JPS58112472A - インバ−タ−装置 - Google Patents
インバ−タ−装置Info
- Publication number
- JPS58112472A JPS58112472A JP56211583A JP21158381A JPS58112472A JP S58112472 A JPS58112472 A JP S58112472A JP 56211583 A JP56211583 A JP 56211583A JP 21158381 A JP21158381 A JP 21158381A JP S58112472 A JPS58112472 A JP S58112472A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- inverter
- phase
- power
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は誘導電動機の可変速駆動用の電源として最適な
インバーター装置に係り、特に負荷に流れる電流と基準
正弦波電流との比較により電流と電圧の制御を同時に行
うことを可能にした電流基準パルス幅変調形インバータ
ー装置に関する。
インバーター装置に係り、特に負荷に流れる電流と基準
正弦波電流との比較により電流と電圧の制御を同時に行
うことを可能にした電流基準パルス幅変調形インバータ
ー装置に関する。
例えば電気自動車、産業用可変速装置の駆動用誘導電動
機には電圧と周波数の制御が同一の電力変換部で行える
パルス幅父調形インバーターが広く用いられている。
機には電圧と周波数の制御が同一の電力変換部で行える
パルス幅父調形インバーターが広く用いられている。
従来ノハルス幅変調形インバー１１−（以下ｐｗＭイン
バーターと略称する）では、出力電圧のＰＷＭパターン
を適当な回路で作り、負荷にこのパターン通りの電圧が
加わるように電力用半導体素子の導通モードを制御する
電圧基準ＰＷＭインバーターが負同電流の高調波を抑制
するために賞月されてきた。これらのＰＷＭインバータ
ーでは、負荷に供給される電力を制御するだめの電圧制
御と半導体素子に流れる負荷電流を制限するための電流
制御の二種類の制御回路が必要であった。この理由は直
接制御される量がインバーターの出力電圧であるので、
負荷電流の制御は電圧を介した間接的な制御になるため
であると考えられる。
バーターと略称する）では、出力電圧のＰＷＭパターン
を適当な回路で作り、負荷にこのパターン通りの電圧が
加わるように電力用半導体素子の導通モードを制御する
電圧基準ＰＷＭインバーターが負同電流の高調波を抑制
するために賞月されてきた。これらのＰＷＭインバータ
ーでは、負荷に供給される電力を制御するだめの電圧制
御と半導体素子に流れる負荷電流を制限するための電流
制御の二種類の制御回路が必要であった。この理由は直
接制御される量がインバーターの出力電圧であるので、
負荷電流の制御は電圧を介した間接的な制御になるため
であると考えられる。
これに対［〜で本発明に係るインバーター装置では、負
荷に流れる電流が基準正弦波電流に追従するように電力
用半導体素子の導通モードを制御するので、直接負荷電
流が制御できるのみでなく、その波形が正弦波状となシ
、その結果として従来の電圧基準ＰＷＭインバーターと
類似の出力電圧波形が得られるので、電圧制御回路を特
別に必要としない。
荷に流れる電流が基準正弦波電流に追従するように電力
用半導体素子の導通モードを制御するので、直接負荷電
流が制御できるのみでなく、その波形が正弦波状となシ
、その結果として従来の電圧基準ＰＷＭインバーターと
類似の出力電圧波形が得られるので、電圧制御回路を特
別に必要としない。
即ち、本発明は、（１）直流電源と電力用半導体素子群
のスイッチング動作により交流電力を得るインバーター
回路で、基準正弦波電流と実際の負荷電流との比較によ
