JPS58215974A - ３相インバ−タの制御回路 - Google Patents
３相インバ−タの制御回路Info
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- JPS58215974A JPS58215974A JP58087806A JP8780683A JPS58215974A JP S58215974 A JPS58215974 A JP S58215974A JP 58087806 A JP58087806 A JP 58087806A JP 8780683 A JP8780683 A JP 8780683A JP S58215974 A JPS58215974 A JP S58215974A
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- Japan
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- control circuit
- phase
- wave
- harmonic
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
- H02M7/529—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation using digital control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、此方電圧の各方形−半波が高調波減衰のため
に、半波の終りからの角度α１とα２により決められる
限界を有する、始めと終りの３０区間内に対称に設けら
れた２つのギャップ期間により中断される、例えば回転
数を制御された交流電動機を駆動するための、３相イン
バータの制御回路に関する。
に、半波の終りからの角度α１とα２により決められる
限界を有する、始めと終りの３０区間内に対称に設けら
れた２つのギャップ期間により中断される、例えば回転
数を制御された交流電動機を駆動するための、３相イン
バータの制御回路に関する。
この種類の公知の制御回路（工ＥＥＩＩ；−）ランザク
ションズ オン インダストリー アプリケイションズ
、１９７３年、３１０〜３１７ページ）において、第３
吹および第９次高調波は３相の出力電圧の鎖交のために
なくなるが、−力筒５次および第７次高調波は、方形−
半波に２つのギャップ期間を設けることにより消去され
、その際第１ギャップ期間は１６．２４と２２．０６’
との間であり、第２ギャップ期間はする。この値を正確
に維持することは回路技術的に非常に困ｆＩｌｆ〒あり
、特にこの値がインノ々−タのすぺでの周波数範囲にわ
たって維持しなければならない場合に困！Ｉｎ’ある。
ションズ オン インダストリー アプリケイションズ
、１９７３年、３１０〜３１７ページ）において、第３
吹および第９次高調波は３相の出力電圧の鎖交のために
なくなるが、−力筒５次および第７次高調波は、方形−
半波に２つのギャップ期間を設けることにより消去され
、その際第１ギャップ期間は１６．２４と２２．０６’
との間であり、第２ギャップ期間はする。この値を正確
に維持することは回路技術的に非常に困ｆＩｌｆ〒あり
、特にこの値がインノ々−タのすぺでの周波数範囲にわ
たって維持しなければならない場合に困！Ｉｎ’ある。
さらに非常に大きい振幅を有する第１１次および第１３
次高調波が存在するので、この出力電圧により駆動され
る交流電動機、特に非同期電動機の振動性回転モーメン
トはギャップ期間のない完全な方形−半波の際のちょう
ど５０％になる。このことは特に緩慢な低い回転数の際
不安定な動作状態として認められる。第１１次および第
１３次高調波も消去したい場合には、全部で４つのギャ
ップ期間を方形−半波に設けなければならない。高い切
換頻度により制御回路の構造はさらに伽雑になり切換損
失は上昇する。
次高調波が存在するので、この出力電圧により駆動され
る交流電動機、特に非同期電動機の振動性回転モーメン
トはギャップ期間のない完全な方形−半波の際のちょう
ど５０％になる。このことは特に緩慢な低い回転数の際
不安定な動作状態として認められる。第１１次および第
