JPS5836235Y2

JPS5836235Y2 - スイツチング制御型電源回路

Info

Publication number: JPS5836235Y2
Application number: JP1978059803U
Authority: JP
Inventors: 茂行吉川; 英昭南口
Original assignee: 三洋電機株式会社
Priority date: 1978-04-28
Filing date: 1978-04-28
Publication date: 1983-08-15
Also published as: JPS54160557U

Description

【考案の詳細な説明】本考案はスイッチング制御型電源回路の改良に関し、特
に直流入力をスイッチングするスイッチングトランジス
タが始動時に安定した動作を行うようにしたものである
。

以下、本考案の詳細を図面に基づいて説明する。

第１図は本考案スイツング制御型電源回路の一実施例を
示し、１は商用交流電源、２は整流用ダイオード、３は
平滑用コンデンサ、４はコンバータトランス、６はスイ
ッチングトランジスタ、７は共振用コンデ゛ンサ、８，
９は第１．第２スイツチングダイオード、１０．１１は
それぞれ平滑用のチョークコイルとコンテ゛ンサ、１２
は直流出力端子、１３は外部から供給される＋Ｖｃｃを
直流動作電源とし、上記出力端子１２に現われる出力電
圧■。

の変動に応じて前記スイッチングトランジスタ６のオン
、オフのデユーティサイクルを制御するスイッチング制
御回路である。

前記制御回路１３は、外部からのスイッチングパルスＰ
が印加される端子１４と、誤差検出用トランジスタ１５
と、基準電圧用のツェナーダイオード１６及びそのバイ
アス用の抵抗１７とコンデンサ１８と、前記出力電圧■
。

の分圧抵抗１９．１９’、１９“と、微分用コンデンサ
２０と、このコンデンサと前記トランジスタ１５のコレ
クタ抵抗２１を含むコレクタ・エミッタ間インピーダン
ス及びバイアス抵抗２２゜２３を含むベース入力インピ
ーダンスから構成される微分回路によって上記パルスＰ
が微分されて印加されるパルス幅変換用トランジスタ２
４と、本考案で特徴とする抵抗とコンデンサからなる時
定数回路２５と、ドライブトランジスタ２６及びそのベ
ース電流のスピードアップ回路２７と、ドライブトラン
ス２８及びその直流阻止用コンデンサ２９等を備えてい
る。

なお、３０はドライブトランジスタ２６のコレクタ電流
制限用抵抗、３１は直流分のみを通過させる高周波チョ
ークコイルである。

本考案スイッチング制御型電源回路の一実施例は以上の
如き構成となっており、その基本動作は第２図の動作波
形から判るように、スイッチングトランジスタ６がオフ
期間Ｔ、の時に共振コンテ゛ンサ７とコンバータトラン
ス４の１次側のインダクタンスとで共振動作（共振期間
：Ｔｒ）を行い、且つ、その共振動作の後半の÷サイク
ルでは第１．第２スイッチングダイオード８，９が共に
オンとなって共振動作を抑止（ダンパ期間：Ｔｄ）する
ようになっている。

そして、出力端子１２の直流出力電圧Ｖｏが上昇した場
合には、誤差検出用トランジスタ１５のコレクタ・エミ
ッタ間インピーダンスが小さくなるため、前述した微分
回路の時定数が小さくなり、これによってパルス幅変換
用トランジスタ２４のベース電圧Ｖｂｌの波形“が第２
図の破線のようになるため、ドライブトランジスタ２６
及びスイッチングトランジスタ６の各部の波形も第２図
の破線のように変化し、結果的にスイッチングトランジ
スタ６のオン期間Ｔ。

を狭くして前記出力電圧Ｖｏを低下せしめるよう定電圧
制御するものである。

その際、前記トランジスタ１５のコレクタ・エミッタ間
インピーダンスの減少はトランジスタ２４のベース直流
電位を低下させることになり、このベース電位の低下も
スイッチングトランジスタ６のオン期間Ｔ。

を狭くする方向に作用することになる。

なお、このような第１図の電源回路の基本的動作の詳細
は本考案の要旨に直接関係しないので、これ以上の説明
は省略するが、第２図の動作波形から容易に理解される
であろう。

