JPS58219408A - Nonlinear operation circuit - Google Patents

Nonlinear operation circuit

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JPS58219408A
JPS58219408A JP57102247A JP10224782A JPS58219408A JP S58219408 A JPS58219408 A JP S58219408A JP 57102247 A JP57102247 A JP 57102247A JP 10224782 A JP10224782 A JP 10224782A JP S58219408 A JPS58219408 A JP S58219408A
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quadratic function
input signal
nonlinear
circuit
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Abstract

PURPOSE:To obtain a higher order function signal of an input signal inexpensively and simply, by selecting the time constant of a resistor and capacitor, which constitute a smoothing circuit, so that the time constant is made larger than the period of a triangular wave. CONSTITUTION:An operational amplifier 4, which obtains the difference signal between an input signal Vin that is applied to an input terminal and a triangular wave that is the output of a triangular wave generator 2, and a smoothing circuit, which obtains a DC from an output signal Vout from the operation amplifier 4, are provided in a nonlinear operation circuit. The time constant C.R7 of a resistor R7 and a capacitor C constituting the smoothing circuit is made larger than a period T of the triangular wave. In this constitution, a higher order function signal of the input signal Vin can be obtained inexpensively and simply without using an expensive IC multiplier.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、熱電対などの非直線誤差の補正を行うのに好
適な入力信号と出力信号との間に非直線関係をもたらす
非直線演算回路に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a nonlinear arithmetic circuit that provides a nonlinear relationship between an input signal and an output signal suitable for correcting nonlinear errors of thermocouples and the like.

一般に、プロセス計測制御においては、非直線信号を直
線化したり、逆に直線信号を非直線化する必要がしばし
ばある。このような場合、非直線演算回路が用いられる
Generally, in process measurement control, it is often necessary to linearize a non-linear signal or, conversely, to non-linearize a linear signal. In such cases, non-linear calculation circuits are used.

従来、入力信号の二次関数信号を得るには、対数増幅器
あるいは差動増幅器を使った乗算器が用いられていたが
、回路が複雑で特性のよくそろったトランジスタペアが
必要とされ、安定な動作を保証するのが困難であった。
Conventionally, multipliers using logarithmic amplifiers or differential amplifiers have been used to obtain quadratic function signals of input signals, but the circuits are complex and require transistor pairs with well-matched characteristics, making stable It was difficult to guarantee operation.

そこで現在では、モノリシックIC化された乗算器が市
販されており、乗算器というとほとんどこのIC乗算器
に頼っている。しかし、このIC乗算器は高価でおると
いう欠点があった。
Therefore, monolithic IC multipliers are now commercially available, and most multipliers rely on these IC multipliers. However, this IC multiplier has the drawback of being expensive.

一方、さらに高次関数信号を発生可能な非直線演算回路
を実現する方法としては、複数の折線近似による方法と
、高次の関数近似による方法がある。
On the other hand, methods for realizing a non-linear arithmetic circuit capable of generating higher-order function signals include a method using a plurality of broken line approximations and a method using higher-order function approximation.

前者の方法で高精度を得るためには、折線の数を増やし
、折点とその勾配の調整を各折線ごとに必要とし、は欧
はだ面倒である。また後者の方法としては、乗算器f、
複数個用いた三次関数近似のものが提案されているが、
回路構成が複雑かつ高価となる欠点があった。
In order to obtain high precision with the former method, it is necessary to increase the number of broken lines and adjust the breaking point and its slope for each broken line, which is extremely troublesome. Moreover, as for the latter method, the multiplier f,
A cubic function approximation using multiple units has been proposed, but
The disadvantage is that the circuit configuration is complicated and expensive.

本発明の目的は、高価なIC乗算器を使わずに安価に簡
単に人力信号の高次関数信号を得る非直線演算回路を提
供することにある。
An object of the present invention is to provide a nonlinear arithmetic circuit that easily obtains a high-order function signal of a human input signal at low cost without using an expensive IC multiplier.

本発明は、入力信号と三角波の差信号の直流分が入力信
号の二次関数信号になっていることを利用して2次関数
から高次関数までの信号を発生するようにしたものであ
る。
The present invention utilizes the fact that the DC component of the difference signal between the input signal and the triangular wave is a quadratic function signal of the input signal to generate signals from quadratic functions to higher order functions. .

以下、本発明を図面に基づき詳細に説明する。Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on the drawings.

第1図は、2次関数信号を発生する本発明の一実施例を
示す回路接続図、第2図は本発明で用いる三角波及び動
作を示す図である。第1図において1は入力端子、2は
三角波発生器、3は出力端子、4は演算増幅器である。
FIG. 1 is a circuit connection diagram showing an embodiment of the present invention that generates a quadratic function signal, and FIG. 2 is a diagram showing a triangular wave used in the present invention and its operation. In FIG. 1, 1 is an input terminal, 2 is a triangular wave generator, 3 is an output terminal, and 4 is an operational amplifier.

R1−,R1は抵抗、Cはコンデンサ、D、 l D、
は整流器でたとえばダイオードである。三角波発生器2
の出力である三角波は第2図の東線に示すように、周期
T1波高低1.20のものとする。
R1-, R1 is a resistor, C is a capacitor, D, l D,
is a rectifier, for example a diode. Triangle wave generator 2
The triangular wave which is the output of is assumed to have a period T1 wave height of 1.20, as shown by the east line in FIG.

