JPS585586B2 - Ｄｃ−ｄｃ コンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃ コンバ−タInfo
- Publication number
- JPS585586B2 JPS585586B2 JP48056611A JP5661173A JPS585586B2 JP S585586 B2 JPS585586 B2 JP S585586B2 JP 48056611 A JP48056611 A JP 48056611A JP 5661173 A JP5661173 A JP 5661173A JP S585586 B2 JPS585586 B2 JP S585586B2
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- Japan
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- voltage
- transistor
- circuit
- output voltage
- output
- Prior art date
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ、特に出力電圧の一定な
ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
従来直流電圧を変圧するＤＣ−ＤＣコンバータとしては
Ｒｏｙｅｒ回路或いはＴｅｎｓｅｎ回路等のインバータ
回路とインバータ回路からの交流電圧を整流する整流器
とを組合せた回路が知られている。
Ｒｏｙｅｒ回路或いはＴｅｎｓｅｎ回路等のインバータ
回路とインバータ回路からの交流電圧を整流する整流器
とを組合せた回路が知られている。
然しなからかかる従来のコンバータは、負荷電流或いは
インバータ回路の直流電源の変動によってその出力電圧
が変動するという欠点を有している，本発明の目的とす
る処は上記従来装置の欠点を除去して、簡易な回路構成
によって一定な出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータを
提供することにある。
インバータ回路の直流電源の変動によってその出力電圧
が変動するという欠点を有している，本発明の目的とす
る処は上記従来装置の欠点を除去して、簡易な回路構成
によって一定な出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータを
提供することにある。
以下本発明の具体的実施例について図面を参照して説明
する。
する。
第１図は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成
を例示するものにして、同図において、１は整流回路、
２は平滑回路、３はパルス幅変調器、４は矩形波発振器
、Ｔｒ１＊Ｔｒ２はトランジスタでトランスＴの一次側
に並列に接続される。
を例示するものにして、同図において、１は整流回路、
２は平滑回路、３はパルス幅変調器、４は矩形波発振器
、Ｔｒ１＊Ｔｒ２はトランジスタでトランスＴの一次側
に並列に接続される。
Ｅは直流電源、Ｓはスイッチング回路である。
該本発明の装置の動作を第１図及び第１図示の回路の各
部波形図である第２図を用いて説明する。
部波形図である第２図を用いて説明する。
時間ｔｏにおいてスイッチング回路Ｓを閉成すると、ト
ランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は交互に導通し、トランスの
二次側には電源Ｆの直流電圧に応じた交番電圧Ｐ１が誘
起される。
ランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は交互に導通し、トランスの
二次側には電源Ｆの直流電圧に応じた交番電圧Ｐ１が誘
起される。
該交番電圧は整流回路１で整流され、平滑回路２で平滑
され、出力電圧Ｖ。
され、出力電圧Ｖ。
が出力端より出力される。次に時間ｔ１においてスイッ
チング回路Ｓが開くと該スイッチング回路Ｓは前記二つ
のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベース回路に接続され
ているので、両トランジスタは導通せず、したがってト
ランスＴの二次側に電圧が誘起されないので、出力電圧
Ｖ０も生じない。
チング回路Ｓが開くと該スイッチング回路Ｓは前記二つ
のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベース回路に接続され
ているので、両トランジスタは導通せず、したがってト
ランスＴの二次側に電圧が誘起されないので、出力電圧
Ｖ０も生じない。
直流出力電圧Ｖ。は第２図示Ｐ２で斤される電圧の平均
値であるからスイッチング回路Ｓを適当な時間間隔で断
続することによ９、所望の直流出力電圧Ｖ。
値であるからスイッチング回路Ｓを適当な時間間隔で断
続することによ９、所望の直流出力電圧Ｖ。
を取り出すことができるものである。
特にパルス幅変調器からのパルス幅比（Ａ／Ｂ）を予め
所望の直流出力電圧が得られるように調定しておき、直
流出力電圧が減少した時はパルス幅比が犬となり、逆の
場合は小となるようにパルス幅変調器の出力を変化させ
れば、常に一定の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータから
得られるのである。
所望の直流出力電圧が得られるように調定しておき、直
流出力電圧が減少した時はパルス幅比が犬となり、逆の
場合は小となるようにパルス幅変調器の出力を変化させ
れば、常に一定の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータから
得られるのである。
第３図は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例
の電気回路接続図を例示するものにして同図において、
Ｄ２〜Ｄ５は整流回路を形成するダイオード、Ｌ，Ｃ１
は平滑回路を構成するインダクタンス並びにキャバシタ
ンス、Ｒ２，Ｒ３は直流出力電圧を分圧する分圧回路、
Ｔは一次巻線ｎ１１二次巻線ｎ２１等から構成されるト
ランス、Ｔｒ１，Ｔｒ２はトランスＴの一次巻線ｎ１１
の両側に並列に接続されるトランジスタ、Ｔｒ３はトラ
ンジスタ、Ｄ１はダイオード，Ｒｌは抵抗でこれらによ
りスイッチング回路を構成し、該回路はトランジスタＴ
ｒｌｔＴｒ２のベース回路中に接続される。
の電気回路接続図を例示するものにして同図において、
Ｄ２〜Ｄ５は整流回路を形成するダイオード、Ｌ，Ｃ１
は平滑回路を構成するインダクタンス並びにキャバシタ
ンス、Ｒ２，Ｒ３は直流出力電圧を分圧する分圧回路、
Ｔは一次巻線ｎ１１二次巻線ｎ２１等から構成されるト
ランス、Ｔｒ１，Ｔｒ２はトランスＴの一次巻線ｎ１１
の両側に並列に接続されるトランジスタ、Ｔｒ３はトラ
ンジスタ、Ｄ１はダイオード，Ｒｌは抵抗でこれらによ
りスイッチング回路を構成し、該回路はトランジスタＴ
ｒｌｔＴｒ２のベース回路中に接続される。
Ｒ４〜Ｒ７は抵抗、Ｃ２〜Ｃ３はコンデンサ、Ｔｒ４〜
Ｔｒ５はトランジスタでこれらにより無安定マルチバイ
ブレーターが構成され、該無安定マルチバイブレーター
の入力回路は抵抗Ｒ２，Ｒ３で構成される分圧回路に接
続される。
Ｔｒ５はトランジスタでこれらにより無安定マルチバイ
ブレーターが構成され、該無安定マルチバイブレーター
の入力回路は抵抗Ｒ２，Ｒ３で構成される分圧回路に接
続される。
Ｒ８，Ｄ６，Ｔｒ６は夫々波形整形回路を構成する抵抗
、ダイオード、トランジスタで前記無安定マルチバイプ
レータの出力端と前記スイッチング回路のベースに接続
される。
、ダイオード、トランジスタで前記無安定マルチバイプ
レータの出力端と前記スイッチング回路のベースに接続
される。
次に上記構成に係る本装置の動作を説明する。
マルチバイブレーターのトランジスタＴｒ４がオンとな
ると、トランジスタＴｒ６はオフとなり、従ってトラン
ジスタＴｒ３はオンとなる。
ると、トランジスタＴｒ６はオフとなり、従ってトラン
ジスタＴｒ３はオンとなる。
ここでトランジスタＴｒ１がオンであるとすると、その
コレクタ巻線に流れ、同時にベース巻線ｎ１２には電圧
が誘起されるので、トランジスタＴｒ１は更に通電方向
にドライブされる。
コレクタ巻線に流れ、同時にベース巻線ｎ１２には電圧
が誘起されるので、トランジスタＴｒ１は更に通電方向
にドライブされる。
コレクタはトランスを介して負荷側に接続されている為
トランジスタＴｒ１はベース巻線ｎ１２正帰還作用によ
って急速に飽和状態になる。
トランジスタＴｒ１はベース巻線ｎ１２正帰還作用によ
って急速に飽和状態になる。
そして一定の電源電圧Ｅがコレクタ巻線ｎ１１の両端に
印加されるので、鉄心磁束は直線的に増加し、ついに鉄
心は飽和するにいたる。
印加されるので、鉄心磁束は直線的に増加し、ついに鉄
心は飽和するにいたる。
