いた場合水晶発振回路７の
周波数の温度特性式は次式のようになる。ここで△ｆｏ
（Ｈｚ）は水晶発振回路７の発振周波数の温度’Ｉ’（
Ｋ）に依存する誤差項であり、通常温度２９６Ｋにおい
て０になるように調整されている。 △ｆｏ＝−ａ（Ｔ−２９６）２ （Ｈｚ） −［７
１０７）式のａは２次温度係数と呼ばれる定数で約１１
００である。Ｏｎ式の△ｆ、がＯになるようにするには
、 ＥＸ３２７６８−△ｆ０ ・・・・・・・・・・
・・・・・（１８）とすれば良い。従って次式を得ろ。 Ｄ （Ｔ ’） ＝ −一−−−−−−（Ｔ−２９６）
” ＝＝０．０６６ （Ｔ−２９６）２０．５１ｘ：３
２７６８ ・・・・・・・・・・・・・・・０唾 読み出し専用メモリー３の出力データＤ（Ｔ）は、アド
レス入力としての対数周波数Ｆの数値に対応する温度Ｔ
をＱ９１式に代入して得られる数値を２進数表現したも
のである。 第３表は第９図の換算グラフによって読み出し専用メモ
リー６のアドレス入力か決定される場合の出力データＤ
（Ｔ）及び周波数補ＩＥ率Ｅを示す。 第３表より一８″Ｇ以下と＋−５□１（７以トでは温度
補償の限界を越えて温度誤差が大きくなることがわかる
。 以−Ｌに第１０図の回路例について動作説明をしたが、
この回路においては時間精度の調整が１分間毎に瞬間的
に行われるので、調整データを連続して保存しておく必
要はない。したがって第５図の対数周波数測定回路に示
したラッチ回路２ｆは不要であり、ラッチ信号りを調整
タイミング信号Ｓに代替えすることが可能となる。これ
と同じような温度補償回路はエレクトロクロミックディ
スプレイ（ＥＣＤ）の表示濃度の温度補償にも使用され
ろ。これはＥＣＤの表示濃度が表示の変更をする一定時
間内の温度によってのみ影響されることによるもので、
表示の変更をしない時には温度補償のためのデータを必
要としないためである。 しかし一般的には温度補償データを常時必要とする場合
が多いので第５図にはその場合の例を示した。 以上に本発明の詳細な説明を行ったが、本発明によれば
、電子機器の温度補償が極めて容易にかつ安価に達成で
きる。すなわち温度センサーにサーミスタを使用し、温
度感度をサーミスタの特性に依存してしまうことによっ
て感度調整のための複雑な作業を必要としなくなったこ
と。サーミスタの抵抗値の変化をＣＲ発振回路によって
周波数に変換したためアナログデジタル変換が蓚めて容
易になると同時にサーミスタ抵抗値の誤差の補正もデジ
タル処理できるようになったこと。周波数を対数周波数
に変換することで有効数字を減らすことができ、このた
め読み出し専用メモリーのメモリー量が大中に節約でき
たこと。温度補償のために直接必要となる温度の関数が
、どのような複雑な形をもっていても読み出し専用メモ
リーにプログラムすることで達成できるようになったこ
と等様々な技術上の問題点が解決された。 また第１０図に示したような回路は、サーミスタと水晶
発振子以外の殆んど全ての部品が集積回路化できるため
、大量生産によって極めて安価に人手できるのである。 このような優れた特徴を有する本発明の温度補償回路は
上記した電子時計の時間精度や、ＥＣＤの表示濃度の温
度補償ばかりでなく１、多分割マトリクス駆動の液晶表
示装置の温度補償や、ストレンゲージ、ホトトランジス
タ。 ホール素子等のセンサーの温度補償にも極めて有用であ
る。また温度計そのものとしての利用範囲も寒暖ｔ１や
体温計として広く考えられる。
ヒでは不便であった。 千γこ温度補償の領域を広くと゛ると、低温に＋月１４
゜発振周波数と高温における発振周波数の差が非晶Ｃ・
τ大とくなるため、アナログ拳テ／タル変換用のカウン
タ回路の構成が大きくなってしまう欠点があった。これ
らの欠点を補う１こめ、サーミスタに直列及び並列に数
個の」」（抗を組合せ、その合成抵抗の変化か一定の温
度領域で概略温度に比例するようにしたり、特”定の関
数になるようにすることが工夫されている。しかしこの
ようにして実現される合成抵抗の温度特性は全て近似！
１寺性である上、実現の不可能な関数も多くあった。ま
た組合せの抵抗の数が多く、抵抗値の精度も高いものが
要求されるため温度補償コストが大変高くなってしま５
欠点があっ１こ。 本発明は以上のような従来の技術の欠点を取り除き、実
用上大変便利な温度補償の回路を実現するものである。 以下に本発明の詳細な説明をする。 ここでサーミスタは遷移金属Ｙ（ヒ物の襟合焼結体であ
って、高温領域で抵抗値か小さくなるいわゆるＮＴＣ（
Ｎｅｇａｔ ｉｖｅ ＴｃｒｎｐｅｒａｔｕｒｅＣｏ
ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｔｈｅｒｍｉｓｔｏｒ）を指す
。 温度七／サーとしてのサーミスタは非常に優れｌ：特徴
を＋Ｔ している。すなわち小型であり、高感）Ｗであ
り、抵抗値が使い易い領域にあるヒかなり自由に設定で
き、敏産性に優れているため経済的にも有利である。し