１３次高調波も消去したい場合には、全部で４つのギャ
ップ期間を方形−半波に設けなければならない。高い切
換頻度により制御回路の構造はさらに伽雑になり切換損
失は上昇する。
本発明の課題は、一方で切換頻度が低く、他方高調波に
基づいて発生する振動性モーメントが小さく保たれる、
上述した種類の制御回路を提供することである。
基づいて発生する振動性モーメントが小さく保たれる、
上述した種類の制御回路を提供することである。
この課題は本発明により次のようにして解決される。即
ち、角度α１は第１３次高調波の第１零通過点の１３．
８５よりも小さく、角度α２は第７次高調波の第１最大
点の１２．８６”と第５次高調波の第１最大点の１８°
との間にあり、ギャップ期間幅（α２−α１）が３と７
の間である。
ち、角度α１は第１３次高調波の第１零通過点の１３．
８５よりも小さく、角度α２は第７次高調波の第１最大
点の１２．８６”と第５次高調波の第１最大点の１８°
との間にあり、ギャップ期間幅（α２−α１）が３と７
の間である。
この構成の際各方形−半波に２つのギャップ期間を設け
るだけで、方形−半波の高調波成分を非常にわずかに保
つことがマきるの〒１振動性モ゛−メントは従来より非
常に小さくなる。このことは、個々の高調波を完全に消
去することを試みることによって生ずるの甲はなく、第
５次、第７次、第１１次および第１３次高調波の振動性
モーメントの総和が小さいように個々の高調波の振幅を
小さく保つことによって生ずる。偶数次および３０倍数
次の高調波は元来考慮されず、また第１７次以上の高調
波はその都度その次数の二乗の逆数値でのみ考慮される
の１振動性モーメントにとって重要受はなく、従って上
述した４つの高調波を考慮すれば十分！ある。このよう
に決められた切換／ぞターンはイン・セータ周波数に無
関係に保たれる。基本波の振幅の変化は、供給される直
流電圧の変化によって、例えば可変の中間回路電圧を用
いることによって得られる。
るだけで、方形−半波の高調波成分を非常にわずかに保
つことがマきるの〒１振動性モ゛−メントは従来より非
常に小さくなる。このことは、個々の高調波を完全に消
去することを試みることによって生ずるの甲はなく、第
５次、第７次、第１１次および第１３次高調波の振動性
モーメントの総和が小さいように個々の高調波の振幅を
小さく保つことによって生ずる。偶数次および３０倍数
次の高調波は元来考慮されず、また第１７次以上の高調
波はその都度その次数の二乗の逆数値でのみ考慮される
の１振動性モーメントにとって重要受はなく、従って上
述した４つの高調波を考慮すれば十分！ある。このよう
に決められた切換／ぞターンはイン・セータ周波数に無
関係に保たれる。基本波の振幅の変化は、供給される直
流電圧の変化によって、例えば可変の中間回路電圧を用
いることによって得られる。
第５次および第７次高調波をできるだけ強く減衰するた
めに、第５次および第７次高調波が比較的大きい振幅を
有する範囲に存在する、幅間を必要とする。公知の場合
には、第１ギャップ期間が主に第１１次および第１３次
高調波の第２半波の範囲にあるように角度が選ばれ、そ
れによってこれらの高調波が著しく増幅されたが、本発
明によるとギャップ期間は方形−半波の終りの方へずら
されているので、少なくとも第１１次および第１３次高
調波の第１半波の部分がギャップ期間範囲内に存在する
。ギャップ期間範囲において第１１次および第１３次高
調波の影響は著しくわずかである。ギャツゾ期間内に、
第１１次および第１３次高調波の第２半波の部分よりも
大きな第１半波の部分が一存在するようになるの甲、高
調波成分を非常に弱められる。これらのことはすべて第
５次および第７次席調波の非常に大きい成分が現われな
いで実現される。
めに、第５次および第７次高調波が比較的大きい振幅を
有する範囲に存在する、幅間を必要とする。公知の場合
には、第１ギャップ期間が主に第１１次および第１３次
高調波の第２半波の範囲にあるように角度が選ばれ、そ
れによってこれらの高調波が著しく増幅されたが、本発
明によるとギャップ期間は方形−半波の終りの方へずら
されているので、少なくとも第１１次および第１３次高
調波の第１半波の部分がギャップ期間範囲内に存在する
