JPS5820027A - 周波数−電圧変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数−電圧変換回路に関する。

近年におけるディジタル技術の角速な発展に伴い、計測
制御機器の分野へのディジタル回路の進出もめざましく
、少なくない分野でアナログ回路に置き換えられつつあ
る。例えば、温度・流量・圧力等のプロセス量に成る演
算を行い、その結果を出力信号とする機器においても、
主要部分である演算回路をディジタル化し、回路の簡略
化と高精度化を計っているのもその一つである。この場
合、プロセス量に対応したＤＣ１〜５Ｖ又はＤＣ４〜２
０ｍＡなどのアナログ信号は入力回路でＡ／Ｄ変換され
、ディジタル回路で演算された後、再度Ｄ／Ａ変換され
、出力のＤＣ１〜５ｖ又はＤＣ４〜２０ｍＡとなる。し
かし、主要部分をディジタル化し回路構成を簡略化した
このような機器における問題点はＡ／Ｄ−Ｄ／Ａ変換回
路の簡略化と高精度化の難かしさである。中でもＤ／Ａ
変換回路、とりわけ周波数−電圧変換回路は複雑で、高
精度化を計ろうとすると一層複雑且つ高価なものになり
がらである。

従来の周波数−電圧変換回路は第１図に示す如き構成を
有している。すなわら、１は入力周波数ｆのパルス信号
によって駆動されるトランス、２はコンデンサの充放電
回路部、３はベース接地トランジスタＱ３によるインピ
ーダンス変換部、４は直流増幅器である。前記コンデン
サの充放電回路２のトランジスタＱ１・Ｑ２はトランス
１によって交互に０Ｎ−ＯＦＦするスイッチングトラン
ジスタで、ベース抵抗Ｒｂｌ・Ｒｂ２を通してそれらの
ベースエミッタ間に加えられる励振電圧は互いに逆相に
なるようにトランス１０２次側から接続されている。従
って、コンデンサの充放電回路２はトランジスタＱ１が
ＯＮのとき、充電用抵抗Ｂ、　ｘ充放電コンデンサＣの
時定数で電源電圧Ｅｂからの電荷を充電し、次の半周期
のトランジスタＱ２がＯＮの時、この電荷を放電用抵抗
Ｒ８を通して放電する。前の半周期における充電電流平
滑コンデンサＣ，に並列に接続されている負荷抵抗ＲＬ
に流れて増幅器の入力電圧ＥＬとなる。

この入力電圧ＥＬは増幅器４で必要なレベルまで電圧増
幅される。

このように構成された従来の周波数−電圧変換回路にお
いて、充電時定数Ｒ，ＸＣの値を入力周波数の半周期に
対して充分短かい時間に設定すると、充電電流の平均値
ｉは １＝ｆＥｂｃ　　　　　　　　・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１）となる。更にＣ３のコレクタ電流
も充電電流に＃１ソ等しいことから電圧Ｅｘ、は ＥＬ　＝ｆ　Ｅｂ　ＣＲＬ　　　　　　・・・・・・・
・・・聞・・・・（２）となり、入力パルスの周波数ｆ
に比例する。

このように第１図に示される従来の周波数−電圧変換回
路は、周波数−電圧変換機能を有している。

しかしながら、このように構成される従来の周波数−電
圧変換回路にあっては、部品数が多く回路が複雑である
という欠点を有している。

また、従来の周波数−電圧変換回路にあっては、増幅器
の電源を含め、電源も多く必要とし、電源回路が複雑に
なるという欠点を有している。

さらに、従来の周波数−電圧変換回路にあっては、コン
デンサの充電電流（微分波形）を使用しているため出力
電圧のレベルが低く、高利得の増幅器を後段に用いなけ
ればならないという欠点を有している。

本発明の目的は、簡単な構成で充分な安定度と精度を有
する周波数−電圧変換回路を提供することにある。

本発明は、単安定マルチバイブレータの入力端子にパル
ス信号を印加し、出力信号を抵抗器とコンデンサによっ
て平滑することにより入力パルス周波′数に比例した出
力電圧を得て充分な安定度と精度を持たせようというも
のである。