り、前記半導体素子群の導通モードを制御することを特
徴とするインバーター装置。及び（２）直流電源と電力
用半導体素子群のスイッチング動作により交流電力を得
るインバーター回路で、基準正弦波電流と実際の負荷電
流との比較により、前記半導体素子群の導通モードを制
御するインバーター装置において、基準正弦波電流又は
／及び制御回路を三相化し、三相誘導電動機の瞬時電流
の制御により電流やトルク脈動の少ない運転を可能にす
ることを特徴とする三相誘導電動機駆動用のインバータ
ー装置に関するものである。
のスイッチング動作により交流電力を得るインバーター
回路で、基準正弦波電流と実際の負荷電流との比較によ
り、前記半導体素子群の導通モードを制御することを特
徴とするインバーター装置。及び（２）直流電源と電力
用半導体素子群のスイッチング動作により交流電力を得
るインバーター回路で、基準正弦波電流と実際の負荷電
流との比較により、前記半導体素子群の導通モードを制
御するインバーター装置において、基準正弦波電流又は
／及び制御回路を三相化し、三相誘導電動機の瞬時電流
の制御により電流やトルク脈動の少ない運転を可能にす
ることを特徴とする三相誘導電動機駆動用のインバータ
ー装置に関するものである。
第１図は本発明の詳細な説明する単相インバーター装置
のブロック図を示したもので、スイッチＳ、 、Ｂ２に
はサイリスタ等のスイッチング機能をもつ電力用半導体
素子を用いることができるが、本発明のインバータ一方
式の機能を最大限に生かすためには、バイポーラ・トラ
ンジスタ、静電誘導トランジスタ、ＧＴＯ等の高速動作
が可能な素子が適している。
のブロック図を示したもので、スイッチＳ、 、Ｂ２に
はサイリスタ等のスイッチング機能をもつ電力用半導体
素子を用いることができるが、本発明のインバータ一方
式の機能を最大限に生かすためには、バイポーラ・トラ
ンジスタ、静電誘導トランジスタ、ＧＴＯ等の高速動作
が可能な素子が適している。
第１図により本発明のダインバーター装置の構成・動作
原理を説明する。リード・オンリイ・メモリー（以下Ｒ
ＯＭと略称する）には基準となる正弦波電流パターンが
量子化されて事前に書き込まれている。この電流パター
ンはインバーターの動作周波数を決定するｂ々コンバー
ターに接続されたカウンターにより順次重シ出され、Ｄ
／Ａコンバーターに送られる。Ｄ／Ａコンバーターのア
ナログ出力電圧は基準正弦波電流ＩＲに相当し、この電
流が絶縁アンプを介して検出される実際の負ｖｔ電流Ｉ
Ｌと比較される。この結果１Ｒ：＞ｉＬの場合、ラッチ
回路の入力端子の信号の論理レベルは高レベルとなり、
逆にＩＲ≦ｉＬの場合は低レベルになる。この論理状態
は電圧制御発振器（ＶＣＯ）の出力パルスのデーティで
定まる期間ラッチ回路で保持される。
原理を説明する。リード・オンリイ・メモリー（以下Ｒ
ＯＭと略称する）には基準となる正弦波電流パターンが
量子化されて事前に書き込まれている。この電流パター
ンはインバーターの動作周波数を決定するｂ々コンバー
ターに接続されたカウンターにより順次重シ出され、Ｄ
／Ａコンバーターに送られる。Ｄ／Ａコンバーターのア
ナログ出力電圧は基準正弦波電流ＩＲに相当し、この電
流が絶縁アンプを介して検出される実際の負ｖｔ電流Ｉ
Ｌと比較される。この結果１Ｒ：＞ｉＬの場合、ラッチ
回路の入力端子の信号の論理レベルは高レベルとなり、
逆にＩＲ≦ｉＬの場合は低レベルになる。この論理状態
は電圧制御発振器（ＶＣＯ）の出力パルスのデーティで
定まる期間ラッチ回路で保持される。
ラッチ回路の出力信号により半導体スイッチＳ１、Ｂ２
がＯＮ、ＯＦＦ動作を行うので、第２図（ａｌに示すよ
うに基準正弦波電流に追従して負荷電流が流れる。
がＯＮ、ＯＦＦ動作を行うので、第２図（ａｌに示すよ
うに基準正弦波電流に追従して負荷電流が流れる。
第２図（ａｌの実線は負荷が誘導性である場合のインバ