。ギャップ期間範囲において第１１次および第１３次高
調波の影響は著しくわずかである。ギャツゾ期間内に、
第１１次および第１３次高調波の第２半波の部分よりも
大きな第１半波の部分が一存在するようになるの甲、高
調波成分を非常に弱められる。これらのことはすべて第
５次および第７次席調波の非常に大きい成分が現われな
いで実現される。
角度α１とα２が共通の約数をもち、この約数は３０：
ｍに等しく、その際ｍは１０以下の整数であると特に有
利である。ここで、本発明の利点は一定の点のみではな
くある範囲でも成立つので“、この範囲内では角度には
他の選択可能性がある、という認識に立つ。共通の約数
を使用することによって、その都度等しい長さの時間間
隔で３相インノ々−夕の状態を記憶するためにメモリセ
ルの数が制限されているメモリを使用することが可能１
ある。
ｍに等しく、その際ｍは１０以下の整数であると特に有
利である。ここで、本発明の利点は一定の点のみではな
くある範囲でも成立つので“、この範囲内では角度には
他の選択可能性がある、という認識に立つ。共通の約数
を使用することによって、その都度等しい長さの時間間
隔で３相インノ々−夕の状態を記憶するためにメモリセ
ルの数が制限されているメモリを使用することが可能１
ある。
ある実施例ではクロック発生器を有し、このクロック発
生器は周波数 ｆｒ＝ １２・ｍ−〜 を有するクロックＡルス（ｂｌ）を送出し、その際ｆｗ
は出力電圧の周波数であり、ｍは３とｌＯの間の整数で
ある。さらに実施形態はこのクロック・ξルスで作動さ
れる計数器を有し、この計数器は予め決められた計数器
出力側において、イン・ぐ−夕を制御するための時間信
号を送出する。クロック発生器の周波数の変化によりイ
ンノ々−夕の周波数が変化することが可能であるが、そ
の際方形−半波内のギャップ期間の位置はそのまま維持
される。
生器は周波数 ｆｒ＝ １２・ｍ−〜 を有するクロックＡルス（ｂｌ）を送出し、その際ｆｗ
は出力電圧の周波数であり、ｍは３とｌＯの間の整数で
ある。さらに実施形態はこのクロック・ξルスで作動さ
れる計数器を有し、この計数器は予め決められた計数器
出力側において、イン・ぐ−夕を制御するための時間信
号を送出する。クロック発生器の周波数の変化によりイ
ンノ々−夕の周波数が変化することが可能であるが、そ
の際方形−半波内のギャップ期間の位置はそのまま維持
される。
振動性モーメント
Ｍ−Σ−２１ｓｉｎｎ、９Ｏ−２ｓｉｎｎ（９０−α１
）（＋２ｓｉｎｎ）（９０−α２）ま ただしｎ＝５．７．１１．１３ が最高０．０２５ Ｋ 、即ち完全な方形半波のモーメ
ン）Ｍの丁であるように角度α１とα２を選ぶと有利で
ある。実際には振動性モーメントは方形−半波のモーメ
ントの−より下の値にまで下がる。
）（＋２ｓｉｎｎ）（９０−α２）ま ただしｎ＝５．７．１１．１３ が最高０．０２５ Ｋ 、即ち完全な方形半波のモーメ
ン）Ｍの丁であるように角度α１とα２を選ぶと有利で
ある。実際には振動性モーメントは方形−半波のモーメ
ントの−より下の値にまで下がる。
さらに、振動性モーメン）Ｍが最小値となるように、角
度α１とα２を与えられたｍに対して選ぶと有利である
。これは、ｍが１つ与えられた際に角度のか（（々の組
合わせを選ぶことが〒きる場合、付加的な選択の判断規
準を与える。
度α１とα２を与えられたｍに対して選ぶと有利である
。これは、ｍが１つ与えられた際に角度のか（（々の組
合わせを選ぶことが〒きる場合、付加的な選択の判断規
準を与える。
実際にはα１≦１２°であることが好都合であることが
明らかである。α１が小さければ小さいほど第１１次お
よび第１３次高調波の減景が大きい。
明らかである。α１が小さければ小さいほど第１１次お
よび第１３次高調波の減景が大きい。
実際に特に推奨されるのはα１−１０°かつα２−１５
の場合ｔある。この場合に非常に小さい振動性モーメン
）Ｍ＝０．０１７５Ｋが発生する。
の場合ｔある。この場合に非常に小さい振動性モーメン
）Ｍ＝０．０１７５Ｋが発生する。
することによって実現される。
られる。この場合振動性モーメン）Ｍは０．０１８３に
であり、これは３０区間を１０に区分してそれぞれ３に
することによって実現される。
であり、これは３０区間を１０に区分してそれぞれ３に