以下、本発明の実施例について説明する。

第２図には、本発明の一実施例が示されている。

図において、単安定マルチバイプレーオは、それ専用の
集積回路１１および、その電源Ｖｃｃと０■電位間に直
列に接続された抵抗器Ｒ１とコンデンサＣ１ア構成され
る。その出力ｅ（、は抵抗器Ｒ１とコンデンサＣ８が直
列に接続された平滑回路で直流電圧Ｅ０　とな抄、直流
増幅器２で増幅されて出力信号となる。ここで電源Ｖｃ
ｃは安定化され、集積回路１１と直流増幅器１２に供給
されている。

以上の構成よりなる第２図図示実施例の動作を第３図に
示す各部の電圧波形を用いて説明する。

単安定マルチバイブレータの集積回路１１０入力端子に
第３図（４）に示す如き周波数ｆのパルス信号ｅｌ、を
加えると、その出力端子には第３図（０に示す如き波形
ｅＱが出力される。この出力ｅ０のＯＮ時間’６１１は
、ｔｏｎ＝に、ｘｃｉＲ，で単安定マルチ用コンデンサ
Ｃ０と単安定マルチ用抵抗Ｒ８の積に比例し、ＯＮ電圧
の高さは約Ｖｃｃであるから、この場合の単安定マルチ
バイブレータ１１の出力信号ｅ０の平均値、すなわち平
滑用抵抗Ｒ７と平滑用コンデンサＣ７で平滑された第３
図（Ｄに示す如き直流電圧Ｅ。は Ｅｏ＝ｆ・Ｋ　１Ｃｓ　Ｒｔ・Ｖｃｃ　　・・・・・・
・・・・・・・・・（３）となり、出力電圧が入力パル
ス信号の周波数ｆに比例する。

したがって、第２図図示実施例は、周波数−電圧変換を
行う。また、従来方式の式（２）と比較し、ＶｃｃをＶ
ｇ同様に安定化し、Ｒｔ　Ｃ、をＲＬＣ同様に安定なも
のを使用すれば、本実施例のような簡単な構成でも充分
な精度と安定度を有することができる。

尚、実施例においては、入力パルスを方形波信号とした
が、一般にこのような集積回路の場合、第３図のトリガ
パルス信号ｅ１にも応答するため。

入力はトリガパルス信号であって′もよい。

したがって、本実施例によれば、単安定マルチバーイブ
レータ用集積回路にわずかな抵抗器とコンデンサを組合
わせただけで、充分な精度と安定度を有し、且つ極めて
安価な周波数−電圧変換回路を構成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の周波数−電圧変換回路の回路図、第２図
は本発明の実施例を示す回路図、第３図は第２図図示実
権例の入出力特性図である。 １・・・トランス、２・・・充放電回路部、３・・・イ
ンピーダンス変換部、４・・・直流増幅器、Ｑｌ　　・
Ｑ、・・・スイッチングトランジスタ、Ｒ１・Ｒ２・・
・充放電抵抗器、Ｃ・・・充放電コンデンサ、Ｑｓ・・
・ペース接地トランジスタ、１゛１・・・単安定マルチ
バイブレータ、１２・・・直流増幅器、Ｒ２・・・単安
定マルチ用抵抗、ＣＩ・・・単安定マルチ用コンデンサ
、Ｒ１・・・平滑用抵抗、ｃ２・・・平滑用コンデンサ
、ｅｌ、・ｅｌ、・・・入￥−Ｊ　１　口

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、ハルス周波数を該周波数に対応させて電圧に変換す
   る周波数−電圧変換回路において、単安定マルチバイブ
   レータと、該単安定マルチバイブレータの出力端に抵抗
   器とコンデンサを接続して構成したことを特徴とする周
   波数−電圧変換回路。