JPS5847356A - サンプル値デ−タ処理方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、サンプル値データ処理方式に関し、特に処理
装置の構成規榛を任意に拡張または縮小が可能なサンプ
ル値動作式によるデータ処理方式に関するものである。

音声電話回線を用−て７アタシミリ通信あるいはデータ
通信略を行う場合、音声電話回線に轄周波数制限が存在
し、かつ周波数オフ七ツシやレベル変動等の妨害が存在
する。したがって、音声電話回線を介して符号伝堺を行
うとも、これらの妨害を避けるためには、通常、変復調
器によって音声周波数に変換してａｍに送出した後、受
信した信号を元の符号に変換している。　しかし、上記
のような妨害の少ない広帯域の伝送媒体を用いて符号伝
送を行う場合に社、一般にベースバンド伝送方式が用い
られる。

Ｗ号伝送を行う場合、その他にも、伝送媒体の振幅、遅
延、および位相特性の影響があり、特に位相特性は伝送
ルート変化による影響を受は易くし、かつクーツタ・タ
イミングおよび装置の調整等において困ｌＩな問題を与
える・　これらの問題を！ｌＦ１’ｌｌするために亀、
変復調回路を用−ることが適当である。

しかし、広帯域高速伝送を行わせる場合において、変復
１ｌＷｉ路を構成するには、従来よ）物理的な手段によ
って実現化されており、その構成規模につ−ては試行錯
誤的な方法で設計されて≠る場金が多い、もし、弾力的
な構成法（アーキテクチヤ）があれば、基本構成のバラ
メータによる変化とその拡張を、初期投資が少く、かつ
融通性を亀って適用することが可能とな〉、低コストの
方法を見出すことができるのであるが、実際には物理的
な変復調回路ではこのような特徴祉持って％Ｐな≠・ 本発明の目的は、このような従来の欠点を除夫するため
、構成規模を大きく蛮えることができるような弾力的な
構成法を与え、かつ物理的手段を用いてデータ処理機能
を実現できるサンプル値データ処理方式を提供するヒと
にある。

本発明のサンプル値データ処理方式は、動作式における
時間変数にサンプリング時刻を代入して得られるサンプ
ル値動作式を演算する回路を有し、このサンプル値動作
式のＳ別状線数、処理ビット数、および最適化動作式の
処理段数を変えて、所定の８７Ｎ対談ピツＦ率を得るよ
うにしたことを特徴として−る・ 以下、データ処理装置の一例として、変復調機能を有す
る処理装置につ−て説明する。

変復調機能を数式処理によって実現する装置においては
、変調状態、処理ピッ）数、および自動補償回路の段数
を変えることによって構成規模を変化させることが可能
である（本発明と同日付けの特許出願「変復調方式」を
参照）０ 変調状態、処理ピッ）数の配分、および自動補償回路の
段数に特定の条件を付加した一場合の構成法について述
べる・ 音声電話■線用の変復１１回路の構成規模を、上記の要
因から推定する。この設計例では、部品構成を決定する
第１の要因を演算時間とし、演算素子の基本構成である
加算器としては、タリデイカ慶・パス４本を用−たキャ
リティ・ルツタアへ声。

Ｙ形の並列回路を使用するものとする。　ＭＯＢ形素子
の処理遅延時間を６Ｏｎｇとすると、ピッ）数８の演算
時間は、８０Ｘ４Ｘ（８（乗算用）＋１（加算用））−
２，６（μｓ〕である。オーバラップ処理を用−たため
、最も処理ステップの多−自動等什器によって全体の処
理時間が宇まることになる・　≠１）ランスパーサル・
フィルタのタップ数を１９とし、処理ターツタの相数を
６とすると、全演算時間は次の値となる。