ーター出力電流：＃１Ｌの一例を示したもので、点線は
基準正弦波電流ＩＲを表わしている。図に示しだ期間−
１の初期時点では、１Ｒ〉ＩＬであるのでラッチ回路の
出力は次のサンプリング時点まで高レベルに保持される
。この結果スイッチＳ、がＯＮ。
ーター出力電流：＃１Ｌの一例を示したもので、点線は
基準正弦波電流ＩＲを表わしている。図に示しだ期間−
１の初期時点では、１Ｒ〉ＩＬであるのでラッチ回路の
出力は次のサンプリング時点まで高レベルに保持される
。この結果スイッチＳ、がＯＮ。
Ｂ２がＯＦＦとなり、ＩＬは正の方向に図のように増大
する。期間−Ｉの初期時点で、ＩＲ＜１Ｌドアつ、いる
ので、Ｓ、がＯＦＦ、８２がＯＦＦとなり、この期間で
はＩＬは減少する。さらに後に続く期間−■、期間−■
の初期時点では、ｘＨ）１Ｌであるので、この雨期間を
通して８．がＯＮ、Ｂ２がＯＦＦの状態が継続する。以
下順次、サンプリング時刻ごとに１ＲとＩＬが比較され
、１Ｒ１１Ｌの大小関係に応じてＳｌ、Ｂ２がＯＮ。
する。期間−Ｉの初期時点で、ＩＲ＜１Ｌドアつ、いる
ので、Ｓ、がＯＦＦ、８２がＯＦＦとなり、この期間で
はＩＬは減少する。さらに後に続く期間−■、期間−■
の初期時点では、ｘＨ）１Ｌであるので、この雨期間を
通して８．がＯＮ、Ｂ２がＯＦＦの状態が継続する。以
下順次、サンプリング時刻ごとに１ＲとＩＬが比較され
、１Ｒ１１Ｌの大小関係に応じてＳｌ、Ｂ２がＯＮ。
ＯＦＦ動作を繰り返し、図に示したような電流が負荷に
流れる。ｒａ１図のように電流が制御された結果負荷の
両端（で加わる電圧波形は第２図（ｂｌのようになり、
この波形は通常の電圧基準ＰＷＭインバーターの出力電
圧波形に類似している。
流れる。ｒａ１図のように電流が制御された結果負荷の
両端（で加わる電圧波形は第２図（ｂｌのようになり、
この波形は通常の電圧基準ＰＷＭインバーターの出力電
圧波形に類似している。
第２図では本発明のインバーターの動作の理解を容易に
するため、サンプリング周期Ｔを大きくしたため、ＩＴ
、の波形歪は比較的大きいが、Ｓｌ、Ｂ２にＧＴＯ１Ｓ
工Ｔ等を用いると、丁の値を０．１ｍ５００位にできる
ので、１Ｌの波形歪は著しく小さくなる。
するため、サンプリング周期Ｔを大きくしたため、ＩＴ
、の波形歪は比較的大きいが、Ｓｌ、Ｂ２にＧＴＯ１Ｓ
工Ｔ等を用いると、丁の値を０．１ｍ５００位にできる
ので、１Ｌの波形歪は著しく小さくなる。
本発明のインバーターの動作周波数は第１図に示した７
戸コンバーターの入力電圧Ｖ。１によって制御される。
戸コンバーターの入力電圧Ｖ。１によって制御される。
１だ負荷電流の大きさはマルテイブラインクＤ／Ａコン
バーターのアナログ入力端子ニ加わる電圧■。２に基準
電流の振幅が依存しているので、負荷に供給される電力
は■。２の値に比例して制御される。なお丁の値はＶＣ
Ｏの入力電圧■。５によって調節出来るが、使用する半
導体素子のスイッチング速度の許容範囲内の値に選ばな
ければならない。
バーターのアナログ入力端子ニ加わる電圧■。２に基準
電流の振幅が依存しているので、負荷に供給される電力
は■。２の値に比例して制御される。なお丁の値はＶＣ
Ｏの入力電圧■。５によって調節出来るが、使用する半
導体素子のスイッチング速度の許容範囲内の値に選ばな
ければならない。
第３図は第１図のインバーターを三相化して、三相誘導
電動機を駆動するインバーターをトランジスターを用い
て構成したインバーター装置の構成例で、ＲＯＭ−１、
ＲＯＭ−４、ＲＯＭ−３ＫＵ基準玉相正弦波電流１Ｒ１
ｉ、ＲＩＲが各々書き込まれている。インバーターの動
作原理は第１図の単相インバーターと同様であるが、ラ
ッチ回路の入力クロック端子のスイッチ瀾を２の側に接
続すると、７戸コンバーターの出力に同期してラッチ回
路が動作する。
電動機を駆動するインバーターをトランジスターを用い
て構成したインバーター装置の構成例で、ＲＯＭ−１、