さて、斯るスイッチング制御型電源回路に於いて、時定
数回路２５が設けられていない場合を考えると、外部電
源＋Ｖｃｃの投入直後の始動時には直流出力電圧■。

は略零であるため、誤差検出用トランジスタ１５のコレ
クタ・エミッタ間インピーダンスは大きくなっており、
従って、第２図から判るように、この時、スイッチング
トランジスタ６のオン期間Ｔ。

即ちそのベース電流Ｉｂ３の時間幅ががなり広い状態か
らスイッチングを始めることになる。

そして、このスイッチングトランジスタ６のベース電源
Ｉｂ３の時間幅が広くなると、そのＩｂ３のピーク値（
振幅）が小さくなるが、その際、ドライブトランジスタ
２６に前述の＋ＶＣＣの如き比較的低い直流動作電圧が
使用されているような場合には、このドライブトランジ
スタ２６のオフ時とコレクタ電圧従ってスイッチングト
ランジスタ６の上記ベース電流Ｉｂ３は元々充分大きく
設定しておくことができないので、前述の始動時にはス
イッチングトランジスタ６がドライブ不足となって充分
にオンしないことになる。

このことは、特に電源人力■１が高くなった場合の定電
圧制御範囲を広く設定するために、定常状態でのオン期
間Ｔ。

を予めかなり大きく選定している場合に特に問題となる
。

そして、このようにスイッチングトランジスタ６がドラ
イブ不足になることは、このトランジスタがその安定動
作ＡＳＯ領域からはみ出して破壊される虞れがあること
を意味し、従って、これを避けるためにはＡＳＯ領域の
広い高価なスイッチングトランジスタを使用しなければ
ならなかった。

然るに、本考案はこのような欠点を解消するものであり
、その特徴とするところはスイッチング制御回路にスイ
ッチングパルスの繰り返し周期より充分大きな時定数を
もつ時定数回路を接続し、この時定数回路が電源始動時
にのみ使用するようになし、それによってスイッチング
トランジスタが始動時にオン期間の比較的狭い状態から
スイッチングを開始するようにした点である。

即ち、第１図の実施例に於いて、時定数回路２５を設け
ると、電源＋Ｖｃｃの投入直後はその時定数回路２５に
充電電流が流れるので、その充電電流が流れる期間では
パルス幅変換用トランジスタ２４のベース直流電位が下
ることになり、従って、そのベース電圧Ｖ５□の波形は
第２図の一点鎖線のようになり、その結果、スイッチン
グトランジスタ６のベース電流Ｉｂ３の時間幅は時定数
回路２５を設けない場合よりも一点鎖線のように狭くな
り、従って、そのＩｂ３のピーク値が大きくなる。

即ち時定数回路２５を設けた場合はスイッチングトラン
ジスタ６はそのオン期間Ｔｎが比較的狭い状態即ちその
ベース電流Ｉｂ３のピーク値が大きい状態からドライブ
されることになるので、そのドライブが確実に行なわれ
ることになる。

なお、その際、時定数回路２５の抵抗によってスイッチ
ングパルスＰに対する微分時定数も小さくなるので、第
２図のＶｂｔの傾斜も若干変化することになる。

このようにして第１図の回路が始動され、その後、時定
数回路２５の充電が完了されると、その後はこの時定数
回路２５の時定数がスイッチングパルスＰの繰り返し周
期即ちトランジスタ２４のオン、オフの繰り返し周期よ
りも大に選定されているので、始動後は時定数回路２５
のコンテ゛ンサが放電することはなく、従って、この回
路２５の抵抗はトランジスタ２４のベースから直流的に
切離されていることになり、定常状態ではこれが設けら
れていない場合と同一の動作を行うことになる。

このように第１図の回路ではパルス幅変換用トランジス
タ２４のベースと接地点との間に抵抗とコンデ゛ンサか
らなる時定数回路２５を設けることによって、始動時に
おける上記パルス幅変換用トランジスタ２４の直流動作
レベルを変化させ、それによってスイッチングトランジ
スタ６が始動時に確実にドライブされるようにしている
ので、そのスイッチングトランジスタ６のコレクタピー
ク電圧Ｖ。

ｐ対コレクタピーク電流■。ｐ特性は第３図の曲線ＩＩ
のようになって、時定数回路２５を設けない場合（同図
の曲線■）のようにＡＳＯ領域からはみ出すことがなく
、従って、スイッチングトランジスタ６が破壊される虞
れがなくなる。