２．６Ｘ１９Ｘ６”＝３００（Ｐ８　）　　　・・・　
ωそして、この場合の構成規模の予想は、第１図のよう
に、咬ｇ＠路は、乗算・加算素子４、ディジタル・フィ
ルタ１−！イタ田プ豐七ツナ２、シフ）レジスタ２、Ｒ
ＯＭ４の構成に１に！１、復調回路は乗算・加算素子４
、ディジタル・フィルタ３、！イタロブ四セッサ４、シ
フ）レジスタ８、ＲＯＭ６の構成となる。

以上のよりなも１成法によって、２．４にボー、２５６
状態とすれば、伝送速度社１９．２　Ｋｂ／８となる。

　さらに、広帯域高速伝送を行うために社、ＭＯａ形素
子略の低速素子を〒ＴＬ等の高速素子にＩ！き替えるこ
とによって約１０倍の高速化が可能である。　使用条件
によっては、送受信フィルタのｍ分を線形アナログ・フ
ィルタで構成することが効率的であ抄、さらに変調状ａ
数を滅多さ普ることが、回路内の許容雑音を増大させる
ことにな−、高速化が可能となる。

先ず、送受信−フィルタの部分を、線形アナログ・フィ
ルタにするという条件を用いない場合につ−て述べる。

変調ベクトル１１ｋ　　のベクトル平面における配置は
、受信側において自動等化器の出力信号であるｘ　（ｈ
’ｒ、）　　ｅ’ｔ　（＊ｒ、＞からａｋ　　を判定す
る場合におψて、識別余裕ができるだ砂大きくなるよう
に、９１９Ｂ／Ｎ対誤ビツト率が最屯小さくなるように
行われる。　なお、上記ｘ（ｋ’ｒ、）。

Ｙ（ｋ’ｉ’、）については、上記特許出願「変復調方
式」を参照されたい。

受信側では、変調ベタシシの判定領域に関するデータを
判定Ｍ数表として１０）［に記録しておく必要がある・
　このｉＬＯＭの入力信号は、Ｘ（ｋ〒、）とＹ（ｋ’
ｆ’、）であって、これらの信号を表現するビット数Ｎ
、によシ上記の変調ベクトル平面における判定領域の画
素数が定められる。この画素数が多いほどｓ　′）ｔ　
抄ピッ）　＠　Ｎ、　　が多−糟ど、談ビット率社理論
値に近くなる。しかし、ビット数Ｎ、が多いときは、そ
のビット数Ｎ、のうちに無駄な値が含まれる０　変調ベ
クトル１１ｋ　　のと）　　′得る離散値の数Ｎ、が少
くなるにしたがって、判定領域の画素の面積を大きくと
ることができるＯここで、判定領域の画素数の概略値を
求める。

先ず、ペタシル平面全体の画素数け、次式で求められる
・ ２　”　Ｘ　２　Ｎ′　　　　　　　　・・・　■これ
らの画素は、Ｎ！１　個の変調ペタトルの離散値それぞ
れに配分された判定領域にａｌｌり当てられる。　判定
領域当９の画素数Ｎ、け、次の値となる・ Ｎ。

仁のとき、判定領域における験別余裕社、■１だけ減少
している。　これけＳ　Ｓ／Ｘ対談ピッ）率特性を８／
Ｎの悪一方向に移動させることになる。　この移動量、
つまり劣化量りは次式で表わされる。

Ｄ−２０ｊａｇ（１→ｌ／Ｎ、）　　　−−−１４１司
定領域をどのような形にするかけ、設計法によってｉｌ
＆なるが、上記のことは大局的な意味でどの場合にも適
用できる。

いま、変調状態数が４、つまりＮ１−４であるとし、ま
た劣化量りを１ｔｌｌ程度許容することにすれげ、Ｎ、
−８となる。　そして、このときピッ）数Ｎ、−２，５
になる。　また、仁の場合、判定関数表の入力信号Ｘ、
Ｙの処理ビット数を、３ビツトにするのが適当である。