かし多結晶の焼結体であるため、熱電対等に比較して二
り業的再現性についてはれ：「の問題がある。サーミス
タの抵抗値Ｒと温度ｉ” （Ｋ）との間にはｍ式のよう
な関係がある。 ここで＋１ｏは基準温度Ｔ。６）におけろサーミスタ− の抵抗値（以下基準抵抗値と称す）を示し、Ｂはリーミ
スタ定数と呼ばれる定数である。基準抵抗（ｌｔ＋、”
ｏとサーミスタ定数１３は共にサーミスタの特性を示
す重曹な定数であるが、サーミスタの製造１１−で工業
的なバラツキを生ずる。このバラツキによる定数Ｉｔｏ
及びＢの誤差が、サーミスタの抵抗ｉ＋Ｋ Ｉｔを実測
して（１）式から温度Ｔを算出する場合測定結果に誤差
を生ずる。△Ｉ（・。及び△１３をそれぞし基準抵抗値
Ｉｔｏとサーミスタ定数１３の誤差とすれば、温度′ｒ
における温度の測定誤差△Ｔは（２）式％式％ （２）式の右辺第一項は基準抵抗値ｌし。起因の誤差を
小し、同第二項はサーミスタ定数Ｂ起因の誤差を示す。 今、温度Ｔ。−２５’Ｃ，： ＬＣｉ。ける基準抵抗値
Ｔ（ｏの誤差△Ｒｏを±５％、サーミスタ定数Ｂの。 誤差ΔＢを±２％とした時、温度の測定誤差△Ｔは第１
表のようになる。ただしサーミスタ定数は４０００にと
した。 第１表に示される通り、基準抵抗値Ｒ８の誤差ΔＲｏを
±５％とした場合、温度の測定誤差△Ｔは±０８℃から
±１．４７℃となり決して小さくない。したがって温度
補償回路を構成する際に基準抵抗値Ｒｏの補正が必須と
なるのであるが、後述する如くその補正は割合簡単であ
る。 一方サーミスタ定数Ｂの誤差△Ｂを±２％とした場合、
温度が基準温度Ｔ。から離れるに従って温度の測定誤差
△Ｔは幾何級数的に増大し、０℃ＪＪ下及び５０℃以上
で約±０．５以Ｅになってしまう。 したがってサーミスタ定数Ｂの補正をしてやる必要があ
るが、サーミスタ定数Ｂの測定をするためにはサーミス
タに正確な温度変化を与えて抵抗値の変化を測定しｔｃ
ければならず、非常に手数がかかるに、誤差補正の手段
も容易には達成されなし・。 したがってサーミスタ定数Ｂの誤差ΔＢを補正するより
も始めから誤差ΔＢの小さいサーミスタを選別使用する
方が経済的である。 例えばサーミスタ定数Ｂの誤差ΔＢを±１％にすれば一
４０℃以上７０℃以下の範囲でサーミスタ定数Ｂ起因の
温度測定誤差△Ｔを±０５ｃ以丁にすることがでとる。 またこのような−サーミスタを入手することも容易であ
る。 以上にサーミスタをｉｆセンサーとして使用する場合の
温度測定精度について検討したが、以丁に本発明の具体
的な実施例について詳細な説明をする。 第１図は本発明の基本的な構成を示すブロック線図であ
る。 図面上１はサーミスタを時定数抵抗に含み環境温度の変
化により発振周波数を変化するＣＲ発撮回路であり、２
はＣＲ発発註回路１ら出力される信号の周波Ｐｊｆの対
数すなわち対数１Ｍ波数Ｆを算出する対数周波数測定回
路である。該対数周波数測定回路２は温度に依存して変
化する周波数ｆを有するパルス列を計数してその対数を
とり、数値データで出力する機能を有している。該数値
データは対数周波数Ｆであり読み出し専用メモリー３の
アドレス人力として使用される。 この結果、該読み出し専用メモリー３のアドレスは温度
の変化によって変化することになり、該読み出し専用メ
モリー６の出力端からは、温度に依存した特定の関数関
係を有する数値データＤ（Ｔ）が出力される。該数値デ
ータＤのは温度補償される機器の状態を変化させる回路
、すなわち調整回路４に伝達され、目的に合った温度補
償を行うのである。 ＣＲＲ振回路１、対数周波数測定回路２及び調整回路４
は一定の順序に順って動作をしなければならないが、こ
の制御はタイミング信号発生回路５によって行われる。 また該タイミング信号発生回路５は正確な時間基準信号
を保有し、対数周波数測定回路２の基準時間となる信号
を作って供給する。 このような構成においてＣＲＲ振回路１の出力信号の周
波数ｆは１時定数抵抗の値をＲ１時定数コンデンサの容
量値をＣ，ｋを定数として（３）式のようになる。 ｆ：で■ ・・・・・・・・・・
・・・・・（３）時定数抵抗がサーミスタのみである場
合（３）式に（１）式を代入して（４）式を得る。 ただしＡは１５）式の通りである。 ｋ 〒０ ゜□。 ・・・・
・・・・・・・・・・・（５）今基準抵抗値Ｒ８をＩＭ
Ω、容＠価Ｃを２０ＰＦ、基準温度Ｔｏを２５℃（＝２
９８Ｋ）、サーミスタ定数Ｂを４０ （］ ＯＫとし、
ｋ＝０．７２．！：すればＡの値は約２．４３ｘ １ｏ
Ｉｏである。、この時ＣＲＲ振回路１の出力信号周波
数ｆは第２図のグラフで表わされ、温度Ｔの上昇と共に
急激に増大する。この例において、温度Ｔが−２（１”
Ｃがら一１９℃までＩ″ＧＧ変化時に、周波数ｆは０．
２１Ｋ ＩＩＺ変化するが、この変化を単位として７０
℃における周波数と−２０”Ｃにおける周波数の差を
表わすと約９７１となる。この数値を２進数で表現する
ためにはＩＯビットが必要であるが、７０℃から一２０
℃までの温度を１ ”Ｃステノブで表現するには冗長度