また、スイッチングトランジスタ６のスイッチングがそ
のオン期間Ｔｎの比較的狭い状態から開始されることは
、電源回路が定常状態となるまでの立上り特性が第４図
の曲線ＩＩのようになって時定数回路２５を設けない場
合（同図の曲線■）よりも緩慢になることを意味するが
、このことは第１図の回路を例えばテレビジョン受像機
等の電源回路に使用した場合には、電源スィッチの投入
後に水平出力回路等の動作が徐々に立ち上ることになる
ので、画面にラスタが急激に現われるのを防止すること
ができることになる。

なお、これまでの説明は第１図の実施例に対して行なっ
たが、本考案の他の実施例は第５図に示されている。

即ち、第５図の実施例はパルス幅変換用トランジスタに
ＮＰＮ）ランラスタを使用して時定数回路２５をそのベ
ースと電源＋Ｖｃｃの間に接続している他に、共振用コ
ンテ゛ンサ７をコンバータトランス４の二次側に設けた
点が第１図の実施例と異なっているが、その他の部分及
びその動作についてはこの両実施例は略同様であるので
その対応部分には同一図番を採用して説明を省略するこ
とにする。

更に、上記両実施例ではスイッチングトランジスタがオ
フの時に共振用コンデンサとコンバータトランスとで共
振動作を行うようにしているが、特にこのようにする必
要がないのは勿論である。

以上の如く、本考案のスイッチング制御型電源回路に依
れば、パルス幅変換用トランジスタのベースに接続した
時定数回路が電源回路の始動時にのみ作用して上記トラ
ンジスタの動作レベルを変化させ、それによってスイッ
チングトランジスタが、そのオン期間の比較的狭い状態
からスイッチングを開始するようにしているので、上記
スイッチングトランジスタが始動時にドライブ不足とな
って破壊される等の虞れがなく、従って、ＡＳＯ領域の
比較的狭い安価なスイッチングトランジスタを使用でき
有効なものである。

また、本考案に依ればスイッチング制御型電源の始動時
から定常状態までの立上り特性を緩慢にすることができ
るので、テレビジョン受優機等の電源回路として使用し
た場合に、電源投入後のラスタの不自然な過渡現象を防
止でき好適である。

更に、本考案では電源スィッチに連動するスイッチ等に
よって前記動作レベルの始動時の切換を行なうものでな
いから、電源回路を起動時から定常状態に極めてスムー
スに自動的に移行させることができ、しかも、そのため
に別途必要とする部品も抵抗とコンデンサだけでよいか
ら、コストアップとならないと言う利点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例を示す回路図、第２図はその
各部の動作波形を示す図、第３図は第１図の回路のスイ
ッチングトランジスタのＶＣ。Ｉｃｐ特性を示す図、第４図は第１図の回路の立上り
特性を示す図、第５図は本考案の他の実施例を示す回路
図である。６・・・・・・スイッチングトランジスタ、１３・・・
・・・制御回路、１５・・・・・・誤差検出用トランジ
スタ、２４・・・・・・パルス変換用トランジスタ、２
６・・・・・・ドライブトランジスタ、２０・・・・・
・微分用コンデンサ、２５・・・・・・時定数回路。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

直流入力をスイッチング素子により一定周期で断続せし
め、そのスイッチング素子の出力側に現われるパルス電
圧を平滑して直流出力電圧を得るようにした電源回路に
於いて、一定周期の繰り返しパルスがコンデンサを介し
てベースに印加されるパルス幅変換用トランジスタと、
このトランジスタのベースと所定電位点との間に接続さ
れ前記直流出力電圧の変動に応じて可変インピーダンス
素子として作用し前記コンテ゛ンサと相俟って前記パル
スの微分回路を構成する誤差検出用トランジスタと、前
記パルス幅変換用トランジスタからの出力パルスに応じ
て前記スイッチング素子をオン、オフさせるドライブト
ランジスタと、前記パルス幅変換用トランジスタのベー
スと所定電位点との間に接続された抵抗とコンデンサの
直列接続からなり前記繰り返しパルスの周期よりも大な
る時定数の時定数回路とを備え、前記時定数回路により
前記直流入力の投入時に前記パルス幅変換用トランジス
タの動作レベルを変化させ、それによって前記スイッチ
ング素子の始動時のオン期間を短縮せしめるようにした
事を特徴とするスイッチング制御型電源回路。