このような構成において、入力信号Vl11が印加され
ると、抵抗比、〜R1に例えば、簡単のためすべて直の
等しいものを使ったとすると、演算増幅器4で構成され
た理想ダイオードの出力E、は、第2図の斜線を施し先
部分となる。次icR,およびコンデンサCtj平滑回
路を構成しており、時定数c−it、、は三角波の周期
Tにくらべ十分大きく選んである。よって、出力V @
@t ij E Hの直流分すなわち平均直となり、以
下に示す1直になる。
In such a configuration, when the input signal Vl11 is applied, if the resistance ratios ~R1 are all equal for simplicity, the output E of the ideal diode configured with the operational amplifier 4 is , which is the diagonally shaded part in FIG. icR and capacitor Ctj constitute a smoothing circuit, and the time constant c-it, is selected to be sufficiently larger than the period T of the triangular wave. Therefore, the output V @
@t ij E The DC component of H, that is, the average direct current, becomes one shift as shown below.

このように出力V owlは入力信号Vsaの二次関数
信号となっている。
In this way, the output V owl is a quadratic function signal of the input signal Vsa.

また、さらにV outに演算を施し、−次項、ゼロ次
項を操作すればさまざまな二次関数信号が得られる。こ
の−例を第3図に示す。
Moreover, by further performing calculations on V out and manipulating the -order term and zero-order term, various quadratic function signals can be obtained. An example of this is shown in FIG.

第3図において、1は入力端子、2は三角波発生器、3
は出力端子、4.5は演算増幅器、6は定電圧源で電圧
はVbである。、R1−R3は抵抗、VR,は可変抵抗
、Cはコンデンサ、Dl、D2は整流器でたとえばダイ
オードである。ここでE、は第1図における■。@1と
同じ電圧であり、となっている。また、演算増幅器5の
入力端子カラ見たインピーダンスのバランスをとり、演
算を1対1にするため、可変抵抗VR,は抵抗R3にく
らべ十分小さく選び、信号E、の出力抵抗がここで■、
及びVbを印加することにより、信号E2の一次項、ゼ
ロ次項を操作することができ、さまざまな二次関数信号
を得ることができる。
In Fig. 3, 1 is an input terminal, 2 is a triangular wave generator, and 3 is a triangular wave generator.
is an output terminal, 4.5 is an operational amplifier, and 6 is a constant voltage source whose voltage is Vb. , R1-R3 are resistors, VR is a variable resistor, C is a capacitor, and Dl and D2 are rectifiers, such as diodes. Here, E is ■ in Figure 1. It has the same voltage as @1, and becomes . In addition, in order to balance the impedances seen from the input terminals of the operational amplifier 5 and to make the calculation one-to-one, the variable resistor VR, is selected to be sufficiently smaller than the resistor R3, and the output resistance of the signal E is here:
By applying E and Vb, the first-order term and zero-order term of the signal E2 can be manipulated, and various quadratic function signals can be obtained.

例えば■。、tに という信号が得たいときには とすれば のように得ることができる。For example ■. , to t When you want to get the signal that given that You can get something like:

本実施例の回路の特徴は、精度が三角波の波高値E。と
理想ダイオードの特性のみで決定されることである。三
角波は、波高[Eoのみ安定であれば、平滑回路の時定
数を大きくしておけば周期Tが狂っても問題にならない
。理想ダイオードは、三角波の周期Tより応答の速い演
算増幅器と、逆漏れ電流の少ないダイオードを用意すれ
ばよい。
The feature of the circuit of this embodiment is that the accuracy is the peak value E of the triangular wave. and is determined only by the characteristics of the ideal diode. For a triangular wave, if only the wave height [Eo] is stable, if the time constant of the smoothing circuit is made large, even if the period T is out of order, there will be no problem. For the ideal diode, an operational amplifier with a faster response than the period T of the triangular wave and a diode with less reverse leakage current may be prepared.

このようにすることにより、精度が高く安定な二次関数
発生回路が得られる。
By doing so, a highly accurate and stable quadratic function generating circuit can be obtained.

次に本発明に係る非直線演算器を熱電対の非直線餡差を
補正する場合を例にして第4図〜第13図を用いて説明
する。非直線誤差の補正は非直縁線差の逆の非直線性を
もった回路を通すことにより行われる。この回路がすな
わち、非直線演算回路である。
Next, the nonlinear arithmetic unit according to the present invention will be explained with reference to FIGS. 4 to 13, taking as an example the case of correcting a nonlinear difference between thermocouples. Correction of non-linear errors is performed by passing through a circuit with non-linearity opposite to the non-linear difference. This circuit is, in other words, a nonlinear arithmetic circuit.

熱電対の温度に対する起電力は、その補間式をみると、
7〜8次の関数となっている。ここでは最も非直線誤差
が大きく補正が困難とされていたR温熱電対を例にして
説明する。
Looking at the interpolation formula, the electromotive force with respect to the temperature of the thermocouple is:
It is a 7th to 8th order function. Here, the R thermocouple, which has the largest nonlinear error and is difficult to correct, will be explained as an example.

第4図にR型熱電対OC〜600Cにおける温度に対す
る熱起電力の非直線誤差を実線で示す。
In FIG. 4, the nonlinear error of the thermoelectromotive force with respect to temperature in the R type thermocouple OC~600C is shown by a solid line.