が大きい。この冗長度を無くするには、周波数ｆを対数
変換して対数周波数Ｆで表現すれば良い。対数周波数Ｆ
は（１）式の対数をとって（６）式のようになる。 Ｆ −ｌｏｇＪ ＝ｌｏｇＡ −〒ｌｏｇｅ
−−−−・−（６）この（６）式のグラフは第３図に示
されるような双曲線であるが、温度Ｔが−２０”ｃ （
２５３Ｋ ）以りで７０ ”Ｃ（３４３Ｋ ）以下の領
域では直線に近似している。この場合曲線の勾配は高温
鎖酸で小さくなるが％温度Ｔが６９℃から７０ ｔ；へ
Ｉ゛ＣＣ変化時に、対数周波数Ｆは約＋１．０１５変化
する。 この変化を単位として７０℃シこおける対数周波数と一
２０℃における対数周波数の差分を表わすと約１２２と
なる。この数値は７ピノｉ・の２進数で表現でき、冗長
度は圧縮される。 このようにＣＲ発掘回路１の出力信号周波数ｆを対数圧
縮してデータ長を３ビット分縮小できるのであるが、こ
れによって読み出し専用メモリー６のアドレスの数は８
分の１となり、メモリー６を大巾に節約できるのである
。 またＬ述した通り、対数周波数Ｆは一定の温度範で、単
に温度計として使用す７）場合υこは読み出し専用メモ
リー３による関数変換を必要とせず、対数周波数測定回
路２（０測定数値をそのまま温度として使用することも
できろ。 以］−に第１図のブロンク線図について本発明の詳細な
説明したが、以下にブ凸ツク線図の構成要素について具
体的な実施ｌ「１１路を例として更に詳細な説明を行う
。 第４図はサーミスタを時定数抵抗とするＣＲ発撮回路の
具体的な実施回路の一例を示す回路図でキ）る。 図面−Ｆｉａはサーミスタであり、ＣＲ発振回路１の時
定数抵抗として使用されており、１ｂはコンデンサであ
り時定数容量として使用されている。 １（！、１ｄ、１ｅは共１ｃ ＣＭ ＯＳ ｃ）’＞
イ：／ バー ｐであり、１ｆはＣ−ＭＯ８０１ＮＡＮ
Ｄゲートテある。インバータ１Ｃの出力はＮＡＮＤゲー
）１ｆの第一の入力に、該ＮＡＮＤゲート１ｆの出力は
インバータ１ｄの入力に、該インバータ１ｄの出力はイ
ンバータ１ｅの人力にそれぞれ接続され。 インバータ１ｅの出力はコンデンサ１ｂを介し、てイン
バータ１Ｃの入力に接続されている。 又インバータ１ｄの出力とインバータ１Ｃの人力の間に
はサーミスタ１ｄが接続されており、ＮＡＮＤゲート１
ｆの第二の入力には発振制御信号Ｃが外部のタイミング
信号発生回路５より印加される。このような構成におい
て発振制御信号Ｃの論理が１になった時％ＣＲ発振回路
１は発振を開始する。このＣＲ発振回路１の出力信号は
インバータ１ｄの出力から取り出される矩形波信号であ
り、この矩形波信号の周波数ｆは（３１式で示した通り
である。この場合定数には約０．７２である。 しかしト述した通りサーミスタ１ａはＴ業的な誤差を有
しており、コンデンサ１ｂの容量値も又誤差を保有して
いるため、誤差補正をする必要がある。 この補正方法としても最も基本的な手法はコンデンサ１
ｂを司変容量としておき、（３）式のＲ及びＣの積が一
定となるように容量値を調整することである。この方法
は単にコンデンサ゛１ｂをトリマーコンデンサとして達
成されるたけでなく、複数個のコンデンサを組合せて最
適容量を得ることでも達成される。 また第２の方法としてはＣＲ発振回路１の出力信号周波
数ｆを分周する分周（ト）１路を設け、該分周回路の分
局比を適宜選択する方法がある。この場合（３）式の定
数には設定された分周比をｈとして（７）式のようにな
る。 、、 ＝ ０．７２ ５ ・・・・・・ ・
・・・・・・・（７）このような分周゛比町変の分周１
ｏ４路は入力信号のパルス列の数をプリセット値から減
算計数イる夕゛ウンカウンタと、該ダウンカウンタの内
容数値が〇であるこ吉°を検出する０検出１ｂ］路と、
該０検出回路がＯの検出を行った時に前記夕“ランカウ
ンタに分周比として指定入力された数値をプリセットす
る回路とによって容量に達成される。 又、後述するレートマルチプライヤ−２ｇの応用によっ
ても更に便利な可変分周比分周回路が実現できる。 第５図は第４図のＣＲ発振回路１の出力信号又はその周
波数を適当に分周補正した信号の対数周波数Ｆを測定す
る対数周波数測定回路２の具体例を示す回路図である。 該対数周波数測定回路２は。 ２人力ＮＡＮＤゲートから構成されるゲート回路２ａ、
２進７ビノトの第１のカウンタ２ｂ、論理ゲート２Ｃ１
分周比〔１６〕の分周器２ｄ％２進７ビノトの第２のカ
ウンタ２ｅ及び、ラッチ回路２ｆかも成立っている。こ
のうち第１のカウンタ２ｂと論理、ゲート２ｅとからな
り、一点鎖線で囲って示される回路は一般にレートマル
チプライヤ−２ｇと呼ばれる回路である。 この論理ゲート２Ｃの出力信号Ｘは（８）式の論理式で
与えられる。ただし第１のカウンタ２ｂの出力信号ａ、
ｂ％Ｃ１ｄ１８％ ｆ及びｇはそれぞれ２° ２＋、
２２． ２３．２４．２５及び２６の重みをもつ２進
数のビット信号である。 ＋ ａ ｂ ｃ ｄ ｅ ｆ ｇ Ａ ） −−（