ＲＯＭ−４、ＲＯＭ−３ＫＵ基準玉相正弦波電流１Ｒ１
ｉ、ＲＩＲが各々書き込まれている。インバーターの動
作原理は第１図の単相インバーターと同様であるが、ラ
ッチ回路の入力クロック端子のスイッチ瀾を２の側に接
続すると、７戸コンバーターの出力に同期してラッチ回
路が動作する。
したがってインバーターの動作周波数に同期してトラン
ジスターがＯＮ、ＯＦＦすることになり、通常の電圧基
準ＰＷＭインバーターの動作で、基準信号波と搬送波が
同期している場合と類似の動作を行う。例えば１にバイ
トのＲＯＭを用いた場合には、−周期のサンプリング個
数Ｍ ＝ １ｏ２４／ｚｍとなシ、１Ｊ＝４では、Ｍ＝
６４となる。図のパルスの分周回路にはフリップ・フリ
ップ”、カウンター等ヲ用いることができる。
ジスターがＯＮ、ＯＦＦすることになり、通常の電圧基
準ＰＷＭインバーターの動作で、基準信号波と搬送波が
同期している場合と類似の動作を行う。例えば１にバイ
トのＲＯＭを用いた場合には、−周期のサンプリング個
数Ｍ ＝ １ｏ２４／ｚｍとなシ、１Ｊ＝４では、Ｍ＝
６４となる。図のパルスの分周回路にはフリップ・フリ
ップ”、カウンター等ヲ用いることができる。
第４図は基準三相電流を２個のＲＯＭを用いて得るだめ
の手段をブロック図で示したもので、ＲＯＭ−１、ＲＯ
Ｍ−１には７ｒ７′２位相のずれた二相正弦波電流を書
き込んでおく。これらの電流パターンをＤ／Ａ変換した
後、演算増幅器で構成される二相−三相変換回路に加え
ると、２個のＲＯＭより基準三相電流を得ることができ
る。
の手段をブロック図で示したもので、ＲＯＭ−１、ＲＯ
Ｍ−１には７ｒ７′２位相のずれた二相正弦波電流を書
き込んでおく。これらの電流パターンをＤ／Ａ変換した
後、演算増幅器で構成される二相−三相変換回路に加え
ると、２個のＲＯＭより基準三相電流を得ることができ
る。
第５図は本発明のインバーターを用いて誘導電動機の加
減速制御を行う場合のインバーター装置の構成例である
。設定速度と実際の電動機速度との差を検出して、図の
すべり周波数コントローラと電流コントローラを制御す
ることにより所望の速度とトルクを得るようにしたもの
である。誘導電動機の発生トルクはすべり周波数と一次
電流の大きさによって決まるので、電流を直接制御する
本インバーターの場合、簡単な制御回路により精密な速
度制御を行うことができる。
減速制御を行う場合のインバーター装置の構成例である
。設定速度と実際の電動機速度との差を検出して、図の
すべり周波数コントローラと電流コントローラを制御す
ることにより所望の速度とトルクを得るようにしたもの
である。誘導電動機の発生トルクはすべり周波数と一次
電流の大きさによって決まるので、電流を直接制御する
本インバーターの場合、簡単な制御回路により精密な速
度制御を行うことができる。
第５図の電流コントローラは電動機の発生トルクを調節
するとともに、突発事故により一札が欠相した場合等に
１速かに健全相の電流をしばって、電源を切断すること
なく、インバーター装置を保護する手段として有効に用
いることが出来る。
するとともに、突発事故により一札が欠相した場合等に
１速かに健全相の電流をしばって、電源を切断すること
なく、インバーター装置を保護する手段として有効に用
いることが出来る。
以上述べたように本発明によればインバーターの出力電
流を直接制御するとともに出力電流の波形歪を極力抑制
するようにインバーターの導通モードが定まるので、負
荷の電力を精密に制御できる。また本インバーターを誘
導電動機の駆動に用いた場合は、トルク脈動が小さくな
ることに加え、トルクの精密制御が行える。これらの点
よυ、精密に電力やトルクを制御できる波形歪の少ない
インバーター装置を提供できるので、産業用の電力変換
装置および可変速運転装置の制御性能の向上に顕著がる
効果をもたらすものである。
流を直接制御するとともに出力電流の波形歪を極力抑制