この非直線誤差を入力信号の0%時と100%時にゼロ
となる第1の二次関数信号で、入力信号の50%時に非
直線誤差がゼロとなるように近似(第1図の破線)する
と、残りの誤差は第5図に示すようになる。
This nonlinear error is approximated by a first quadratic function signal that becomes zero at 0% and 100% of the input signal, so that the nonlinear error becomes zero at 50% of the input signal (dashed line in Figure 1). Then, the remaining error becomes as shown in FIG.

次に第5図の非直線誤差を、入力信号の0%時および5
0%時にゼロとなる第”2の二次関数信号と入力信号の
50%時と100%時にゼロとなる第3の二次関数信号
でそれぞれ入力信号の25%時及び75%時に誤差がゼ
ロとなるように近似(第2図の破線)すると残りの誤差
は第3図に示すようにto、3%以下になる。
Next, calculate the nonlinear error in Figure 5 at 0% of the input signal and at 5%.
The error is zero at 25% and 75% of the input signal with the second quadratic function signal which becomes zero at 0% and the third quadratic function signal which becomes zero at 50% and 100% of the input signal, respectively. If the approximation is made so that (the broken line in FIG. 2), the remaining error becomes to, 3% or less, as shown in FIG.

これらの二次関数信号は非直線誤差分のみを近似するも
のであり、これらの二次関数信号と入力信号とを合成し
、フィードバックすることにより非直線誤差の逆の非直
線性が得られ、R型熱電対OC〜600Cにおける非直
線誤差補正回路となり、非直線誤差を±0.3%以下に
まで補正できる。
These quadratic function signals approximate only the nonlinear error, and by combining these quadratic function signals and the input signal and feeding it back, nonlinearity inverse to the nonlinear error can be obtained. This is a non-linear error correction circuit for R-type thermocouples OC~600C, and can correct non-linear errors to ±0.3% or less.

以上のように、最も非直線誤差の大きいRW熱電対にお
いて良好な非直線誤差補正が行えるので他のすべての熱
電対においても充分な非直線誤差補正が行える。この例
を第7図〜第9図に示す。
As described above, since good nonlinear error correction can be performed in the RW thermocouple with the largest nonlinear error, sufficient nonlinear error correction can be performed in all other thermocouples. Examples of this are shown in FIGS. 7-9.

第10図に本発明の非直線演算器を用いる3つの二次関
数信号の一例を示す。本発明ではこの3つの二次関数信
号の大きさ、極性を限定するものではなく、非直線演算
を施す対象によって設定、選択するものである。
FIG. 10 shows an example of three quadratic function signals using the nonlinear arithmetic unit of the present invention. In the present invention, the magnitude and polarity of these three quadratic function signals are not limited, but are set and selected depending on the object to be subjected to nonlinear calculation.

また上記の熱電対の非直線誤差補正の例では、本発明の
非直線演算回路をフィードバック回路に入れたが、本発
明ではそれを限定するものではなく、フィードフォワー
ドとして使ってもよい。ただし、熱電対の非直線誤差補
正の場合、フィードフォワードとして使うより、フィー
ドバック回路に入れた方が全体として補正精度が高く誤
差計算もしやすい。一般に入力信号が小のとき誤差が大
きい場合はフィードバック型、その逆の場合はフィード
フォワード型が良い結果が得られる。
Further, in the above example of thermocouple nonlinear error correction, the nonlinear calculation circuit of the present invention is included in the feedback circuit, but the present invention is not limited to this, and may be used as a feedforward. However, in the case of nonlinear error correction for thermocouples, it is better to put it in a feedback circuit than to use it as a feedforward, as overall correction accuracy is higher and error calculation is easier. In general, when the input signal is small and the error is large, the feedback type provides good results, and vice versa, the feedforward type provides good results.

第8図は、このような関数信号を得る本発明の一実施例
を示す回路接続図でめる。第8図において、7は入力端
子、8は出力Drの三角波発生回路、9は出力がV、の
定電圧源、10は出力端子、11〜13は加算か減算か
を選択するスイッチ、14〜19は演算増幅器、R1〜
aSSは抵抗、VR,〜VaSは可変抵抗器、C,、C
,はコンデンサ、D1〜D6は整流器例えばダイオード
である。第12図は、本実施例の動作を説明するだめの
図であり、ここで使用する三角波VTは周期T1波高値
印のものとする。第13図は、第11図で示した非直線
演算器の使い方を示したもので(9) ある。以下動作を説明する。
FIG. 8 is a circuit connection diagram showing an embodiment of the present invention for obtaining such a function signal. In FIG. 8, 7 is an input terminal, 8 is a triangular wave generation circuit with an output Dr, 9 is a constant voltage source with an output of V, 10 is an output terminal, 11-13 are switches for selecting addition or subtraction, 14- 19 is an operational amplifier, R1~
aSS is a resistance, VR, ~ VaS is a variable resistor, C, , C
, are capacitors, and D1 to D6 are rectifiers such as diodes. FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of this embodiment, and the triangular wave VT used here has a period T1 wave peak value mark. FIG. 13 shows how to use the nonlinear arithmetic unit shown in FIG. 11 (9). The operation will be explained below.