８）この（８）式の意味はレートマルチプライヤ−２ｇ
のレート入力端子λ、百、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ及びｄルス信
号ηの入力パルス数Ｐと出力信号Ｘのパルス数Ｘとの間
にＱ）式で与えられる関係があることを示す。 Ｘ−テｘ （２’Ｇ ＋２５Ｆ＋汎＋２３Ｄ ＋ ２２
Ｃ＋ ２’Ｂ ＋２０Ａ ）・・・・・・・・・・・・
（９） すなわちレートマルチプライヤ−２ｇのレート入力端子
Ａ−Ｇに設定された２進数に比例した数のパルス信号を
出力信号Ｘとして発生する。レートマルチプライヤ−２
ｇが以上のような機能を有することを前提として、以下
に第５図の対数周波数測定回路２の動作について説明す
る。 被測定周波数信号は図面上Ｆ１で示される信号であり、
該信号Ｆ、はゲートｌ四路２ａの第１の入力である。ゲ
ート回路２ａの第２の人力は外部のタイミング信号発生
回路５から与えられる高精度の時間巾信号ｔであって、
ゲート開閉信号として作用する。 ゲート回路２ａの出力はレートマルチプライヤ−２ｇの
入力パルス信号ηであり、第１のカウンタ２ｂの３１数
入力端子と、論理ゲート２Ｃとに印加される。レートマ
ルチプライヤ−２ｇσ）出力信号Ｘは分周比〔１６〕を
有する分周回路２ｄを介し、第２の゛カウンタ回路２ｅ
の計数入力端子に印加される。該第２のカウンタ回路２
ｅの出力信号Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ及びＧはそれぞれ
２°、２１．２２．２３、 ２’１２”及び２０の重み
を持つ２進数のビット信号であり、共にラッチ回路２ｆ
に伝達されてし・ろ。 一方該カウンタ回路２ｅの出力信号Ａ、Ｂ％Ｃ１Ｄ％Ｅ
１Ｆ及びＧはそれぞれ反転され、論理ゲート２Ｃのレー
ト入力端子Ａ、Ｂ％Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ及びｄに接続されて
いる。すなわちレートマルチプライヤ−２ｇのレート入
力端子Ａ−Ｇには第２０カウンタ回路２ｅの内容数値の
補数（２σ）補数）が印加されている。 第１及び第２のカウンタ回路２ｂ及び２ｅと分周回路２
ｄにはリセット信号Ｒが印加され、ラッチ回路２ｆには
データサンプリング信号りが印加さハ、ている。これ等
二つの信号Ｒ及びＬも又外部θ）タイミング信号発生回
路５から与えられる信号であるが、前記時間巾信号を及
び第４図のＣＲ発振回路１の発振制御信号Ｃと共働ｆる
。この動作は第６図のタイムチャートに示される通りで
ある。 以下に第６図のタイムチャートに従って第５図の回路の
動作を説明する。 先ず波形（イ）に示される発振制御信号Ｃが論理］にな
ることにより第４図のＣＲ発振回路１は動作を始め、そ
の出力信号は被測定信号Ｆ、となって第５図の対数周波
数測定回路２に印加される。 次に波形（ロ）に示されるリセット信号Ｒが一時的に論
理ｌになって２個のカウンタ回路２ｂ、２ｅ及び分周回
路２ｄをクリアす７．）。 ＣＲ発振回路１の発掘安定時間ｔ、の後、波形（・〜）
で示されろ時間巾信号ｔが論理１になるとゲート回路２
ａは信号Ｆ１を通過させ、パルス信号ηを発生する。該
パルス信月ηはカウンタ２ｂと論理ゲート２Ｃよりなる
レートマルチプライヤ−２ｇ及び分周「ｅ１路２ｄによ
って分周され信号Ｙで小されるパルス列となる。 該パルス列は第２のカウンタ回路２ｅシこよってｄ１数
される。ごの計数によってレートマルチプライヤ−２ｇ
のレート人力数値は刻々と変化し、レートマルチプライ
ヤ−２ｇの分周比が除々に増大するが、増大速度は除々
に遅くなる。やがて測定時１ｉｆｔ ｔｌｌの後時間巾
悟号ｔは論理０となり、ゲート回路２ａを閉じ、パルス
信号ηは停市する。この後波形（ニ）で示されるデータ
サンプリング１ｂ号りを一時的に論理】にし、カウンタ
ＩＩ】１路２ｅσ）内容数値をラッテ２ｆにセーブする
と共に発徹制伺１信号Ｃを論理０にしてＣＲ発振回路１
の動作を停止卜 す る 。 以１□によって一連の測定動作の一周期が完ｒし、ラッ
チ回路２ｆに入力信号Ｆ、の周波数の対数に比例した数
値Ｆが保存される。以後説明の中では対数１Ｍ波数と言
うＷ葉を広義にとらえ、この数値Ｆを指す。 こび）一連の測定動作は周期的に繰り返えされるか。 通常の民生機器の温度補償を目的とした場合１分このよ
うに測定を間欠的に行うのはＣＲ発振１【−］ｌ路１の
消費する電力を節約するため一〇ある。 次に第５図の回路の対数周？＋υ数測定回路２としての
性能について検討する。 第７図は第５図の対数周波数測定回路２の主要部をブロ
ック線図で示したものである。人カバルス信号ηはレー
トマルチプライヤ−２ｇにて分周されて信号Ｘとなり、
該信号Ｘは分周回路２ｄで史しこ分周されて信号Ｙとな
る。該イにりＹのパルスはカウンタ回路２ｅで計数され
、測定結果数値Ｎとして出力されると共に、該測定結果
の数値Ｎは補数回路２Ｊによって２の補数＆に変換され
てレートマルチプライヤ−２ｇのレート入力端（’ Ａ