することによって実現される。
実施例の説明
本発明の実施例につき以下に図を用いて詳しく説明する
。
。
第１図には３相のインノ々−夕１ｏが示されており、こ
のインノ々−夕は制御可能な直流電圧源１１からの直流
電圧Ｕで給電され、３相交流電圧を有する３相−非同期
電動機１２を駆動する。３本の出力線１３．１４．１５
はそれぞれ、一対ずつ直列に接続されているスイッチ素
子１６．１７および１．８．１９および２０．２１に分
岐する。これらのスイング−素子は例えば制ｄ（（１可
能なサイリスタ、トランジスタ等によって形成されてい
る。制御（−号発生器２２は、各対のスイッチ素子を出
力電圧−半波の形状に相応して相互に逆の状態に、即ち
、導通状態および阻止状部にさせるように鋤く。サイリ
スタを用いる場合制御信号は点弧・ξルスおよび消弧・
ξルスから成り、トランジスタを用いる場合は導通状態
の間に加えられる持続信号から成る。
のインノ々−夕は制御可能な直流電圧源１１からの直流
電圧Ｕで給電され、３相交流電圧を有する３相−非同期
電動機１２を駆動する。３本の出力線１３．１４．１５
はそれぞれ、一対ずつ直列に接続されているスイッチ素
子１６．１７および１．８．１９および２０．２１に分
岐する。これらのスイング−素子は例えば制ｄ（（１可
能なサイリスタ、トランジスタ等によって形成されてい
る。制御（−号発生器２２は、各対のスイッチ素子を出
力電圧−半波の形状に相応して相互に逆の状態に、即ち
、導通状態および阻止状部にさせるように鋤く。サイリ
スタを用いる場合制御信号は点弧・ξルスおよび消弧・
ξルスから成り、トランジスタを用いる場合は導通状態
の間に加えられる持続信号から成る。
制御回路にはさらにクロック発生器２３が所属し、この
クロック発生器は線２４を介してクロック・々ルスｐ１
を計数器２５に送出する。クロック発生器２３は正圧制
御発振器で、この発振器は、直流Ｔ「圧Ｕにほぼ比例す
る電圧ｕ１〒給′屯される。Ｎ１数器２５は線２６を介
して伝送・ぞルスＰ２を第２ｄ１数器２７に供給する。
クロック発生器は線２４を介してクロック・々ルスｐ１
を計数器２５に送出する。クロック発生器２３は正圧制
御発振器で、この発振器は、直流Ｔ「圧Ｕにほぼ比例す
る電圧ｕ１〒給′屯される。Ｎ１数器２５は線２６を介
して伝送・ぞルスＰ２を第２ｄ１数器２７に供給する。
これらの計数器の出力側２８および２９において連続し
て出力信号が時間信号として論理回路部３ｏに供給され
、この論理回路部において信号がメモリ素子と論理素子
とにより相互に結合される。論理回路部３０の出力側３
１に、制御信号発生器２２の操作により出力信号が送出
される。
て出力信号が時間信号として論理回路部３ｏに供給され
、この論理回路部において信号がメモリ素子と論理素子
とにより相互に結合される。論理回路部３０の出力側３
１に、制御信号発生器２２の操作により出力信号が送出
される。
２つの割数器２５．２７は６を法とする計数器とする。
クロック・にルスｐ１の周波数ｆｒは所望のイーンノ々
−タ周波数ｆｗの７２倍に等しいとする。すると２つの
クロックＡルスの間隔は角度５に相応する。従って角度
が１０になる場合、計数器２５の出力側２に出力電圧が
発生し、角度が１゛５の場合出力側３に発生する。従っ
て伝送・ξルスｐ２を送出するまでカウンタ２５の計数
サイクルが経過すると、それは３０区間に相応する。各
３０区間の後に出力電圧は計数器２７０１つの出力側か
ら他の出力側へと移る。従ってこれらの計数器２７から
の出力電圧は一方で半波の各３０°区間の始まりを示し
、他方で３相のそれぞれ半波の始まりを示す。
−タ周波数ｆｗの７２倍に等しいとする。すると２つの
クロックＡルスの間隔は角度５に相応する。従って角度
が１０になる場合、計数器２５の出力側２に出力電圧が
発生し、角度が１゛５の場合出力側３に発生する。従っ
て伝送・ξルスｐ２を送出するまでカウンタ２５の計数
サイクルが経過すると、それは３０区間に相応する。各
３０区間の後に出力電圧は計数器２７０１つの出力側か
ら他の出力側へと移る。従ってこれらの計数器２７から
の出力電圧は一方で半波の各３０°区間の始まりを示し
、他方で３相のそれぞれ半波の始まりを示す。
これらの信号の相応する組合わせにより１２０だけずれ