するようにインバーターの導通モードが定まるので、負
荷の電力を精密に制御できる。また本インバーターを誘
導電動機の駆動に用いた場合は、トルク脈動が小さくな
ることに加え、トルクの精密制御が行える。これらの点
よυ、精密に電力やトルクを制御できる波形歪の少ない
インバーター装置を提供できるので、産業用の電力変換
装置および可変速運転装置の制御性能の向上に顕著がる
効果をもたらすものである。
第１図は本発明の動作原理を示す単相インバーターの構
成図。第２図は第１図の回路の出力電流・電圧の波形を
示した図。第３図は三相誘導電動機を駆動する三相イン
バーターの構成図。第４図は２個のＲＯＭより三相基準
電流を発生せしめる二相−三相電流変換回路のブロック
図。第５図は三相誘導電動機の加減速運転に本発明イン
バーター装置ｍを適用した実施例の回路図である。 なお、図中Ｅｄは直流電源、工りけ誘導性負荷、８１〜
Ｓ２け電力用半導体スイッチ、Ｄ、〜Ｄ２はダイオード
、０１〜Ｇ５はゲート駆動回路Ｊ〜ＩＡ−１〜工Ａ−３
は絶縁増幅器、ＲＯＭ 、ＲＯＭ−１〜ＲＯＭ−３はリ
ード・オンリイ・メモリー、Ｄ／Ａ 、 Ｄ／Ａ二曳Δ
−３はディジタル−アナログ変換器、Ｌ、Ｌ、〜Ｌ３は
ラッチ回路、ＶＣＯは電圧制御発振器、■。、〜■ｏ２
は制御信号、Ｃ１、Ｃ２はカウンター、７戸 は電圧−
周波数変換器、ｊ−Ｈは基準正弦波電流、ＩＬは負荷の
電流、圧、２瓦は電気角、０ツはインバーター角周波数
、１〜ＩＶはザンフ゛リング期間、Ｔｒ １．１〜Ｔｒ
２３は電力用トランジスター＋Ｄ１１〜Ｄ４はダイオー
ド、ｒ１１〜ｒＷは十目市、流検出抵抗、工Ｍは誘導電
動（幾、ＳＷはヌイツチ、ｕ −Ｗ （ｄｕ相、ｖ 半
＋１、Ｗ相、１は直流電源、２は三相インバーター、５
は電流検出抵抗、４は誘導電動機、５は速度発電機、６
は絶縁増幅器、７はリード・オンリイ・メモリー、８は
ディジタル−アナログ変換器、９はランチ回路、］０は
カウンター、１１は電流制御回路、１２け電圧−川波数
変換器、１３はｎビットの周波数分周回路、１４はヌベ
リ周波数制御回路、１５は設定速度信号、１６は二相−
三相変換回路、１７け周波数制御（ｉＡ号、１ｇＵｉｆ
流制御信号、１９は三相基準正弦波電流を示す。 特許出羅１人 花 １） 勇 代理人 （６４２０）弁理士井田完二 に１図 第４図 第５図 、／′
成図。第２図は第１図の回路の出力電流・電圧の波形を
示した図。第３図は三相誘導電動機を駆動する三相イン
バーターの構成図。第４図は２個のＲＯＭより三相基準
電流を発生せしめる二相−三相電流変換回路のブロック
図。第５図は三相誘導電動機の加減速運転に本発明イン
バーター装置ｍを適用した実施例の回路図である。 なお、図中Ｅｄは直流電源、工りけ誘導性負荷、８１〜
Ｓ２け電力用半導体スイッチ、Ｄ、〜Ｄ２はダイオード
、０１〜Ｇ５はゲート駆動回路Ｊ〜ＩＡ−１〜工Ａ−３
は絶縁増幅器、ＲＯＭ 、ＲＯＭ−１〜ＲＯＭ−３はリ
ード・オンリイ・メモリー、Ｄ／Ａ 、 Ｄ／Ａ二曳Δ
−３はディジタル−アナログ変換器、Ｌ、Ｌ、〜Ｌ３は
ラッチ回路、ＶＣＯは電圧制御発振器、■。、〜■ｏ２
は制御信号、Ｃ１、Ｃ２はカウンター、７戸 は電圧−
周波数変換器、ｊ−Ｈは基準正弦波電流、ＩＬは負荷の
電流、圧、２瓦は電気角、０ツはインバーター角周波数
、１〜ＩＶはザンフ゛リング期間、Ｔｒ １．１〜Ｔｒ
２３は電力用トランジスター＋Ｄ１１〜Ｄ４はダイオー
ド、ｒ１１〜ｒＷは十目市、流検出抵抗、工Ｍは誘導電
動（幾、ＳＷはヌイツチ、ｕ −Ｗ （ｄｕ相、ｖ 半
＋１、Ｗ相、１は直流電源、２は三相インバーター、５
は電流検出抵抗、４は誘導電動機、５は速度発電機、６
は絶縁増幅器、７はリード・オンリイ・メモリー、８は
ディジタル−アナログ変換器、９はランチ回路、］０は
カウンター、１１は電流制御回路、１２け電圧−川波数
変換器、１３はｎビットの周波数分周回路、１４はヌベ
リ周波数制御回路、１５は設定速度信号、１６は二相−