まず入力端子7に入力信号Viaが印加されると、演算
増幅器14の出力ETは、第12図において斜線を施し
た部分となる。R,、、C1は平滑回路を構成しており
、時定数C,R,は三角波ETの周期Tにくらべ十分大
きく選んである。演算増幅器14はインピーダンス変換
のためのバッファである。したがって演算増幅器の出力
E0は、Etの直流分すなわち平均直であり、EOは以
下のようこのようにE。は入力信号V+mの二次関数信
号となる。次に、演算増幅器16,17.18によって
信号E0の一次項及びゼロ次項を操作することにより、
必要とする二次関数信号を得ることかで龜る。今、熱電
対の非直線誤差の補正をθ〜4(V)の信号レベルで行
うものとする。三角波(10) ETの波高直EPは入力信号より大きくなくてはならな
いので、 Ep=6  (V) とする。すると となる。また、入力信号の0%時と100%時にゼロと
なる第1の二次関数信号EIN入力信号の0%と50%
時にゼロとなる第2の二次関数信号% El、入力信号の50%時と100時にゼロとなへ る第3の二次関数信号E3は以下のように表わされる。
First, when the input signal Via is applied to the input terminal 7, the output ET of the operational amplifier 14 becomes the shaded part in FIG. R, . . . C1 constitute a smoothing circuit, and the time constants C and R are selected to be sufficiently larger than the period T of the triangular wave ET. The operational amplifier 14 is a buffer for impedance conversion. Therefore, the output E0 of the operational amplifier is the DC component of Et, that is, the average direct current, and EO is E as follows. becomes a quadratic function signal of the input signal V+m. Next, by manipulating the first order and zero order terms of signal E0 by operational amplifiers 16, 17, 18,
It is difficult to obtain the required quadratic function signal. Now, it is assumed that correction of the nonlinear error of the thermocouple is performed at a signal level of θ to 4 (V). Triangular wave (10) Since the wave height EP of ET must be larger than the input signal, set Ep = 6 (V). Then it becomes. In addition, the first quadratic function signal EIN becomes zero at 0% and 100% of the input signal.0% and 50% of the input signal
The second quadratic function signal %El, which becomes zero at times, and the third quadratic function signal E3, which becomes zero at 50% and 100% of the input signal, are expressed as follows.

信号E1を得るには、演算増幅器10でEoかすなわち
、         、、・・・・(11) 次に信号E、を得るには、演算増幅器11でればよい。
To obtain the signal E1, the operational amplifier 10 can be used to select Eo, that is, , , (11) Next, to obtain the signal E, the operational amplifier 11 can be used.

また、この二次関数信号の不要な部分を除去するため、
ダイオードD、、D、と抵抗R,を入れ周知の通り理想
ダイオードを構成している。同様にして、信号E3を得
るには、演算項除去するために理想ダイオードを構成し
ている。
Also, in order to remove unnecessary parts of this quadratic function signal,
As is well known, an ideal diode is constructed by inserting diodes D, , D, and a resistor R. Similarly, to obtain signal E3, an ideal diode is constructed to remove the operational term.

ここで抵抗R4〜R15を抵抗R8にくらぺ十分に小さ
く選べば、 と設定することにより、二次関数信号EH* El *
(12) E3を得ることができる。
Here, if the resistors R4 to R15 are chosen to be sufficiently small compared to the resistor R8, then by setting, the quadratic function signal EH* El *
(12) E3 can be obtained.

ところで、以上のように数値を設定した場合、二次関数
信号EI + E 2 + E aの極値の絶対1直は
それぞれ、0.33 (V) 、 0.083 (V)
 、 0.083(V)である、、また、熱電対の非直
線誤差はたかだか8%であるので、4(V)スパンに対
しては、0.32(V)、またET、E、による補正は
一度E、で補正した残りの誤差の補正であるのでたかだ
か2%であり、4(V)スパンに対して0,08(V)
であることから、以上の数値設定で必要かつ十分である
ことがわかる。
By the way, when the numerical values are set as above, the absolute unity of the extreme value of the quadratic function signal EI + E 2 + E a is 0.33 (V) and 0.083 (V), respectively.
, 0.083 (V), and since the nonlinear error of the thermocouple is at most 8%, for a 4 (V) span, it is 0.32 (V), and due to ET, E, The correction is for the remaining error once corrected by E, so it is 2% at most, and it is 0.08 (V) for a 4 (V) span.
Therefore, it can be seen that the above numerical settings are necessary and sufficient.

次ニ可変抵抗V J 、 V Rt −V Raで二次
関数信号El*El+Eilに係数を掛はスイッチ11
.12.13で加算か減算かの選択をし、入力信号■1
と共に合成することにより、本発明の非直線演算器が構
成される。可変抵抗VR,。
The quadratic function signal El*El+Eil is multiplied by a coefficient by the second variable resistor V J , V Rt −V Ra and the switch 11
.. 12. Select addition or subtraction in step 13, and input signal ■1
The non-linear arithmetic unit of the present invention is constructed by combining the above. Variable resistance VR.

VR,、VR,は几、にくらべ充分小さく選ばれている
。また理想ダイオードの負荷となることからも小さくす
るべきである。ここで、コンデンサC3はこの非直線演
算器をフィードバック回路に(13) 入れた時の発振防止用コンデンサであり10 OFF程
度入れればよい。
VR,,VR,is chosen to be sufficiently smaller than,R,. Also, since it becomes a load on the ideal diode, it should be made small. Here, the capacitor C3 is a capacitor for preventing oscillation when this non-linear arithmetic unit is inserted into the feedback circuit (13), and may be inserted for about 10 OFF.