−Ｇに印加されている。ここでレートマルチプライヤ
−２ｇの最大分周比をＭ＋１とすると、信号η及びｘｃ
ｒ＞周波数ｆ、及びｆＸ の間には、、１°ｘ ””
Ｍ ＋−了、ｆ、 ・・・・・・・・・
・・・・・・（１ｏ）の関係がある。また分周回路２ｄ
の分周比をＫとすると信号Ｙの周波数ｆ は 艮 ｆ 二エエ＝□ｆ ・・・・旧・・・・・・・
・旧）ｙ Ｋ Ｋ（Ｍ＋１） η となる。したがってカウンタ回路２ｅの内容がＮの時に
は信号Ｙが１パルス出力されるために必要な信号ηのパ
ルス数Ｐ は次式のようになる。 ｐ ＝”工及±↓］ ・・・・・・・・・・
・・・・（１２１ｎ Ｎ 数値Ｎが０から最大値Ｍまで計数する時、信号ηのパル
ス数は第２表に示される。ただし補数にはＮ＝Ｍ−Ｎ
山田・・・・・・・・・（１３１
である・ 第２表 信号ＹのＮ番目のパルスが出るまでに信号ηか入力する
パルス数は次式で計算される。 〜−に８３＝π ０４）式を第５図の実施回路例にあてはめると、Ｍは］
’２７．４は１６であり、数値Ｎを対数周波数Ｆとして
、 十瘤−４ｉ品拍−而爾） ・・・・・・（１５）となる
。 第８図は（Ｉ５）式をグラフに示したものであり、縦軸
Ｖ′こ第５図の第２のカウンタ回路２ｅの内容数（＋６
Ｆをとり、横軸にＮＡＮＤゲー）２ａから出ｊＪされイ
）パルス信号ηのパルス数ΣＰｎ を対数目盛りで示し
である。 クラー７は信号ηの５００パルスかう５０００パルスの
範囲において概略直線であり、カウンタ２ｅの内容数値
Ｆはパルス数ΣＰｎのχ・１数に概略比例関係にあるこ
とを示して（・る。一定の時間内むこゲート回路２ａか
ら出力されるパルスの数ΣＰ、は１８号ηの周波数とみ
なせるからカウンタ回路２ｅθ）内容数値Ｆはその対数
に比例した数値、すなわち対数周波数である。 第９図は第２図のような温度周波数特性を有する信号を
第５図の回路によって対数周波数νこ変換した場合の、
温度Ｔと対数周波数Ｆとの関係を示すグラフである。た
だしＮ’ＡＮＤゲート２ａの開放時間ｔ。はｌ／３２秒
間とした。 グラフより明らかなように一２０℃から７００の温度Ｔ
が、〔６〕から［１２２］＋での整数値に変換されてい
る。変換曲線は′Ｊ【；“堀の領域では内線的で、低温
領域及び高温領域でやや曲かろ。このため−３゛０以下
の領域及び６５０以上の領域では温度Ｔに関する分解能
か２ ”Ｃ，となろか、常温近くでは０５°０の分解能
が得られイ〕。このようにして得ｒ）れた対数周波数Ｆ
は７ビノトσ）２進数であり、これをアドレス入力とし
た読み出し専用メモリー３１・こまって温度補償に直接
必要なデータに変換されろ。 第１０図は電子時ｄ」の時間精度の温度補償を本発明の
温度補償回路で実現する場合の具体的ブロック線図を示
すもので、特に第１図に示した読み出し専用メモリー６
と調整回路４の部分につ℃・て詳細に説明するための回
路例である。 図面」こ、１は第４図のＣＲ発振回路であ）す、２は第
５図の対数周波数測定回路でル）る。６は読み出し専用
メモリーであり、対数周波数測定回路２の出力で対数周
波数Ｆを示す２進数の７個のビット信号Ａ１Ｂ、Ｃ％Ｄ
％Ｅ％Ｆ及びＣ７それぞれアドレス人力信号Ａｌ ｓ
Ａ２ ｈ Ａ３ ％ Ａ４ ｓ Ａ５、Ａ、及びＡ
７としている。 該読み出し専用メモリー６の出力データＤ（Ｔ）はＤＩ
ｓ Ｄ２ ｓ Ｄ３ ＊ Ｄ４ ｓ Ｄ５及びＤ６の
６ビツトであり、各ビット信号は時計回路の時間精度調
整回路４０６個の２人力ＡＮＤゲー）４ａ、４ｂ、４ｃ
、４ｄ、４ｅ及び４ｆのそれぞれ１人力となっている。 ６個の２人力ＡＮＤゲート４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４
ｅ及び４ｆの出力はそれぞれフリップフロップ回路ＦＦ
、 、ＦＦ２、ＦＦ３゜ＦＦ４．ＦＦ、及びＦＦ、のタ
′イレクトセント端子Ｓに接続されている。 該６個のフリップフロップ回路ＦＦ、〜ＦＦ、ｉ’ｉ。 時計の時間基準信号源である水晶発振回路７σ） ｔｓ
号を順次分周する分周回路８を構成している。影分周回
路８の出力慎号は時計回路の主要部分でル）る計時回路
９に伝えられ、時間の基準単位とし″Ｃ計数される。 ５はタイミング信号発生回路であり、計時回路９から特
定の条件を受けて発振制御信号Ｃ１ゲート開閉信号ｔ、
１７セツト信号Ｒ，ラッチ信号り及び調整タイミング信
号Ｓを出力−４−る。信号Ｃ，ｔ、Ｒ及びＬは上述した
通りの機能を有するので説明を省略する。調整タイミン
グ信号Ｓは時間精度調整回路４の動作タイミングを指示
する信号であり、インパルス化回路４ｇによって水晶発
振回路７の出力パルス巾よりも小さいインパルス信号に
変換さノＬ、 ６個の２人力ＡＮＤゲート４８〜４ｆの
第二の入力となっている。 ６は可変分周回路であり、ＣＢ発振回路１に含まれるサ
ーミスタの基準抵抗値Ｒ６と時定数コンデ／すの容量値
Ｃとの積の誤差を補正する回路である。該可変分周回路
６は５ビツトのレートマルチプライヤ−２ｇであり、３