三相変換回路、１７け周波数制御（ｉＡ号、１ｇＵｉｆ
流制御信号、１９は三相基準正弦波電流を示す。 特許出羅１人 花 １） 勇 代理人 （６４２０）弁理士井田完二 に１図 第４図 第５図 、／′
Claims (2)
- （１）直流電源と電力用半導体素子群のスイッチング動
作によシ交流電力を摺るインバーター回路で、基準正弦
波電流と実際の負荷電流との比較により、前記半導体素
子群の導通モードを制御することを特徴とするインバー
ター装置。 - （２） 直流電源と電力用半導体素子群のスイッチン
グ動作により交流電力を得るインバーター回路で、基準
正弦波電流と実際の負荷電流との比較により、前記半導
体素子群の導通モードを制御するインバーター装置にお
いて、基準正弦波電流又は／及び制御回路を三相化し、
三相誘導電動機の＠面電流の制御により電流やトルク脈
動の少ない運転を可能にすることを特徴とする三相誘導
電動機駆動用のインバーター装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56211583A JPS58112472A (ja) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | インバ−タ−装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56211583A JPS58112472A (ja) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | インバ−タ−装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58112472A true JPS58112472A (ja) | 1983-07-04 |
Family
ID=16608161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56211583A Pending JPS58112472A (ja) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | インバ−タ−装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58112472A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4773657B2 (ja) * | 1999-07-28 | 2011-09-14 | バルワー エス．アー． | 密封機構を有する流体スプレー装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52140830A (en) * | 1976-05-19 | 1977-11-24 | Fuji Electric Co Ltd | Method of controlling inverter |
-
1981
- 1981-12-25 JP JP56211583A patent/JPS58112472A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52140830A (en) * | 1976-05-19 | 1977-11-24 | Fuji Electric Co Ltd | Method of controlling inverter |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4773657B2 (ja) * | 1999-07-28 | 2011-09-14 | バルワー エス．アー． | 密封機構を有する流体スプレー装置 |
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