　判定領域の画素数を少春くとれば、変復調機能の処理
ピッ）数を゛多くとっても無駄になる。一方、処理ビッ
ト数を少くとれば、量子化雑音が生ずる。　判定領域を
Ｎ３個の画素に分割したことによる劣化値りは、量子化
雑音の許容値となる。この許容値であるＤを、変調器と
復調器に等しく配分する。ここで、復調器の判定［ｋ表
の各点の状態を作るのに必要な条件を、変調器の出力点
において考えると、この条件けやは抄ベクトル平面上に
分布する各点で表わされる０　このベクトル平面におけ
る判定領域の画素数をＮ′、とテると、Ｎ′、の許容値
は次のようになる・ ２　０　　ｌｏｇ　　（１＋　　ｌ／Ｎ−）　　ｍｐ　
／　２・°・４シ、２Ｎ、　　　　　　　　　　　・・
・　　（ハ）したがって、上の例では、判定関数表の処
理ビット数を３とすると、変調側処理ピット数は番とな
る。　同じように、復調側処理ビット数ＮＳ　　ｃ４に
なる。　このように、量子化雑音が許容されている状況
において、自動等北国のタップ数を増減しても、これに
よる８／Ｎ対課ピッ）率の劣化が殆んど起らないような
タップ数の範囲がある。

タップ数を減少したことによって生ずる雑音の許容値８
／Ｎは、次式で与えられる。

８／Ｎ−２０ｌｏｇ　＜１ｉＮＨ）＜ｅｓ例えば、Ｎ５
−１６　　としたときの許容値８７Ｍに達する自動等北
国タップ減少量を上述の例により考える。　タップ数は
、伝送路の単位応答波形において、主応答に前後するエ
コーの続く長さに比例する。　単位応答波形の主応答の
１／４のエコーまで許容することにすれば、復調側処理
ピッ）　ＷｋＮＳ　−１ａ　　としたときの許容量に達
することになる。このときのタップ数は、９程度となる
。

以上のような簡略化によって、変調速度を上記の音声電
話回線の場合の４倍程度にすることが可能となる・　自
動等化器のタップ数が少なければ一上記音声電話回線の
場合のようにタップ処理を時分割多重処理によって共通
化する必要はなく、変調速度を制限する要因ではなくな
る。この場合には、自動等北国以外のフィルタ処理が変
調連序を制限する。

次に、送受信フィルタの部分を、線形アナログ・フィル
タとする場合の構成について述べる〇第２図は、本発明
の実施例を示す変復調器のブロック図である。

第２図において、ＭＯＤの部分は変調動作式を実現して
ｆ　（ｔ）を作り、分１Ｉｌｆｉ回路Ｄ１１　　を通し
てケーブル等の伝送髭体に送信する■路であり、ＤＢＭ
の部分は分離回路Ｄｌ　＆通してケーブルから受信され
る信号Ｒ（ｔ）からｘ　（ｔ）　、　ｙ　（ｔ）を検出
してＩＬ　ｋｒ　ｂ　ｋを復元する■路である。　また
、’ｆ’ＦＭの部分は端末装置であり、端子Ｓは端末装
置の送信端子、端子ＲＦｉ受信端子に対応し、端子Ｔは
ビット・りロック端子に対応する。