本の調整端子６ａ、６ｂ及び６Ｃに入力される論理値を
適宜選択することによって、入力周波数の３１／３２、
：３０／Ｊ ２．２９／３２．２８／３２．２７／３２
、２６／３２．２５／３２及び２４／３２の周波数の
どれかを取り出すことができる。 設剖中央値として、出力周波数か２８／３２とすると時
定数ＣＲ，の誤差の補正範囲は＋１６％から−１２，５
％であり、合せ込みの精度は約±１８“ｊ。 となる。このような回路構成において時計の時間精度の
温度補償は次のように行われる。 タイミング信号発生回路５から一連σ）タイミング制御
信号Ｃ，ｔ、Ｒ及びＬが第６図に示した如く出力される
ことにより、ＣＲ発振回路１がら温度の指数関数である
周波数ｆを有する信号が出力され、該信号の周波数ｆを
可変分周回路６で補正した後、対数周波数測定回路２で
対数周波数Ｆが測定さｔする。該対数周波数Ｆは読み出
し専用メモリー３のアドレスとなり測定結果に対応した
温度補償データが読み出し専用メモリー６から出力され
る。この出力データＤ（Ｔ）の構成ビットのうちＤｌは
フリノブフロッグ回路ＦＦ、に入力するクロックパルス
の数を１分に付き１個増加するかしないかを制御する信
号であり、ピットＤ２、Ｄ３、Ｄ４．Ｄ、及びＤ６はそ
れぞれフリップフロッグＦＦ２、ＦＦ８．ＦＦ、 、Ｆ
Ｆ５及びＦＦ、に人、力するクロックパルスを１分につ
き１個増加するかどうかを制御する信号である。谷フリ
ップフロ水晶発振回路７の発生するパルスの１倍、２倍
、４倍、８倍、１６倍及び３２倍のΦみを保有して（・
るかも、読み出し専用メ七り−６の出力データＤ（Ｔ）
は１分間に分周回路８１ｔｔｌ対し水晶発振回路７から
何個余計にパルスを加算してやるかを指定している数値
データと見なすことができろ。 該数値データＤ（Ｔ）は、１分間に１回出力される調整
タイミング信号Ｓの発生時に、６個の２人力ＡｐＤゲー
ト４８〜４ｆを介して分周回路８にダイレクトセットす
る方法で加算演算されるのである。これは等制約に水晶
発振回路７の発振周波数が高くなったことを意味するが
、その平均的周波数増大分は読み出し専用メモリー６の
出力データＤ（Ｔ）を使って一仄ハーより−１（Ｚとな
る。水晶発振０ 回路７０基準発猿周波数を３２７６８ Ｈｚとすれば、
周波数の調整率Ｅ（ＰＰＭ）は次式のようになる。 ・・・・・・・・・・・・・・・（Ｉ６）−ｈ３２１１
ｚ帯の音叉形水晶振動子を用いた場合水晶発振回路７の
周波数の温度特性式は次式のようになる。ここで△ｆｏ
（Ｈｚ）は水晶発振回路７の発振周波数の温度’Ｉ’（
Ｋ）に依存する誤差項であり、通常温度２９６Ｋにおい
て０になるように調整されている。 △ｆｏ＝−ａ（Ｔ−２９６）２ （Ｈｚ） −［７
１０７）式のａは２次温度係数と呼ばれる定数で約１１
００である。Ｏｎ式の△ｆ、がＯになるようにするには
、 ＥＸ３２７６８−△ｆ０ ・・・・・・・・・・
・・・・・（１８）とすれば良い。従って次式を得ろ。 Ｄ （Ｔ ’） ＝ −一−−−−−−（Ｔ−２９６）
” ＝＝０．０６６ （Ｔ−２９６）２０．５１ｘ：３
２７６８ ・・・・・・・・・・・・・・・０唾 読み出し専用メモリー３の出力データＤ（Ｔ）は、アド
レス入力としての対数周波数Ｆの数値に対応する温度Ｔ
をＱ９１式に代入して得られる数値を２進数表現したも
のである。 第３表は第９図の換算グラフによって読み出し専用メモ
リー６のアドレス入力か決定される場合の出力データＤ
（Ｔ）及び周波数補ＩＥ率Ｅを示す。 第３表より一８″Ｇ以下と＋−５□１（７以トでは温度
補償の限界を越えて温度誤差が大きくなることがわかる
。 以−Ｌに第１０図の回路例について動作説明をしたが、
この回路においては時間精度の調整が１分間毎に瞬間的
に行われるので、調整データを連続して保存しておく必
要はない。したがって第５図の対数周波数測定回路に示
したラッチ回路２ｆは不要であり、ラッチ信号りを調整
タイミング信号Ｓに代替えすることが可能となる。これ
と同じような温度補償回路はエレクトロクロミックディ
スプレイ（ＥＣＤ）の表示濃度の温度補償にも使用され
ろ。これはＥＣＤの表示濃度が表示の変更をする一定時
間内の温度によってのみ影響されることによるもので、
表示の変更をしない時には温度補償のためのデータを必
要としないためである。 しかし一般的には温度補償データを常時必要とする場合
が多いので第５図にはその場合の例を示した。 以上に本発明の詳細な説明を行ったが、本発明によれば
、電子機器の温度補償が極めて容易にかつ安価に達成で
きる。すなわち温度センサーにサーミスタを使用し、温
度感度をサーミスタの特性に依存してしまうことによっ
て感度調整のための複雑な作業を必要としなくなったこ
と。サーミスタの抵抗値の変化をＣＲ発振回路によって
周波数に変換したためアナログデジタル変換が蓚めて容
易になると同時にサーミスタ抵抗値の誤差の補正もデジ
タル処理できるようになったこと。周波数を対数周波数
に変換することで有効数字を減らすことができ、このた