トランスＴが飽和するとコレクタ電流は急増し、ベース
巻線ｎ１２によって与えられる駆動電圧によって制限さ
れる値にまで達する。
巻線ｎ１２によって与えられる駆動電圧によって制限さ
れる値にまで達する。
この限界に達するとコレクタ巻線ｎ１１の両端の電圧は
降下しはじめるのでトランジスタＴｒ１はオフ状となり
始める。
降下しはじめるのでトランジスタＴｒ１はオフ状となり
始める。
そうするとトランスＴには前と逆の方向の誘起電圧か生
じて、これに接続されている巻線ｎ１０、ｎ１２には電
圧が誘起され、その結果トランジスタＴｒ２が導通を開
始する。
じて、これに接続されている巻線ｎ１０、ｎ１２には電
圧が誘起され、その結果トランジスタＴｒ２が導通を開
始する。
そしてトランジスタＴｒ２は急速に導通状態となると共
にトランジスタＴｒｌは非導通となる。
にトランジスタＴｒｌは非導通となる。
トランジスタＴｒ２における電流はトランジスタＴｒ１
の場合と同様にして増加し、再びトランスＴが飽和する
。
の場合と同様にして増加し、再びトランスＴが飽和する
。
そうすると逆の方向にスイッチ作用が生じ、トランジス
タＴｒ２は非導通状態となり、トランジスタＴｒ１は逆
に導通状態となり、以後このようなサイクルが繰返され
るこの状態におけるトランスＴの二次巻線に誘起される
電圧波形を第２図示Ｐ１の時間ｔ０−ｔ１に示す。
タＴｒ２は非導通状態となり、トランジスタＴｒ１は逆
に導通状態となり、以後このようなサイクルが繰返され
るこの状態におけるトランスＴの二次巻線に誘起される
電圧波形を第２図示Ｐ１の時間ｔ０−ｔ１に示す。
一定時間後無安定マルチバイブレータのトランジスタＴ
ｒ４がオフとなると、トランジスタＴｒ３もオフとなる
。
ｒ４がオフとなると、トランジスタＴｒ３もオフとなる
。
これにより、該トランジスタＴｒ３はトランジスタＴｒ
１ｐＴｒ２のベース回路中に接続されているので、両ト
ランジスタＴｒ１，Ｔｒ２はどちらも非導通となる。
１ｐＴｒ２のベース回路中に接続されているので、両ト
ランジスタＴｒ１，Ｔｒ２はどちらも非導通となる。
したがってトランスＴの二次巻線ｎ２１には第２図示ｐ
１の時間ｔ１〜ｔ２に示すように何らの電圧も誘起され
ない。
１の時間ｔ１〜ｔ２に示すように何らの電圧も誘起され
ない。
これ以後は無安定マルチバイプレータの出力パルスに応
じてトランジスタＴｒ３がオン・オフを繰り返すことに
より、トランスＴの二次巻線には断続的な電圧が誘起さ
れる。
じてトランジスタＴｒ３がオン・オフを繰り返すことに
より、トランスＴの二次巻線には断続的な電圧が誘起さ
れる。
該第２図示のＰ１で示される波形の出力電圧は整流回路
で整流され（第２図示ｐ２）、平滑回路で平滑されて、
直流出力電圧として出力端Ｖｐより負荷に与えられる。
で整流され（第２図示ｐ２）、平滑回路で平滑されて、
直流出力電圧として出力端Ｖｐより負荷に与えられる。
以上のように該直流出力電圧の直流レベルはトランジス
タＴｒ３により制御されるのである。
タＴｒ３により制御されるのである。
一方予め分圧回路の抵抗比（Ｒ２／Ｒ３）を調定して所
望の直流出力電圧が得られるようなパルス幅比（Ａ／Ｂ
第２図示）が無安定マルチバイプレータから出力される
ようにしておくと、直流出力電圧が低下すると、トラン
ジスタＴｒ３のベース端電位が降下し、トランジスタＴ
ｒ４のコレクタ端、即ち無安定マルチバイブレータから
のパルス幅比（Ａ／Ｂ）は前記設定パルス幅比より犬と
なり、スイッチング回路のトランジスタＴｒ２がオンと
なる時間が長くなり、直流出力電圧は設定直流出力電圧
にいたるまで上昇する。
望の直流出力電圧が得られるようなパルス幅比（Ａ／Ｂ
第２図示）が無安定マルチバイプレータから出力される
ようにしておくと、直流出力電圧が低下すると、トラン
ジスタＴｒ３のベース端電位が降下し、トランジスタＴ
ｒ４のコレクタ端、即ち無安定マルチバイブレータから
のパルス幅比（Ａ／Ｂ）は前記設定パルス幅比より犬と
なり、スイッチング回路のトランジスタＴｒ２がオンと
なる時間が長くなり、直流出力電圧は設定直流出力電圧
にいたるまで上昇する。
また直流出力電圧が所望直流電圧より上昇すると、前記
無安定マルチバイプレータからのパルス幅比（Ａ／Ｂ）
は小となり、スイッチング回路のトランジスタＴｒ３が
オンとなる時間が短くなり、直流出力電圧は設定直流出
力電圧にいたるまで下降する。
無安定マルチバイプレータからのパルス幅比（Ａ／Ｂ）
は小となり、スイッチング回路のトランジスタＴｒ３が
オンとなる時間が短くなり、直流出力電圧は設定直流出