ｆｆ１２図の変調回路ＭＯＤにお−て、８　Ｄ、　　け
端子ｃ、ｓにそれぞれデ送波ｅ　ｏ　ｓ　ＷＯｔ　、　
ｓ　ｉ　ｎ　ｖｏｔを作るサンプル値データ系であり１
その出力側に■印で示すアナログ・パイ・ディジタル乗
算器によ抄低域通過フィルタＳ　Ｌ、＃　８　Ｌ、　　
の出力に得られるＡ（ｔ）＊　、　Ｂ（ｔ）と乗算し、
結果の差を■−なる差動増ｔｅａによって求め、分離回
路馬　に入力してｒ　（ｔ）を送信する。仁こで、Ａ（
ｔ）　＊　Ｂ（ｔ）なる信号は、低域通過フィルタＳ　
Ｌｌ、　８　Ｌ、　　と、その入力信号ａｋ＃ｂｋ　に
よって作られる本のであるが、７（Ａｉ８Ｌ、１８Ｌ、
　　の単位応答はＡ（ｔ）　、　Ｂ（ｔ）ノ式のＰ　（
ｔ）ではない◎　なお、Ｐ（ｔ）はインパルス応答であ
って、実現不可能であシ％　＆＊ｅ　ｋｋ　に対応すル
Ｓ　Ｌ１＊　８　Ｌｌ　　ノ入力信号は、その値が’ｋ
”ｋ矩 であって時間長が変調エレメント長に等しい＠形簀巨 うに設計される。　無形波＆　＊　ｅ　ｂ　＊　　け、
２つのディジタル・アナログ変換器ＤＡによって作られ
、さらに変換器Ｄムの入力は次の動作によって得られる
。　すなわち、端子Ｓから得られる送信データ・ビット
をシフ）・レジスタ８Ｉｆにビット・クロツタφ８　に
よって順次入力する一方、φ、の整数倍周波数の変調エ
レメント・り０′：・りφ、によってシフト・レジスタ
８’Ｈの内容によりアドレス信号を作ｂＳ読取専用メモ
リＭＸによる索表処理を行う。　読取専用メモリＭＸで
社、一時結果を保持し、ビット・クリックφ、よりも位
相の遅れたターツタφ；　により変換器ＤＡに転送する
と、変換Ｉ３Ｄムでは次の？レックφ−が出現するまで
これを保持する〇 第２図の復調回路Ｄ］［ＣＭにおいて、サンプル値デー
タ系１’ｌＤ、　　はその出力端子Ｃ９Ｓに復調搬送波
！作り、出力側にｖｌ！されている■印のアナログ・パ
イ・ディジタル乗算器により次の信号を作る０ Ｒ（ｔ）ａｏａｖ、ｔ、Ｒ（ｔ）ｍｉｎｘ、ｔ　　　　
…　■そして、゛低域通過フィルタＲＬ、ＩＲＬ、　　
によってｘ（’）　ｅ　ｙ　（ｔ）が作られ、その出力
はアナログ・ディジタル変換器ＡＤによりｘ　（ｔ）　
ｅ　ｙ　（’）が皿子化されて、サンプル値データＪ　
８　Ｄ、　　に入力される。

データ系ＳＤ、　　では、ｘ（ｔ）　＊　ｙ　（ｔ）に
対する後述の処理を行うとともに、ｚ　（ｔ）　ｅ　ｙ
　（ｔ）がｔ　−ｋ　’ｌ’＋Δでサンプリングされる
七きのタイミングΔを検出する処理を行うことによって
、タイセンダ情報を端子〒に与え、これを変換ＣＤムで
アナリグ信号に変換して電圧制御発振器ｖｏｏの周波数
を制御する。　なお、端末装置〒ＩＩＭにおけるスイッ
チＴは、端末装置ＴＥＮの動作り田ツクを送信側に同期
させるか、受信側に同期させるかによって、切替えられ
ろ。

第３図は、２２図にお叶るターツタφ０．φ１．φ−１
φ、のタイム・チャートである。

基本クロックφ１　を亀とにして、≠１φ１．φ−の順
序で連れ時間をもっている。

第４図は、第２図にお叶るサンプル値データ系（Ｓ　Ｄ
、　）の詳絹プロッタ図である。

第４図において、端子ＲＬｌ　＠　ＲＩａＢ社第２図に
示す変換器ＡＤを通して低域通過フィルタＲＬ、、ＩＬ
Ｌ３　　の出力に接続される。また、Ｓけ自動等化、ト
ランスバーサル・フィルタ、自動位相制御、および変調
符号再生等の処理をｘ　（ｔ）　ｔ　ｙ　（ｔ）に対し
て行う１のであり、ＣＩｒはタイミング情報の検出等を
行う部分である。

