JPS58148568A - Gate circuit of synchronizing signal - Google Patents
Gate circuit of synchronizing signalInfo
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- JPS58148568A JPS58148568A JP57030650A JP3065082A JPS58148568A JP S58148568 A JPS58148568 A JP S58148568A JP 57030650 A JP57030650 A JP 57030650A JP 3065082 A JP3065082 A JP 3065082A JP S58148568 A JPS58148568 A JP S58148568A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/04—Synchronising
- H04N5/12—Devices in which the synchronising signals are only operative if a phase difference occurs between synchronising and synchronised scanning devices, e.g. flywheel synchronising
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、繰返して供給されしかも雑音が重畳された
入力信号から所望のタイミングのみを取〕出して出力信
号とするための同期信号ゲート回路に関するものである
。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a synchronous signal gate circuit for extracting only a desired timing from an input signal repeatedly supplied and on which noise is superimposed to produce an output signal.
従来0こ011の手段としてはたとえば第1図に示すよ
うに1雑音Nにしきい値りを設けるようにしたものがあ
る。しかしながら、か沁・る手段によると轟然の仁とな
からしきい値りを超えた雑音Nはすべて出力信号へとし
て得られ石ため、レベルの大きな雑音Nが重畳され易い
入力信号とには不向きであった。As a conventional means for reducing 0 to 011, there is a method in which a threshold value is provided for one noise N, as shown in FIG. However, according to this method, all the noise N that exceeds the threshold is obtained as an output signal, so it is not suitable for input signals where high-level noise N is easily superimposed. Met.
このため、次のような手段が提案された。たとえば第2
図および第3図に示すように、入力信号PLを位相比較
器加、ローパスフィルタ21、および電圧制御発振器(
vco ) 22−により構成されるフェーズロックド
ループ(PLL )回路に供給し、入力信号P1の立上
がりに同期した出力信号りを得るようKしたものである
。すなわち、入力信号Piに雑音Nが重畳してこれによ
り位相比較6加の出力変化を得ても、ローパスフィルタ
21の遮断周波数を十分低域に選んでおくことによりV
CO22への伝達が阻止されて出力信号すに雑音Nの影
響が現われないようにされている。For this reason, the following measures have been proposed. For example, the second
As shown in the figure and FIG.
Vco ) 22- is supplied to a phase-locked loop (PLL) circuit composed of PLL circuits 22- to obtain an output signal synchronized with the rising edge of input signal P1. In other words, even if noise N is superimposed on the input signal Pi and this results in a change in the output of the phase comparison 6, by selecting the cutoff frequency of the low-pass filter 21 to be sufficiently low, V
The transmission to CO22 is blocked so that the influence of the noise N does not appear on the output signal.
しかしながら、かかる手段によると入力信号P1がたと
えばビデオ信号中の水平同期信号であって、この同期信
号を用いてビデオ信号再生装置の時間軸補正を行なう場
合のように、入力信号P1が時間と共に小範囲の変動を
生ずるときにはその変動周波数が高域である丸め、遮断
周波数の低いローパスフィルタ4を介して作動するVC
O22の出力変化は得られなioすなわち、入力信号P
lの変動に対して出力信号らは十分な追従性を有さす、
上述の装置く適用した場合満足すべき時間軸補正が行な
えないという欠点があった。However, according to such means, the input signal P1 becomes small over time, such as when the input signal P1 is a horizontal synchronization signal in a video signal, and this synchronization signal is used to correct the time axis of a video signal reproducing device. When a range fluctuation occurs, the fluctuation frequency is a high frequency rounding, and the VC operates through a low-pass filter 4 with a low cut-off frequency.
The output change of O22 cannot be obtained io, that is, the input signal P
The output signals have sufficient followability for fluctuations in l.
When applied to the above-mentioned apparatus, there is a drawback that satisfactory time axis correction cannot be performed.
この発明はこのような従来の欠点を是正するためKなさ
れたものであジ、入力信号に重量された雑音の影響を除
去すると共に入力信号の時間的変動に応じて十分な追従
性を有する出力信号を得る同期信号ゲート回路を提供す
ることを目的とする。The present invention has been made in order to rectify such conventional drawbacks.The present invention has been made to eliminate the influence of noise added to the input signal, and to provide an output that has sufficient followability in accordance with the temporal fluctuations of the input signal. An object of the present invention is to provide a synchronous signal gate circuit for obtaining a signal.
以下、この発明を図面に基づいて説明する。The present invention will be explained below based on the drawings.
第4図および第5図はこの発明の一実施例を示す屯ので
ある。FIGS. 4 and 5 show an embodiment of the present invention.
、図において符号1は入力信号Stを供給する端子でア
シ、この端子1はアンドゲート2の一方の入力端Kw!