め読み出し専用メモリーのメモリー量が大中に節約でき
たこと。温度補償のために直接必要となる温度の関数が
、どのような複雑な形をもっていても読み出し専用メモ
リーにプログラムすることで達成できるようになったこ
と等様々な技術上の問題点が解決された。 また第１０図に示したような回路は、サーミスタと水晶
発振子以外の殆んど全ての部品が集積回路化できるため
、大量生産によって極めて安価に人手できるのである。 このような優れた特徴を有する本発明の温度補償回路は
上記した電子時計の時間精度や、ＥＣＤの表示濃度の温
度補償ばかりでなく１、多分割マトリクス駆動の液晶表
示装置の温度補償や、ストレンゲージ、ホトトランジス
タ。 ホール素子等のセンサーの温度補償にも極めて有用であ
る。また温度計そのものとしての利用範囲も寒暖ｔ１や
体温計として広く考えられる。
卯、１図は本発明の基本的構成を示すブロック線図であ
り、第２図と第３図はサーミスタＣＲ発振回路の周波数
特性を示すグラフ、第４図はＣＲ発振回路を示す回路図
、第５図は対数周波数測定回路を示す回路図、第６図と
第７図は第５図の１「」路動作を説明するための信号波
形図とブロック線図。 第８図と第９図は第５図の回路の特性を示すグラフ、第
１Ｏ図は電子時計に適用した本発明の実施例を示すブロ
ック線図である。 １・・・・・ＣＲ発振回路、 １ａ・・・・・・サーミスタ、 １ｂ・・・・ コンデンサ、 ２・・・−ｚｌ数周波数測定回路。 ２Ａ・・・・・・ゲート制御信号発生回路。 ２ａ・・・・・ゲート回路。 ２ｄ・・・・・・分周回路、 ２ｅ・・・・・・カウンタ回路。 ２ｇ・・・・・・レートマルチプライヤ−１２Ｊ・・・
・・・補数回路、 ３・・・・・・読み出し専用メモリー。 ４・・・・・・調整回路、 ５・・・・・・タイミング信号発生ｒｉｊｌ路、Ｆ・・
・・・・対数周波数、 Ｆ、・・・・・被測定周波数へ号、 Ａ−Ｇ・・・・・・レート入力端子。 第２図 第３図 号 第４図 第５図 第６図 第８図
り、第２図と第３図はサーミスタＣＲ発振回路の周波数
特性を示すグラフ、第４図はＣＲ発振回路を示す回路図
、第５図は対数周波数測定回路を示す回路図、第６図と
第７図は第５図の１「」路動作を説明するための信号波
形図とブロック線図。 第８図と第９図は第５図の回路の特性を示すグラフ、第
１Ｏ図は電子時計に適用した本発明の実施例を示すブロ
ック線図である。 １・・・・・ＣＲ発振回路、 １ａ・・・・・・サーミスタ、 １ｂ・・・・ コンデンサ、 ２・・・−ｚｌ数周波数測定回路。 ２Ａ・・・・・・ゲート制御信号発生回路。 ２ａ・・・・・ゲート回路。 ２ｄ・・・・・・分周回路、 ２ｅ・・・・・・カウンタ回路。 ２ｇ・・・・・・レートマルチプライヤ−１２Ｊ・・・
・・・補数回路、 ３・・・・・・読み出し専用メモリー。 ４・・・・・・調整回路、 ５・・・・・・タイミング信号発生ｒｉｊｌ路、Ｆ・・
・・・・対数周波数、 Ｆ、・・・・・被測定周波数へ号、 Ａ−Ｇ・・・・・・レート入力端子。 第２図 第３図 号 第４図 第５図 第６図 第８図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （＋１ 少なくとも、サーミスタを時定数抵抗に含み
、環境ｄｌｉ！度の変化によって発振周波数を変化する
よつ１１こしたＣＲ発振回路と、該ｅ Ｒ発振回路の出
力イバ号の周波数の対数を測定する対数周波数測定回路
と、環境温度の関数として与えられろ特定の温度補償デ
ータを保持する読み出し専用メモリーとを有し、前記Ｃ
Ｒ発振回路の発振周波数を前記対数周波数測定回路で対
数圧縮して概略環境温度に１↓言＋ＩＩ した数値を得
、該数値を前記読み出し専用メモリーのアドレス入力と
なして環境温度に対応する温度補償データを得るよう構
成したことを特徴とする温度補償回路。 仁）％許請求の範囲第１項記載の対数周波数測定回路は
、被測定周波数信号の通過を制御するゲート回路と、該
ゲート回路の出力信号を入力信号と−ｊるレートマルチ
プライヤ−と、該レートマルチプライヤ−の出力信号を
分周する分周回路と、該分周回路の出力信号のパルス数
を計数するカウンタ回路とを有し、該カウンタ回路の内
容数値を前記被測定周波数信号の対数周波数として出力
すると同時に、該カウンタの内容数値の補数を前記レー
トマルチプライヤ−のレート入力端子に印加してなり、
前記カウンタ回路をクリアをした後に前記ゲート回路を
一定時間開放して前記被測定周波数信号を通過せしめ、
その間に前記カウンタ回路に人力されるパルス数を計数
するよう構成されていることを特徴とする温度補償回路
。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56167533A JPS5868633A (ja) | 1981-10-20 | 1981-10-20 | 温度補償回路 |