た出力電圧が発生し、これらの出力電圧はそれぞれ第２
図に示された形を有する。各半波の電圧は実質的にＯか
ら１８０まで延びる方形波の形を有する。この方形波は
２つのギャップ期間３３．３４を有しており、これらの
ギャップ期間は方形−半波３２０両端部から等しい角度
間隔を有して対称になっている。第１図の実施例ではギ
ャップ期間３３は角度α１から角度α２まで、またギャ
ップ期間３４は角度（１８０−α２）から角度（１８０
−α１）ま〒である。このことは第１図の実施例におい
ては、ギャップ期間３３は１０から１５、ギャップ期間
３４は１６５から１７０であることを意味する。ギャッ
プ期間３３はその都度計数器２５の出力側２．３におけ
る出力電圧により得られ、ギャップ期間３４は計数器２
５の出力側３．４における出力電圧により得られる。制
御電圧ｕ１の変化によりクロック・ぞルスｐ１の周波数
が変化しても割合はそのまま保たれる。
た出力電圧が発生し、これらの出力電圧はそれぞれ第２
図に示された形を有する。各半波の電圧は実質的にＯか
ら１８０まで延びる方形波の形を有する。この方形波は
２つのギャップ期間３３．３４を有しており、これらの
ギャップ期間は方形−半波３２０両端部から等しい角度
間隔を有して対称になっている。第１図の実施例ではギ
ャップ期間３３は角度α１から角度α２まで、またギャ
ップ期間３４は角度（１８０−α２）から角度（１８０
−α１）ま〒である。このことは第１図の実施例におい
ては、ギャップ期間３３は１０から１５、ギャップ期間
３４は１６５から１７０であることを意味する。ギャッ
プ期間３３はその都度計数器２５の出力側２．３におけ
る出力電圧により得られ、ギャップ期間３４は計数器２
５の出力側３．４における出力電圧により得られる。制
御電圧ｕ１の変化によりクロック・ぞルスｐ１の周波数
が変化しても割合はそのまま保たれる。
第３図においてこのような半波の第１の３０゜区間が示
されており、その際ギャップ期間３３は９から１５であ
る。これは、計数器２５として１０を法とする計数器を
用い、その際出力側３および５をギャップ期間３３の限
界を決めるために用いると、実現される。さらに第３図
に基本波Ｗ１、第１次高調波Ｗ５、第１次高調波Ｗ７、
第１３次高調波Ｗユ１、第１３次高調波”１３が、完全
な方−形〜半波の際に生じるのと同じように、記入され
ている。ギャップ期間３３は、第１３次高調波の第１番
目の零通過点３５以前に既に始まっており、第７次高調
波の第１最大点３６と第５次高調波の第１最大点３７と
の間で終っている。ギャップ期間の幅はここでは６であ
る。
されており、その際ギャップ期間３３は９から１５であ
る。これは、計数器２５として１０を法とする計数器を
用い、その際出力側３および５をギャップ期間３３の限
界を決めるために用いると、実現される。さらに第３図
に基本波Ｗ１、第１次高調波Ｗ５、第１次高調波Ｗ７、
第１３次高調波Ｗユ１、第１３次高調波”１３が、完全
な方−形〜半波の際に生じるのと同じように、記入され
ている。ギャップ期間３３は、第１３次高調波の第１番
目の零通過点３５以前に既に始まっており、第７次高調
波の第１最大点３６と第５次高調波の第１最大点３７と
の間で終っている。ギャップ期間の幅はここでは６であ
る。
上述した４つのすべての高調波Ｗ５、Ｗ７、Ｗ１□、Ｗ
１３において第１半波の著しく高い部分がギャップ期間
３３によって切取られるので、これらの高調波は著しく
減衰される。
１３において第１半波の著しく高い部分がギャップ期間
３３によって切取られるので、これらの高調波は著しく
減衰される。
減衰がどれ程良好かは、第１表から明らかになる。第１
表には、完全な方形−半波（第１列）および２つのギャ
ップ期間を有している方形−半波（第２列〜第８列）に
対する４つの高調波と基本波との振幅が示されており、
即ち第１表は種々の約数３０二ｍの際の角度α、とα２
に依存する第１次、第５次、第７次、第１１次および第
１３次高調波の振幅を示す。
表には、完全な方形−半波（第１列）および２つのギャ
ップ期間を有している方形−半波（第２列〜第８列）に
対する４つの高調波と基本波との振幅が示されており、
即ち第１表は種々の約数３０二ｍの際の角度α、とα２
に依存する第１次、第５次、第７次、第１１次および第