絖されている。そして、アンドゲート2のアンド出力加
はオアゲート3の一方の入力端に供給されて、その出力
端に連なる端子4から出力信号8が得られるようにされ
ている。また、出力信号シは帰還して位相比較器5の入
力端に供給され、この位相比較器5の出力はローパスフ
ィルタ6に供給されて直流および低周波成分のみが通過
することとなる。さらに、ローパスフィルタ6の出力は
VCO7に供給され、こρVCO7において入力電圧に
比例した発振周波数の出力vOが得られる。, in the figure, reference numeral 1 is a terminal that supplies the input signal St, and this terminal 1 is one input terminal Kw! of the AND gate 2.
It is threaded. The AND output signal of the AND gate 2 is supplied to one input terminal of an OR gate 3, and an output signal 8 is obtained from a terminal 4 connected to the output terminal thereof. Further, the output signal S is fed back and supplied to the input end of the phase comparator 5, and the output of this phase comparator 5 is supplied to the low-pass filter 6, so that only the DC and low frequency components are passed. Further, the output of the low-pass filter 6 is supplied to the VCO 7, and the ρVCO 7 provides an output vO with an oscillation frequency proportional to the input voltage.
そして、VCO7の出力Voは第1の単安定マルチバイ
ブレータ8をトリガしてパルス幅τ1の出力パルスQ1
を発生させる。また、第1の単安定マルチバイブレータ
8は第2の単安定マルチバイブレータ9に接続されてパ
ルス幅τ2の出力パルスQ2を発生させ、このパルスQ
2は前述した位相比較器5の他方の入力端に供給される
。Then, the output Vo of the VCO 7 triggers the first monostable multivibrator 8 to output a pulse Q1 with a pulse width τ1.
to occur. Further, the first monostable multivibrator 8 is connected to the second monostable multivibrator 9 to generate an output pulse Q2 with a pulse width τ2, and this pulse Q
2 is supplied to the other input terminal of the phase comparator 5 mentioned above.
一方、VCO7の凹力■はD形フリップ70ツブ10の
クリア端CLRに供給されてクリア信号として働き、こ
の7リツプフロツプ10のクロック端CKKは第2の単
安定iルチバイブレータ9の出力パルスQ2が供給され
ている。また、D形フリップフロオプ100入力端りに
は常時ハイレベルの信号Hが供給され、その出力端Qの
出力DOはオアゲート3の他方の入力端に供給されてい
る。なお、D形フリップフ07プ10tiネガティブエ
ッヂトリガの7リツプフロツプとして構成されている。On the other hand, the concave force (■) of the VCO 7 is supplied to the clear terminal CLR of the D-type flip 70 tube 10 and acts as a clear signal, and the clock terminal CKK of this 7-lip flop 10 is connected to the output pulse Q2 of the second monostable I multivibrator 9. Supplied. Further, a high level signal H is always supplied to the input end of the D-type flip-flop 100, and the output DO at the output end Q thereof is supplied to the other input end of the OR gate 3. The D-type flip-flop is configured as a 7 flip-flop with 10ti negative edge triggers.
さらに、VCO7o出力Voは前述したアンドゲート2
の他方の入力端に供給されている。Furthermore, the VCO7o output Vo is the AND gate 2
is supplied to the other input end of the .
こうして、アンドゲート2.オアゲート3、およびD形
7リツプフロツプ10はゲート回路を轡成し、位相比較
6S、O−パスフィルタ6、VCO7゜第1および第2
の単安定マルチバイブレータ8,9はPLL回路を構成
しており、また第1および第2の単安定マルチバイブレ
ータ8,9は遅延回路を構成している。Thus, and gate 2. The OR gate 3 and the D-type 7 lip-flop 10 constitute a gate circuit, which includes a phase comparator 6S, an O-pass filter 6, a VCO 7° first and second
The monostable multivibrators 8 and 9 constitute a PLL circuit, and the first and second monostable multivibrators 8 and 9 constitute a delay circuit.
次に1第5図を参照しながらこの実施例にお叶る回路の
作動につき説明する。なお、第5図に示す各信号の波形
は回路が定常状態に達したと自のものである。Next, the operation of the circuit according to this embodiment will be explained with reference to FIG. Note that the waveforms of each signal shown in FIG. 5 are the same when the circuit reaches a steady state.