これらの処理回路Ｓ、Ｏ’ｌ”のクロックは、変調エレ
メントと同じ間隔をもち、タロツク回路ＯＬの！端子か
ら得られ、その他のＰ細動作用クロックはり田フク回路
ＯＬのその他の端子〒／Ｎかも得られる。

搬送波発生回路ＯＡにおけるＢＯは、ｊ　ｏ　ｇＢ　Ｎ
段からなるパイナサ・カウンタであり、〒／Ｎり四ツタ
がＮＩ′Ｊ！ｉＩ達するごとに０に復帰する。

ｔた、ＲＯＭは読取専用メモリであり、Ｔ／Ｎクリック
がＮ個到達するごとに１周期の余弦・正弦波が得られる
ように記録されている。

次に、第２図、第４図の回路動作を高速化す°るために
１．演算素子として処理遅延時−１が４ｎ８の〒〒Ｌ素
子を使用する場合を考える。　このとき、フィルタ社了
すｐグ形となっているため速度を制限することにはなら
ず、トランスパーサル・フィルタによって速度が制限さ
れる。　そこで、）テンスパーサル・フィルタの各タッ
プごとの処［１、時分割多重に共通制御することなく、
並列処理を行うことにすれば、その処ｊＩＩは１６０１
８程炭で完了する。　この場合の処理速度の限界は、三
角関数表であるＲＯＭのアクセス速度によって定まる。

　ＲＯＭのアクセス速度は４５１１１１！Ｉ程度である
ため、搬送波を発生するとき、その１周期に２■のサン
プリングを行うことにすると、約１０Ｍ−〇Ｈ□　の紹
送波を発生することが可能になる。

この場合、変１１速度けｊＭＧボーとなる。

演算素子の処理遅延時間を２ｎ８とした場合には、変ｉ
ｌ！速度け１０ＭＧ＆−程度まで可能である。

以上説明したように、本発明によれば、サンプＡ／４’
ｆ動作式を演算して変復調機能等の各機能を実現する回
路において、変調状［＝１の識別状態数、処理ビット数
、および自動補償回路等の最適化動作式の処理段数を、
それぞれ変更することによ抄、識別余裕がある一定の大
きさになるように、つま染Ｓ／Ｎ対誤ビット車がある値
以下になるようにＶ：定するので、低コストで処理回路
を構成でき、ｎ成規模や処理速度の変更に融通性を持た
せることができろ。

【図面の簡単な説明】

第１図はサンプル値データ処理回路の搗成規模の予想図
、第２図は本発明の実施例を示す変復調器のプルツク図
、第３図は第２図におけるクロックのタイム・チャート
、第４図はｔｓ２図におけるサンプル値データ系の詳細
プリッタ図である。 ＳＤ工、ＳＤ、：サンプル値データ系、０１．：クロツ
ク回路、Ｓ　Ｌ、　８　Ｌ、：低域血過′フィルタ、Ｄ
Ａ；ディジタル・アナロダ変換器、ＴＥＭｉ端末装置、
ＡＤＩアナログ・ディジタル変換器、ＭＸ？読取専用メ
モリ、ＳＵニジ７ト・レジスタ。 第４図 ＲＩ、１ＲＬ２

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 動作式における時間変数に、サンプリング時刻を代入し
   て得られるサンプル値動作式を、各サンプリング時刻で
   演算することにより、所定の機能を遂行する処理回路を
   設け、上記サンプリング時刻に対応する識別状ｍ数、上
   記処理闘数の処理ピッＦ数、および上記動作式の処理段
   数をそれぞれ変更して、あらかじめ定められた値以下の
   ８７Ｎ對娯ビツト率を得るようにした仁とを特壷とする
   サンプル値データ処理方式。