| US06/435,574 US4563748A (en) | 1981-10-20 | 1982-10-19 | Temperature measuring system |
| GB08229919A GB2112527B (en) | 1981-10-20 | 1982-10-20 | Temperature measuring system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56167533A JPS5868633A (ja) | 1981-10-20 | 1981-10-20 | 温度補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5868633A true JPS5868633A (ja) | 1983-04-23 |
| JPH0219881B2 JPH0219881B2 (ja) | 1990-05-07 |
Family
ID=15851454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56167533A Granted JPS5868633A (ja) | 1981-10-20 | 1981-10-20 | 温度補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5868633A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5857777A (en) * | 1996-09-25 | 1999-01-12 | Claud S. Gordon Company | Smart temperature sensing device |
| WO2014080723A1 (ja) * | 2012-11-22 | 2014-05-30 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 吸気温度センサ装置および流量測定装置 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50131576A (ja) * | 1974-04-03 | 1975-10-17 | ||
| JPS517950A (ja) * | 1974-06-29 | 1976-01-22 | Casio Computer Co Ltd | |
| JPS5310474A (en) * | 1976-07-16 | 1978-01-30 | Japan Synthetic Rubber Co Ltd | Interval pulse generator corresponding to logarithm value of time |
| JPS54103068A (en) * | 1978-01-31 | 1979-08-14 | Zenri Kk | Measured value controller for instrument |
-
1981
- 1981-10-20 JP JP56167533A patent/JPS5868633A/ja active Granted
Patent Citations (4)
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|---|---|---|---|---|
| JPS50131576A (ja) * | 1974-04-03 | 1975-10-17 | ||
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| JPS5310474A (en) * | 1976-07-16 | 1978-01-30 | Japan Synthetic Rubber Co Ltd | Interval pulse generator corresponding to logarithm value of time |
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| WO2014080723A1 (ja) * | 2012-11-22 | 2014-05-30 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 吸気温度センサ装置および流量測定装置 |
| JP2014102218A (ja) * | 2012-11-22 | 2014-06-05 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 吸気温度センサ装置および流量測定装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0219881B2 (ja) | 1990-05-07 |
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