入力信号ε1はアンドゲート2に繰返して供給されるが
、この場合入力信号S1の立上シのタイミングM1はア
ンドゲート2のアンド出カバの立上シのタイミングM2
と一致している。また、アンド出力劫の立上りのタイミ
ングhは出力檜号シの立上りのタイミング流と一致し、
この出力慣号シを受けて作動するPLL回路のVCO7
の出力Voはその立上シのり□イ電ングぬが出力信号シ
の立上シのタイミングMsよシ時間幅τ1だけ前に位置
している。この時間幅τ1は、第1の単安定マルチバイ
ブレータの出力パルスQ1のパルス幅τ1に岬しく、こ
のパルスQ1の立下シのタイミングに1でトリガされる
第2の単安定マルチバイブレータ9の出力パルス1;h
Fiソの立下シのタイミングに2がD形フリップフロッ
プ10の出力パルス)の立上りのタイミングM5と一致
している。すなわち、出力パルスQ2の立上りのタイミ
ング流は出カバ゛ルスQ1の立下りのタイミングに1と
一致しているから、出力パルスQ2の立上りのタイ(ン
グ鵬から時間幅fffe Jfjj@ tL九位習に出
力パルス)の立上りのタイミング流が存することとなる
。The input signal ε1 is repeatedly supplied to the AND gate 2, but in this case, the rising timing M1 of the input signal S1 is the rising timing M2 of the AND output cover of the AND gate 2.
is consistent with Moreover, the timing h of the rise of the AND output kalpa matches the timing flow of the rise of the output hinoki,
VCO 7 of the PLL circuit operates in response to this output cycle.
The output Vo is located a time width τ1 before the rising timing Ms of the output signal □. This time width τ1 is similar to the pulse width τ1 of the output pulse Q1 of the first monostable multivibrator, and the output of the second monostable multivibrator 9 is triggered at 1 at the falling edge timing of this pulse Q1. Pulse 1;h
The timing of the falling edge of Fi 2 coincides with the rising timing of M5 of the output pulse of the D-type flip-flop 10. In other words, since the timing flow of the rising edge of the output pulse Q2 coincides with the timing of the falling edge of the output pulse Q1, the timing of the rising edge of the output pulse Q2 There is a timing flow for the rise of the output pulse).
このように、位相比較器5等で構成されるPLL回路は
出力信号シの立上シのタイミングMsで位相同期してお
り、このタイミングhは入力信号s1の立上シのタイミ
ングM+ K常時一致している。換言すれば、入力信号
S1の立上りのタイミングM1が、第2の単安定マルチ
バイブレータ9の出力パルスQ2における立上シのタイ
ミーング隨よシ時間幅で前にτ1、後にτ2の範囲内に
存するならば、出力信号シの立上シのタイミングhは入
力信号Stの立上シのタイミングM1に一致するようK
なる。し友がって、入力信号81の立上りのタイミング
M1がゲート回路の開状態期間である時間幅τ1+で2
の範囲で変動する場合には出力信号シの立上シのタイミ
ング島は入力信号81の立上シのタイミングM1に直ち
に追従する。In this way, the PLL circuit composed of the phase comparator 5 and the like is phase-synchronized at the rising timing Ms of the output signal S, and this timing h is always equal to the rising timing M+K of the input signal s1. We are doing so. In other words, if the timing M1 of the rise of the input signal S1 is within the range of τ1 before and τ2 after the timing of the rise of the output pulse Q2 of the second monostable multivibrator 9, For example, the timing h of the rising edge of the output signal S is set so as to coincide with the timing M1 of the rising edge of the input signal St.
Become. Therefore, the timing M1 of the rising edge of the input signal 81 has a time width τ1+, which is the open state period of the gate circuit.
When the output signal 81 fluctuates within the range of , the rising timing island of the output signal 81 immediately follows the rising timing M1 of the input signal 81.
なお、入力信号S1の立上りのタイミングM1が時間軸
上大きな変動を生じて時間幅τ1十τ2の範囲から逸脱
した場合には、出力信号勅の立上りのタイミング島は一
時的にVCO7の出力VoあるいはD形スリップ70ツ
ブ10の出力パルス珈の立上りのタイミングMa 、
Msで代用されて時間幅τ1+τ2の前後に位置するこ
ととなる。しかし、PL′L回粋の働きによりVCO7
の発振周波数が変化して第2の単安定マルチバイブレー
タ9の立上シのタイミングM6は漸次入力信号Slの立
上りのタイミングM1に一致する。この一致させるため
の速度はローパスフィルタ6の遮断周波数を高くするこ
とにより速くなる。Note that if the timing M1 of the rise of the input signal S1 causes a large fluctuation on the time axis and deviates from the range of time width τ10τ2, the timing island of the rise of the output signal will temporarily change to the output Vo of the VCO 7 or The timing Ma of the rise of the output pulse of the D-type slip 70 and the knob 10,
It is substituted by Ms and is located before and after the time width τ1+τ2. However, due to the action of PL'L recovery, VCO7
The oscillation frequency of the second monostable multivibrator 9 changes, and the rising timing M6 of the second monostable multivibrator 9 gradually coincides with the rising timing M1 of the input signal Sl. The speed of this matching can be increased by increasing the cutoff frequency of the low-pass filter 6.