１３次高調波の振幅を示す。
第２表には、第１表におけるのと同じ約数１個々の高Ｍ
’！波の振動性モーメントとこの振動性モーメントの総
和とが示されている。これによって、第１列に示された
総和と比較してすべての実施例が著しくＳＯ％より大き
い改善をもたらし、第７列の実施に到るま〒はすべての
構造で得られる。
’！波の振動性モーメントとこの振動性モーメントの総
和とが示されている。これによって、第１列に示された
総和と比較してすべての実施例が著しくＳＯ％より大き
い改善をもたらし、第７列の実施に到るま〒はすべての
構造で得られる。
第１図は本発明による制御回路の回路略図、第２図は出
力波の波形図、第３図は第１次、第５吹、第７次・第１
１次および第１３次高調波が通過する方形波に対して描
かれている半波の第１部分の線図を示す。
力波の波形図、第３図は第１次、第５吹、第７次・第１
１次および第１３次高調波が通過する方形波に対して描
かれている半波の第１部分の線図を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 出力電圧の各方形−半波が高調波減衰のために、
半波の終りからの角度α１とα２により決め゛られる限
界を有する、始めと終りの３０°区間内に対称に設けら
れた２つのギャップ期間により中断される３相インノ々
−夕の制御回路において、α１が第１３次高調波の第１
零通過点の１３．８５°より小さく、角度α２が第７次
高調波の第１最大点の１２．８６°と第５次高調波の第
１最大点の１８との間にあり、ギャップ期間幅（α２−
α□）が３＠と７°との間にあることを特徴とする３相
インノ々−夕の制御回路。 ２、 角度α１とα２とが共通の約数を有し、この約数
は３０：ｍに等しく、その際ｍは１０以下の整数である
時許關求の範囲第１項記載の３相イン−ぐ−夕の制御回
路。 ３、 振動性モーメント Ｍ＝Σ−２１ｇｉｎ ｎ、 ９０−２ ｓｉｎ ｎ （
９０−α１）（＋ ２ ｓｉｎ ｎ ） （９０−α２
）まただしｎ＝５．７．１１．１３ が最高（ＬＯ２５Ｋ 、即ち完全な方形半波のモーメン
）ＭのＴであるように角度α１とα２が選ばれている特
ＦＦｆ！！求の範囲第１項乃至２項のうち１つに記載の
３相インバータの制御回路。 ４ 振動性モーメン）Ｍが最小値であるように、与えら
れたｍに対する角度α、とα２が選ばれている特許請求
の範囲第１項乃至３項のうち１つに記載の３相インノ々
−夕の制御回路。 ５、 α１≦１２°である特許請求の範囲第１項乃至４
項のうち１つに記載の３相インバータの制御回路。 ６ α１−１０かつα２−１５である特許請求の範囲第
１項乃至５項のうち１つに記載の３相インノ々−夕の制
御回路。 ７、 α、−９かつα２＝１５である特許請求の範囲第
１項乃至５項のうち１つに記載の３相インノ々−夕の制
御回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE32197519 | 1982-05-26 | ||
| DE19823219751 DE3219751A1 (de) | 1982-05-26 | 1982-05-26 | Steuerschaltung fuer einen dreiphasigen wechselrichter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58215974A true JPS58215974A (ja) | 1983-12-15 |
Family
ID=6164527
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58087806A Pending JPS58215974A (ja) | 1982-05-26 | 1983-05-20 | ３相インバ−タの制御回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58215974A (ja) |
| DE (1) | DE3219751A1 (ja) |
| DK (1) | DK220583A (ja) |
| FI (1) | FI831824L (ja) |
| FR (1) | FR2527860B1 (ja) |