本非直線演算器の幽整は、まずスイッチ11により極性
を選び、人力信号が50%のとき可変抵抗vR8で所定
の出力となるようにし、次にスイッチ12.13で極性
を選びそれぞれ入力信号が25%、75%のとき可変抵
抗vR,、VR,で所定の出力となるようにすることに
より行われる。
The fine adjustment of this non-linear calculator is to first select the polarity with the switch 11, and when the human input signal is 50%, set the variable resistor vR8 to a predetermined output, then select the polarity with the switches 12 and 13 and input the respective input signals. This is done by setting the variable resistors vR, VR, to a predetermined output when the voltage is 25% and 75%.

第13図は、本非直線演算器と他の回路との接続法を熱
電対の非直線饋差補正を例にして示したものである。符
号は第11図と同一であり、Tは温度、Eは熱起電力を
示し、kは比例定数である。
FIG. 13 shows a method of connecting the present nonlinear arithmetic unit and other circuits, taking as an example nonlinear error correction of a thermocouple. The symbols are the same as in FIG. 11, T is the temperature, E is the thermoelectromotive force, and k is the proportionality constant.

第13図(a)はフィードフォワード型を示したもので
ある。まず熱電対は温度Tから熱起電力Eへの変換器で
ある。これをT−+Eと表わす。この場合、温度Tに比
例した出力信号kTが得たい場合、本非直線演算器でE
−+kTの演算をすればよい。しかし、熱電対の補間式
はT−+E(E=f(T))の形で与えられているので
、誤差計算が非常に面倒である。第13図(b)は前記
の欠(14) 点を除く、フィードバック形を示したものである。
FIG. 13(a) shows a feedforward type. First, a thermocouple is a converter that converts temperature T into thermoelectromotive force E. This is expressed as T-+E. In this case, if you want to obtain an output signal kT proportional to temperature T, use this nonlinear calculator to
-+kT may be calculated. However, since the thermocouple interpolation formula is given in the form T-+E (E=f(T)), error calculation is very troublesome. FIG. 13(b) shows the feedback type except for the defect (14) mentioned above.

この場合、本非直線演算回路ではkT−+Bの演算を行
うことになるので誤差計算は容易となる。
In this case, the present non-linear calculation circuit calculates kT-+B, so error calculation becomes easy.

ただし、本実施例ではフィードバック型を限定するもの
ではなく、用途によりフィードフォワード型と関い分け
るものである。また、本実施例は非直線誤差補正だけで
なく、積極的に非直線化する場合にも当然のことながら
使用可能であり、二次関数信号を使っていることから、
開平演算器も容易に構成することができる。さらに三角
波BTを用いて、パルス幅変調することが可能であるの
で、フォトカプラなどを用いて容易に絶縁することがで
き、低入力増幅器を初段にもってくることにより温度変
換器を構成することができる。
However, this embodiment does not limit the feedback type to the feedforward type depending on the application. Furthermore, this embodiment can of course be used not only for nonlinear error correction but also for active nonlinearization, and since it uses a quadratic function signal,
A square root calculator can also be easily configured. Furthermore, since it is possible to perform pulse width modulation using a triangular wave BT, it can be easily isolated using a photocoupler, etc., and a temperature converter can be constructed by placing a low input amplifier in the first stage. can.

本実施例によれば以下に示す効果がある。すなわち、一
度二次関数信号を設定してしまえば、3つのスイッチと
、3つの可変抵抗器の調整で多種の非直線演算が可能で
おるため、□調整が容易である。
According to this embodiment, there are the following effects. That is, once the quadratic function signal is set, various types of non-linear calculations can be performed by adjusting the three switches and three variable resistors, so the adjustment is easy.

また、熱電対の非直線誤差補正を行った場合、(15) すべての熱電対のあらゆる温度範囲において±0.3%
以下の補正精度が得られるため、精度が高い。
In addition, when nonlinear error correction of thermocouples is performed, (15) ±0.3% in all temperature ranges of all thermocouples.
The accuracy is high because the following correction accuracy can be obtained.

さらに、乗算器を複数個使う三次関数近似の非直線演算
器に対し、本発明では乗算器は使用していないので比較
的安価である。
Furthermore, unlike a non-linear arithmetic unit approximating a cubic function that uses a plurality of multipliers, the present invention does not use any multipliers, so it is relatively inexpensive.

次に、例えばに熱電対200tr〜1000 Uにおい
ては、上記の方法で第14図〜第16図に示すように非
直線誤差を±0.1%以下にまで補正可能である。
Next, for example, in a thermocouple of 200 tr to 1000 U, the nonlinear error can be corrected to below ±0.1% by the above method, as shown in FIGS. 14 to 16.

なお、第14図は第4図に、第15図は第5図に、第1
6図は第6図にそれぞれ対応している。
Note that Fig. 14 is similar to Fig. 4, Fig. 15 is similar to Fig. 5, and Fig. 1 is similar to Fig. 1.
6 corresponds to FIG. 6, respectively.