また、入力信号StK重畳した雑音rは時間幅τ1+τ
2の範囲外に存する場合には、たとえ連続的に混入して
も出力信号シに与える影響はない。Also, the noise r superimposed on the input signal StK has a time width τ1+τ
If it is outside the range of 2, even if it is continuously mixed in, it will not affect the output signal.
以上説明したように、この発明によれば同期信号を入力
信号として受けると共にその同期信号の所定のタイミン
グを含む一定時間幅内において開状態となシ、順次出力
信号を取シ出すゲート回路と、その一定時間幅を定める
遅延回路を有すると共にゲート回路から受けた各出力信
号を各所定のタイミングとの位相同期を図るPLL回路
とを備えたので、入力信号が一定の時間幅内で変動して
も応答速度を犠牲にすることなく常時追従した出力信号
を得ることができ、かつその変動範囲の前後に重畳した
雑音による影響を排除することができる。したがって、
入力信号がたとえばS/N比の悪いビデオ信号に含まれ
る水平同期信号を分離したものであり、これによシ得ら
れる出力信号をビデオ信号再生装置の時間軸補正に用い
るような回路にこの発明を適用することはきわめて有効
である。As explained above, according to the present invention, a gate circuit receives a synchronization signal as an input signal, remains open within a certain time width including a predetermined timing of the synchronization signal, and sequentially outputs output signals; Since it has a delay circuit that determines the fixed time width and a PLL circuit that synchronizes the phase of each output signal received from the gate circuit with each predetermined timing, the input signal does not fluctuate within the fixed time width. It is also possible to obtain an output signal that is constantly followed without sacrificing response speed, and to eliminate the influence of noise superimposed before and after the fluctuation range. therefore,
The present invention is applicable to a circuit in which the input signal is a separated horizontal synchronizing signal included in a video signal with a poor S/N ratio, and the resulting output signal is used for time base correction of a video signal reproducing device. It is extremely effective to apply
第1図から第3図までは従来例を説明する図であり、第
1図はしきい値を超えた雑音が出力として現われる場合
のタイミングチャート、第2図はPLL回路で構成した
場合のブロック図、第3図は第2図の回路の作動を説明
するタイミングチャート、第4図はこの発明の一実施例
を示すブロック図、第5図は第4図の回路の作動を説明
するタイミングチャートである。
2・・・アンドゲート、3・・・オアゲート、5・・・
位相比較器、6・・・ローパスフィルタ、7・・・vc
o、 s・・・第1の単安定マルチバイブレータ、9
・・・第2の単安定iルチバイブレータ、1o・・・D
形フリップ70ツブ。
第1図
第2図
第3図Figures 1 to 3 are diagrams explaining conventional examples. Figure 1 is a timing chart when noise exceeding a threshold appears as an output, and Figure 2 is a block diagram when configured with a PLL circuit. 3 is a timing chart explaining the operation of the circuit shown in FIG. 2, FIG. 4 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 5 is a timing chart explaining the operation of the circuit shown in FIG. 4. It is. 2...and gate, 3...or gate, 5...
Phase comparator, 6...low pass filter, 7...vc
o, s...first monostable multivibrator, 9
...Second monostable i multivibrator, 1o...D
Shape flip 70 tube. Figure 1 Figure 2 Figure 3
Claims (1)
所定のタイミングを含む一定時間幅内において開状態と
なシ、順次出力信号を取り出すゲート回路と、 前記一定時間幅を定める遅延回路を有すると共に前記ゲ
ート回路から受けた各出力信号と前記各所定のタイミン
グとの位相同期を図る7工−ズロツクドループ回路とを
備えたととを特徴とする同期信号ゲート回路。[Scope of Claims] A gate circuit that receives a synchronization signal as an input signal, remains open within a certain time width including a predetermined timing of the synchronization signal, and sequentially outputs output signals, and a delay that determines the certain time width. What is claimed is: 1. A synchronizing signal gate circuit, comprising: a seven-way locked loop circuit for achieving phase synchronization between each output signal received from the gate circuit and each of the predetermined timings.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57030650A JPS58148568A (en) | 1982-03-01 | 1982-03-01 | Gate circuit of synchronizing signal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57030650A JPS58148568A (en) | 1982-03-01 | 1982-03-01 | Gate circuit of synchronizing signal |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58148568A true JPS58148568A (en) | 1983-09-03 |
Family
ID=12309674
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57030650A Pending JPS58148568A (en) | 1982-03-01 | 1982-03-01 | Gate circuit of synchronizing signal |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58148568A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61164387A (en) * | 1985-01-16 | 1986-07-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Video signal processing device |
-
1982
- 1982-03-01 JP JP57030650A patent/JPS58148568A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61164387A (en) * | 1985-01-16 | 1986-07-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Video signal processing device |
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