力電圧にいたるまで下降する。
以上のように本発明によれば無安定マルチバイブレータ
のパルス幅が常に設定出力電圧になるように出力電圧に
応じて変化するので、出力電圧の一定なＤＣ−ＤＣコン
バータを得ることができるばかりでなく、制御手段とし
て構成の簡単な無安定マルチバイブレータを用いたので
、構成の簡単なＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ
るものである。
のパルス幅が常に設定出力電圧になるように出力電圧に
応じて変化するので、出力電圧の一定なＤＣ−ＤＣコン
バータを得ることができるばかりでなく、制御手段とし
て構成の簡単な無安定マルチバイブレータを用いたので
、構成の簡単なＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ
るものである。
第１図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成図、
第２図は第１図の回路の各部波形図、第３図は本発明に
係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の電気回路接続図、 Ｔｒ１〜Ｔｒ５・・・・・・トランジスタ、Ｔ・・・・
・・トランス、Ｄ２〜Ｄ５・・・・・・ダイオード、Ｒ
２〜Ｒ７・・・・・・抵抗。
第２図は第１図の回路の各部波形図、第３図は本発明に
係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の電気回路接続図、 Ｔｒ１〜Ｔｒ５・・・・・・トランジスタ、Ｔ・・・・
・・トランス、Ｄ２〜Ｄ５・・・・・・ダイオード、Ｒ
２〜Ｒ７・・・・・・抵抗。
Claims (1)
- １ 直流電源出力を昇圧するローヤ−回路と、該昇圧電
圧を整流する整流手段とを有するＤＣ−ＤＣコンバータ
において、前記整流手段出力を検出する手段と、該検出
手段出力に応じて発振周波数が制御される無安定マルチ
バイブレータと、該無安定マルチバイブレータ出力に応
じて前記ローヤー回路を断続的に駆動するスイッチング
手段とを設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP48056611A JPS585586B2 (ja) | 1973-05-21 | 1973-05-21 | Ｄｃ−ｄｃ コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP48056611A JPS585586B2 (ja) | 1973-05-21 | 1973-05-21 | Ｄｃ−ｄｃ コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS507020A JPS507020A (ja) | 1975-01-24 |
| JPS585586B2 true JPS585586B2 (ja) | 1983-01-31 |
Family
ID=13032028
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP48056611A Expired JPS585586B2 (ja) | 1973-05-21 | 1973-05-21 | Ｄｃ−ｄｃ コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS585586B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52111860A (en) * | 1976-03-17 | 1977-09-19 | Inoue Japax Res | Brazing material |
| JPH0445332Y2 (ja) * | 1980-01-31 | 1992-10-26 | ||
| JPH02307361A (ja) * | 1989-05-19 | 1990-12-20 | Elco Co Ltd | スイッチングレギュレータ |
-
1973
- 1973-05-21 JP JP48056611A patent/JPS585586B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS507020A (ja) | 1975-01-24 |
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