かくの如く、本発明に係る非直線演算回路の基本原理は
、たとえば第4図〜第6図において、入力信号からそれ
ぞれ重みの異なる3つの二次関数信号を作ることにより
達成できる。
As described above, the basic principle of the nonlinear arithmetic circuit according to the present invention can be achieved by creating three quadratic function signals each having a different weight from an input signal, as shown in FIGS. 4 to 6, for example.

次に、第7図に上記基本原理に基づいた本発明に係る非
直線演算回路の構成図を示す。第17図において、20
は入力端子、21は出力端子、22は基準電圧源、23
は乗算器、24〜nは加減演算器で必要に応じて整流作
用を有するもので(16) ある。
Next, FIG. 7 shows a configuration diagram of a nonlinear arithmetic circuit according to the present invention based on the above basic principle. In Figure 17, 20
is an input terminal, 21 is an output terminal, 22 is a reference voltage source, 23
(16) is a multiplier, and 24 to n are addition/subtraction arithmetic units which have a rectifying function as required.

動作は、まず入力端子20に人力信号■1が印加される
と、乗算器23の出力信号はk。V−となる。ここにk
。は比例定数である。この信号koV+2 と入力信号
■1と基準電圧V、との間に加減演算器25によって、
それぞれ重みに、、に、。
In operation, first, when the human input signal 1 is applied to the input terminal 20, the output signal of the multiplier 23 is k. It becomes V-. k here
. is a proportionality constant. Between this signal koV+2, the input signal ■1, and the reference voltage V, an adder/subtractor 25 calculates
Each weight,,,,.

k、全もたせた加減演算を行い、加減演算器25の出力
信号■、として V+ =kx−ko、Vt”+kyVt+に、V−”・
(10)となる二次関数信号を作る。上記式をグラフで
示すと第18図または第9図のようになるが、必要に応
じて加減演算器25に整流作用をもたせて、第18図、
第9図の破線部分を除去し、実線部分のみを出力するよ
うに成す。次に加減演算器24で、加減演算器25〜n
のそれぞれの出力信号Va + L + VB +・・
・・・・V、を入力信号Vtと共に加減演算することに
より本実施例の非直線演算回路を構成することができる
。第20図は本発明に係る非直線演算回路を熱電対の非
直線誤差補正に使った場合の具体的回路構成図である。
k, performs addition and subtraction operations with all values, and outputs the output signal of the addition/subtraction calculator 25 as V+ =kx-ko, Vt''+kyVt+, and V-''.
Create a quadratic function signal as shown in (10). If the above equation is shown as a graph, it will be as shown in FIG. 18 or FIG.
The broken line portion in FIG. 9 is removed and only the solid line portion is output. Next, in the addition/subtraction calculator 24, the addition/subtraction calculators 25 to n
Each output signal Va + L + VB +...
The non-linear calculation circuit of this embodiment can be constructed by adding and subtracting . . . V together with the input signal Vt. FIG. 20 is a specific circuit configuration diagram when the nonlinear calculation circuit according to the present invention is used for nonlinear error correction of thermocouples.

第21(17) 図は、第20図を説明するために用いる二次関数信号を
示したものである。
FIG. 21 (17) shows a quadratic function signal used to explain FIG. 20.

第20図において、第17図と同一部分は同一記号をも
っています。31〜34は演算増幅器、D、 + I)
、は整流器たとえばダイオードで加減演算器26.27
に整流作用をもたせるためのものである。SW、〜SW
3は加算か減算かを選択するスイッチ、抵抗R1〜R1
は抵抗でR1−几。
In Figure 20, the same parts as in Figure 17 have the same symbols. 31 to 34 are operational amplifiers, D, + I)
, is a rectifier, for example, a diode, and an addition/subtraction operator 26.27
The purpose of this is to provide a rectifying effect. SW, ~SW
3 is a switch for selecting addition or subtraction, resistors R1 to R1
is the resistance R1-几.

はR3にくらべ十分小さく選んである。VR,〜VR,
は可変抵抗器であって、二次関数信号V、 IVt −
Vaに重みをつけるためのもので、これも抵抗R1にく
らべ十分に小さく選んである。
is selected to be sufficiently smaller than R3. VR, ~VR,
is a variable resistor, and the quadratic function signal V, IVt −
This is to give weight to Va, and this is also selected to be sufficiently smaller than the resistor R1.