| GB (1) | GB2120868B (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3313120A1 (de) * | 1983-04-12 | 1984-10-18 | Danfoss As | Digitale steuereinrichtung fuer einen wechselrichter |
| JPH01152969A (ja) * | 1987-12-07 | 1989-06-15 | Toshiba Corp | インバータ制御装置 |
| IT1271195B (it) * | 1994-06-24 | 1997-05-27 | Finmeccanica Spa | Tecnica di commutazione da modulazione sinusoidale a quadra per alimentazione di motore trifase mediante invertitore e relativo sistema di commutazione |
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| US4153930A (en) * | 1977-10-20 | 1979-05-08 | United Technologies Corporation | Balanced control waveform for reducing inverter harmonics |
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1982
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-
1983
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- 1983-05-20 JP JP58087806A patent/JPS58215974A/ja active Pending
- 1983-05-23 FI FI831824A patent/FI831824L/fi not_active Application Discontinuation
- 1983-05-25 GB GB08314403A patent/GB2120868B/en not_active Expired
- 1983-05-26 FR FR8308712A patent/FR2527860B1/fr not_active Expired
Patent Citations (3)
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| JPS4861926A (ja) * | 1971-10-12 | 1973-08-30 | ||
| JPS5583470A (en) * | 1978-12-18 | 1980-06-23 | United Technologies Corp | Voltage effective value controller |
| JPS5759477A (en) * | 1981-07-27 | 1982-04-09 | Toshiba Corp | 3-phase inverter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| FR2527860B1 (fr) | 1988-06-24 |
| DE3219751C2 (ja) | 1987-07-30 |
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| FI831824A0 (fi) | 1983-05-23 |
| GB8314403D0 (en) | 1983-06-29 |
| FR2527860A1 (fr) | 1983-12-02 |
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| GB2120868A (en) | 1983-12-07 |
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