プロセス計測制御において扱う信号は1v〜5■の電圧
信号または4mA〜20mAの電流信号である。これら
の信号に変換しやすいよう、この場合はO〜4■の信号
範囲において非直線演算するものとする。二次関数信号
は3つとし、第1の二次関数信号を入力信号の0%と1
00%時にゼロとなる二次関数信号、第2の二次関数信
号を入力信号の0%と50%時にゼロとなる二次関数(
18) 信号、第3の二次関数信号を入力信号の50%と100
%時にゼロとなる二次関数信号とする。、また熱電対の
非直線誤差はたかだか8%であるので、第1の二次関数
信号の極値の絶対値は0.32V#ればよく、この場合
は0.4vとする。そして、第1の二次関数信号で近似
した残りの非直線誤差はたかだか1.5%であるので、
第2、第3の二次関数信号の極値の絶対値は0.06V
あればよく、この場合はO11■とする。ここで、第1
の二次関数信号をVa 、第2の二次関数信号を■1、
第3の二次関数信号を■8とすれば、VR、v、、v。
The signals handled in process measurement control are voltage signals of 1V to 5V or current signals of 4mA to 20mA. In order to facilitate conversion into these signals, in this case, non-linear calculations are performed in the signal range of 0 to 4. There are three quadratic function signals, and the first quadratic function signal is 0% and 1% of the input signal.
A quadratic function signal that becomes zero at 00%, and a second quadratic function signal that becomes zero at 0% and 50% of the input signal (
18) Signal, the third quadratic function signal is 50% and 100% of the input signal
It is assumed to be a quadratic function signal that becomes zero at %. , and since the non-linear error of the thermocouple is at most 8%, the absolute value of the extreme value of the first quadratic function signal only needs to be 0.32V#, which in this case is 0.4V. Since the remaining nonlinear error approximated by the first quadratic function signal is at most 1.5%,
The absolute value of the extreme values of the second and third quadratic function signals is 0.06V
In this case, it is O11■. Here, the first
The quadratic function signal of Va, the second quadratic function signal ■1,
If the third quadratic function signal is ■8, then VR, v, , v.

は第11図のようになる。また式で表わせば以下のよう
になる。
is as shown in Figure 11. Also, if expressed as a formula, it becomes as follows.

次に、入力信号vIから上記□の・二次関数信号を得て
非直線演算をする動作を説明する。
Next, the operation of obtaining the quadratic function signal of □ from the input signal vI and performing non-linear calculation will be described.

入力端子1に入力信号■1が印加されると乗算(19) 器23の出力はkoVo”  となる。次に加減演X器
25でv1″からV、を引く演算を行い、出力としてv
6 ’Ve  =”oV+”  VB すれば、 となって、(111式に等しい信号が得られる。
When the input signal ■1 is applied to the input terminal 1, the output of the multiplier (19) 23 becomes koVo''.Next, the adder/subtractor 25 subtracts V from v1'', and the output is v.
6 'Ve = "oV+" VB Then, (a signal equivalent to equation 111 is obtained.

次に、加減演算器26でk。■−からV、を引く演算を
行い、演算増幅器32の出力端子と帰還抵抗R8との間
に整流器D1を入れ周知のごとく理想ダイオードを構成
し、正の部分を除去し負の部分のみ出力として■。
Next, the addition/subtraction calculator 26 calculates k. - Subtract V from - and insert a rectifier D1 between the output terminal of the operational amplifier 32 and the feedback resistor R8 to form an ideal diode as is well known, remove the positive part and output only the negative part. ■.

V、=koV+”  V、   (V、≦0)・・・・
・・(15)(20) となって(12)式に等しい信号が得られる。加減演算
器27ではk。■−からVsを引き■、を加える演算を
し、加減演算器26と同様に理想ダイオードを構成し、
負の部分のみを出力としてVa ” koV+2Vs 
+V−(Va≦0)となって(13)式に等しい信号が
得られる。このようにして所望の二次関数信号を得るこ
とができる。
V, = koV+” V, (V, ≦0)...
...(15)(20) A signal equivalent to equation (12) is obtained. The addition/subtraction calculator 27 calculates k. - Subtract Vs from - and add ■, configure an ideal diode in the same way as the addition/subtraction calculator 26,
Va” koV+2Vs with only the negative part as output
+V-(Va≦0), and a signal equal to equation (13) is obtained. In this way, a desired quadratic function signal can be obtained.

次に、二次関数信号Va 、V’1.VB KV I%
l。
Next, the quadratic function signals Va, V'1 . VB KV I%
l.

V Rx 、V Ra テ重みをつけ、sw、、sw!
Add weights to V Rx and V Ra, sw,, sw!
.

SW、で加算か減算かの選択をし、加減演算器5(21
) で入力信号7区と合成して出力信号V。を得る動作をし
ている。
Select addition or subtraction with SW, and add/subtract operator 5 (21
) is combined with input signal 7 to produce output signal V. is working to obtain.

本実施例の回路の調整は、まず、Sw、で極性を選択し
、入力信号が50%のときVR,で所定の出力となるよ
うに調整し、次に、8W@ 、SWaで極性を選択しそ
れぞれ入力信号が25%、75%のときVB4 、 V
R,で所定の出力となるように調整するだけでよい。
To adjust the circuit of this example, first select the polarity with Sw, adjust so that when the input signal is 50%, use VR to obtain the specified output, and then select the polarity with 8W@, SWa. When the input signal is 25% and 75%, respectively, VB4 and V
It is only necessary to adjust R so that a predetermined output is obtained.

上記実施例では、用いる二次関数信号を3つとしたが、
本発明ではこれを限定するものではなく、非直線性およ
び精度により異なる。また、非直線誤差の補正だけでな
く、積極的に非直線化することも轟然のことながら可能
である。
In the above embodiment, three quadratic function signals are used, but
The present invention is not limited to this, and varies depending on nonlinearity and accuracy. Furthermore, it is surprisingly possible not only to correct non-linear errors but also to actively make them non-linear.

本実施例によれば、乗算器は一つで、しかも比較的簡単
な回路で高精度の非直線演算回路を構成することができ
る。本実施例において二次関数信号を3つとしたときの
非直線演算回路と、従来の折縁近似、三次関数近似によ
る非直線演算回路とを比較すると以下のようになる。
According to this embodiment, a highly accurate non-linear arithmetic circuit can be configured with a single multiplier and a relatively simple circuit. A comparison between the nonlinear calculation circuit using three quadratic function signals in this embodiment and the conventional nonlinear calculation circuit using folded-edge approximation and cubic function approximation is as follows.

一度二次関数信号を設定してしまえば、3つの(22) スイッチと3つの可変抵抗器の調整で多種の非直線演算
を行うことができるため、調整が簡単である。
Once the quadratic function signal is set, adjustment is easy because various nonlinear calculations can be performed by adjusting the three (22) switches and three variable resistors.

また、R型熱電対OC〜600Cの非直線誤差補正を行
った場合、本発明の非直線演算回路では、非直線誤差は
10.3%以下になり、精度が庇い。
Furthermore, when non-linear error correction is performed for R-type thermocouples OC to 600C, the non-linear arithmetic circuit of the present invention has a non-linear error of 10.3% or less, which improves accuracy.

乗算器を複数個使う三次関数近似の非直線演算回路に対
し本発明では乗算器は一つでよいため、安価である。
In contrast to the non-linear arithmetic circuit approximating a cubic function that uses a plurality of multipliers, the present invention requires only one multiplier, so it is inexpensive.

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、調整
が簡単で、安価な構成で、かつ高精度の高次関数信号を
得ることができる。
As is clear from the above description, according to the present invention, it is possible to obtain a high-order function signal with easy adjustment, an inexpensive configuration, and high accuracy.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は第1
図の実施例を示す波形図、第3図は第1図の応用例を示
す回路図、第4図〜第10図は本発明の非直線演算回路
の一応用例の原理を説明するだめの波形図、第11図は
本発明の他の実施例を示す回路図、第12図〜第13図
は第11図を説明するための図、第14図〜第16図は
、R型(23) 熱電対、K型熱電対の非直線誤差及び本発明による非直
線演算回路で補正した後の非直線誤差を示す図、第17
図は本発明のさらに他の実施例を示す基本的回路構成図
、第18図〜第19図は二次関数信号を説明する図、第
20図は本発明の他の実施例に係る具体的回路図、第2
1図は本発明で用いる二次関数信号を示した図である。 1・・・入力端子、2・・・三角波発生回路、3・・・
出力端子、4・・・演算増幅器、D、 # D、・・・
整流器、R11□ (24) 早 l  凹 尺4 第 2 凹 羊 5 目 第 7 図 茶 9 図 第7011   、ヵ \ 茅17目 −42− 革!8目 第1q図
Fig. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, and Fig. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing an application example of FIG. 1, and FIGS. 4 to 10 are waveform diagrams illustrating the principle of an application example of the nonlinear arithmetic circuit of the present invention. 11 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention, FIGS. 12-13 are diagrams for explaining FIG. 11, and FIGS. 14-16 are R-type (23) Diagram 17 showing nonlinear errors of thermocouples, K-type thermocouples, and nonlinear errors after correction by the nonlinear calculation circuit according to the present invention.
The figure is a basic circuit configuration diagram showing still another embodiment of the present invention, FIGS. 18 to 19 are diagrams explaining quadratic function signals, and FIG. Circuit diagram, 2nd
FIG. 1 is a diagram showing a quadratic function signal used in the present invention. 1... Input terminal, 2... Triangular wave generation circuit, 3...
Output terminal, 4... operational amplifier, D, #D,...
Rectifier, R11□ (24) Haya l concave scale 4 2nd concave sheep 5th eye 7th figure brown 9 figure 7011, ka \ grass 17th eye -42- Leather! 8th figure 1q

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1゜入力信号と三角波との差信号を得る演算器と、該演
算器の出力信号を直流にする平滑回路を具備した非直線
演算回路。 2、 入力信号と三角波の差信号を得る演算増幅器と、
前記差信号の直流分をとり出す平滑回路と、該平滑回路
の出力および前記入力信号と定電圧とを加減算する演算
増幅器を3個有し、それぞれ前記入力信号の0%時と1
00%時にゼロとなる第1の二次関数信号と、前記入力
信号の0%時と50%にゼロとなる第2の二次関数信号
と、前記入力信号の50%時と100%時にゼロとなる
第3の二次関数信号の3つの二次関数信号を発生させ、
第4の演算増幅器で前記第1.第2.第3の3つの二次
関数信号と前記第5人力信号とを合成することにより、
高次関数に近似した出方信号を得ることを特徴とする非
直線演算回路。
[Scope of Claims] A nonlinear arithmetic circuit comprising an arithmetic unit that obtains a difference signal between a 1° input signal and a triangular wave, and a smoothing circuit that converts the output signal of the arithmetic unit into a direct current. 2. An operational amplifier that obtains a difference signal between the input signal and the triangular wave;
It has a smoothing circuit that takes out the DC component of the difference signal, and three operational amplifiers that add and subtract the output of the smoothing circuit, the input signal, and a constant voltage.
A first quadratic function signal that becomes zero at 00%, a second quadratic function signal that becomes zero at 0% and 50% of the input signal, and zero at 50% and 100% of the input signal. Generate three quadratic function signals of the third quadratic function signal,
the fourth operational amplifier; Second. By combining the third three quadratic function signals and the fifth human power signal,
A nonlinear arithmetic circuit characterized by obtaining an output signal that approximates a high-order function.
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